JPH0787633B2 - 電気−音響変換装置 - Google Patents

電気−音響変換装置

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JPH0787633B2
JPH0787633B2 JP59028837A JP2883784A JPH0787633B2 JP H0787633 B2 JPH0787633 B2 JP H0787633B2 JP 59028837 A JP59028837 A JP 59028837A JP 2883784 A JP2883784 A JP 2883784A JP H0787633 B2 JPH0787633 B2 JP H0787633B2
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フランシスクス・ヨハンネス・オツプ・デ・ベ−ク
ヤコブ・マリア・フアン・ニユ−ランド
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エヌ・ベ−・フイリツプス・フル−イランペンフアブリケン
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Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野あ 本発明は電気信号を音響信号に変換するために、 −電気入力信号を受け取る入力端子と、 −電気信号を音響出力信号に変換する電気−音響トラン
スデューサ装置と、 −第１の入力端子及び第２の入力端子並びに出力端子を
有し、第２の入力端子に加えられる制御信号の制御の下
に第１の入力端子に加えられる電気信号の周波数特性を
補正し、補正された電気信号を出力端子から出力する等
化器と、 −前記電気−音響トランスデューサ装置を駆動するため
の増幅器と、 −音響信号を検出し、この音響信号の目安である電気信
号を発生するピックアップ手段と、 −前記入力端子と、前記等化器の第１の入力端子との間
の信号経路内の一点に結合される第１の入力端子と、前
記ピックアップ手段に結合される第２の入力端子と、前
記等化器の第２の入力端子に結合され、制御信号を出力
する出力端子とを有する周波数分析器とを具える電気−
音響変換装置に関するものである。
（従来の技術） 冒頭に述べたタイプの装置は英国特許願第GB2,068,678A
号明細書に開示されている。この既知の装置は閉じた空
間（例えば、居間や自動車の車内）内でトランスデュー
サ装置により放射された音響信号を自動的に補正（等
化）することを意図している。但し、この発明はこのよ
うな空間で使用する装置に限定するものではない。而し
て装置のいくつかの要素の周波数特性が平坦でなかった
り、音響出力信号が放射される空間の音響的性質のた
め、装置の入力端子に周波数応答が平坦な電気信号を加
えても再生時にひずみを伴なうことになる。そしてこの
結果空間内に置かれている検出手段（例えば、マイクロ
ホン）が検出する音響信号の周波数特性はも早や平坦で
なくなる。そこでこの平坦でない周波数特性を補償する
ために、入力端子とトランスデュー装置との間の回路内
に等化器を入れる。そしてこの等化器の周波数応答をピ
ックアップ手段で検出される音響信号の周波数特性と反
対にセットする。この等化器の設定は周波数分析器から
得られる制御信号により指示されるが、この周波数分析
器は1/3オクターブ又は１オクターブフィルタを有する
２個のフイルタバンクを具える。そして第１の入力端子
に加えられる信号をこれらの２個のフイルタバンクの一
方により1/3オクターブ又は１オクターブの幅を有する
いくつかの周波数帯に分割し、第２の入力端子に加えら
れる信号を他方のフィルタバンクにより1/3オクターブ
又は１オクターブの幅を有する等しい数の周波数帯に分
割する。その上でこれらの２個の信号について各1/3オ
クターブ又は１オクターブの周波数電力含有量を求め
る。次に両方の信号の対応する1/3オクターブ又は１オ
クターブの周波数電力含有量を比較することにより各1/
3オクターブ又は１オクターブの補正信号を導く。これ
らの補正信号全てがまとまって等化器を制御する制御信
号を形成している。
（発明が解決しようとする課題） しかし、この既知の装置はいくつかの欠点を有してい
る。第１にこれは常に満足ゆく等化を与えるというもの
ではない。第２にこれは非常にひずんだ出力信号を出
す。これは非常に不所望なことである。
そこで本発明の目的は、一層正確で良好な等化を与え、
ひずみ成分が相当に小さい出力信号を出す装置を提供す
るにある。
（課題を解決するための手段） 本発明によればこの目的を達成するため、前記周波数分
析器を、第１と第２の入力端子に加えられた前もってデ
ィジタル化されている入力信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）を
フーリエ変換（例えば、離散フーリエ変換即ちDFT又は
高速フーリエ変換即ちFFT）し、これらの信号のフーリ
エ変換像Fx（ｆ）及びFy（ｆ）を求め、これらの２個の
フーリエ変換像から伝達関数を計算し、この伝達関数に
含まれている情報を用いて制御信号を求めるように構成
したことを特徴とする。
伝達関数は周波数の複素関数Hxy（ｆ）であることもあ
り、周波数の実関数|Hxy（ｆ）｜であることもある。後
者は複素伝達関数Hxy（ｆ）の絶対値に対応する。この
ような本発明は次の事実を認識したことに基づいてい
る。即ち、既知の装置で例えば20Hzから20KHzに至る可
聴周波数レンジを分割することは、２個の信号を1/3オ
クターブフィルタ又は１オクターブフィルタにより分析
する時、満足のゆく程正確ではなく、リニアな周波数ス
ケールに沿って見た時特に高い周波数で不正確なことで
ある。1/3オクターブ及び１オクターブフィルタの幅は
フィルタの中心周波数が高くなると共に大きくなるが、
このため特に高い周波数で十分正確ではない等化が行な
われるからである。これれ対し本発明に従って周波数分
析器でフーリエ変換技術を用いれば、もっと幅の狭い周
波数帯での測定が可能となる。20Hz〜20KHzの音響信号
を分析しなければならない場合は少なくとも40KHzの周
波数で信号をサンプリングしなければならない。一回の
測定当り1024個のサンプルをとると仮定すると（高速フ
ーリエ変換はいつも2n個、即ち、512,1024,2048個等の
サンプルを用いる。以后一例としてサンプルの数は1024
個と仮定する）、これは周波数領域では０〜20KHzの周
波数レンジで512個の（複素）サンプルが得られること
を意味し、全周波数レンジに亘って即ち高い周波数でも の帯域が得られる。等化器がディジタル動作する等化器
である場合は20Hzから20KHz迄の周波数応答を非常に狭
い周波数帯、即ち、本例では各40Hzで適応させることが
できる。
等化器が、例えば、1/3オクターブフィルタを具える普
通のアナログ フィルタバンクであるか又は等化器が複
数個のパラメトリック フィルタを具える場合は、周波
数分析器での伝達関数の幅の狭い帯域の情報を等化器内
の各フィルタに対する制御信号に変換しなければなら
い。上述した全ての場合で、後に明らかとなるように、
伝達関数に含まれるいくらかの情報を無視されている
が、このため1/3オクターブ、１オクターブ又はパラメ
トリックフィルタを有する等化器ですら良好な等化を与
える。
また、前述した既知の装置は空間の１個又は複数個の音
響固有モードの鞍線又は鞍点又はその近傍にトランスジ
ューサ装置やピックアップ手段を置くことを許さない。
音響固有モードは空間に生ずる（音響）自然共振（定在
波）であり、これについては1977年７月４日から９日迄
マドリッドで開かれた第９回国際音響会議（I.C.A）に
提出されたペーパG2のJ.M.van Nieuwland及びG.Weberの
「Eigenmodes in non−rectangular reverberation ro
oms」を参照されたい。鞍線とか鞍点というのは空間内
の音場（固有モード）の音圧がゼロである位置ある。
トランスデューサ装置が鞍線又は鞍点ないしその近傍に
なく、ピックアップ手段が鞍線又は鞍点ないしその近傍
に位置する時は、トランスデューサ装置の出力信号によ
りこのような固有モードが励振されるが、この固有モー
ドはピックアップ手段により（ほとんど）検出されな
い。しかし、トランスデューサ装置が鞍線又は鞍点ない
しその近傍に位置する時は、固有モード自体が励振され
ず、従ってピックアップ手段の位置如何にかかわらず、
検出されることはない。この結果、この固有モードに対
応する共振周波数では伝達関数の値が非常に低い。
次に周波数分析器は制御信号を等化器に供給するが、こ
れによりこの共振周波数に対応する1/3オクターブフィ
ルタが付加的にこの周波数帯の電気信号を増幅する。そ
して等化器により1/3オクターブフィルタで上昇された
電気信号が関連する周波数帯で上昇させられた音響信号
に変換される。このため周波数分析器が一回で等化を行
なわねばならないような構造になっている場合は、等化
器を瞬時的にセットすると正しくなく、これは勿論不所
望なことである。
装置が繰り返し等化法で動作する場合は、次の等化段階
でピックアップ手段が関連する周波数帯で増幅された信
号を検出することはないかほとんどなく、従って周波数
分析器が再び制御信号を等化器に供給し、前記1/3オク
ターブフィルタでの付加的増幅により電気信号を大きく
する。この結果利得は段階的に大きくなる。そして或る
瞬時に関連する1/3オクターブフィルタの利得が過度に
高くなり、信号を電源により限ったり、トランスデュー
サ装置が過負荷になった時この周波数レンジの信号がひ
ずむことになる。この結果トランスデューサ装置の出力
信号も大きくひずむが、これも明らかに望ましくないこ
とである。生起する可能性のあるもう一つの問題はピッ
クアップ手段が空間内でいくつかの空間の音響固有モー
ド間に破壊的干渉が生ずる位置に位置することである。
この時もまた特定の周波数帯でピックアップ手段は全く
又はほとんど信号を検出せず、この帯域での伝達関数の
値が非常に小さくなる。これもまた前述したように、等
化器を間違ってセットしたり、音響出力信号に大きなひ
ずみを持ち込むことになる。
本発明に係る一手法は、伝達関数が信頼できない周波数
帯の伝達関数が有する情報を無視することである。蓋
し、これらの周波数帯の情報は周波数応答の等化に更に
寄与することもなく、ひずみを生じたり、間違った等化
に至り勝ちであるからである。
而して伝達関数の信頼できない情報を無視する一つの方
法は、前述した場合には関連する周波数帯の伝達関数の
値が非常に小さいことを利用するものである。これは次
のようにして達成される。
先ず、伝達関数の平均値を求める。そして特定の周波数
fiにおいて伝達関数の値が、ｘを例えば20又はそれ以上
の数として、この平均値の1/X倍よりも小さい場合は、
この周波数に対応する伝達関数の値を無視する。これは
ディジタル等化器又は例えば1/3オクターブフィルタを
具えるアナログフィルタバンクを用いる場合、関連する
周波数fiでの伝達関数の値をこの周波数fiに対応する関
連するフィルタ用の制御信号を作るに当って用いないこ
とを意味する。
こうすると等化が一層良好になると共に、出力信号にひ
ずみが生ずるおそれも小さくなる。
本発明に係る装置の一つの好適な実施例は、周波数分析
器を更に、前記２個の信号間のコヒーレンス関数γ2 xy
（ｆ）を計算するように構成したことを特徴とする。コ
ヒーレンス関数γ2 xy（ｆ）は周波数分析器の２個の入
力端子に加えられる２個の信号ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）の間
にコヒーレンスの程度（云い換えれば対応の程度）を表
わす。このコヒーレンス関数の値は０と１の間に入る。
特定の周波数帯で２個の信号間のコヒーレンスが大きい
場合はこの周波数帯でのコヒーレンス関数も高い。逆に
コヒーレンスが悪い場合は関連する周波数帯でのコヒー
レンス関数も低い。そして特定の周波数帯でのコヒーレ
ンス関数が低いか高いかは夫々のこの周波数帯での特許
請求の範囲第１項に従って計算された伝達関数の信頼度
が低いか満足ゆくものであるかを意味する。
２個の信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）間のコヒーレンスが悪
く、従って伝達関数が信頼できなくなるいくつかの原因
については既に前に述べてある。即ち、トランスデュー
サ装置又はピックアップ手段が空間の固有モードの鞍線
又は鞍点にあったり、ピックアップ手段が空間の複数個
のモード間に破壊的干渉が生ずる位置に位置する場合で
ある。これらの場合は関連する周波数帯で伝達関数の値
が非常に小さくなる。
もう一つの原因は背景雑音又は他の混乱させる音、例え
ば独立した音源により生ずる連続音により伝達関数の測
定が乱されることである。これ故、これらの混乱させる
音が生ずる周波数帯では伝達関数が信頼できない。而し
てこれらの周波数帯での伝達関数の値は一般には余り低
くない。従って、前述した信頼できない情報を有する周
波数帯を無視する方法は今の場合用いることができな
い。
信頼できなくなった原因如何にかかわらず伝達関数の全
ての信頼できない部分を無視するにはコヒーレンス関数
γ2 xy（ｆ）を用いるのが良い。
この目的で本発明に係る装置の一実施例は周波数分析器
を、制御信号を求めるに当って、コヒーレンス関数γ2
xy（ｆ）が特定の値、例えば、0.8よりも小さい周波数f
iの伝達関数の値を無視するように構成したことを特徴
とする。原理的には、この値0.8は可成り任意なもので
ある。例えば、0.8より高い値にすれば伝達関数の無視
されない部分の信頼度が高くなる。逆にコヒーレンス関
数の値が0.7や0.8よりも小さい場合に無視するようにす
ると、伝達関数の残りの部分の信頼度が下がり、有効な
等化が行なわれなくなる。
また、コヒーレンス関数は伝達関数を求めるに当って平
均化を行わなけれならない回数を決めるテスト基準とし
ても利用できる。小数回の測定（側ち、２回程度２個の
信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）の1024個のサンプルをとるこ
と）から求められた伝達関数に対応するコヒーレンス関
数は全周波数レンジに亘って値が小さく、従って、伝達
関数はほとんど信頼できない。Ｐ回の測定を行なってＰ
個の伝達関数を求め、次にそれから平均伝達関数を求め
るとすると、Ｐの値が大きい程平均伝達関数も信頼でき
るようになる。そして平均をとると、Ｐの値が大きくな
ればなる程この伝達関数に対応するコヒーレンス関数の
値も大きくなる。しかし或る瞬時以后はＰを更に大きく
してもコヒーレンス関数の値がそれ以上大きくならなく
なる。これは特定の値Ｐ＊を越えて平均をとる数を更に
増しても伝達関数の信頼度がそれ以上高くならにことを
意味する。これについては1977年に英国のロンドンで開
かれた環境技師協会のシンポジウムに提出されたペーパ
であるE.L.PetersonとA.L.klostermanの「Obtaining go
od results from an experimental modal survey」を参
照されたい。
このようにして、コヒーレンス関数から最も信頼できる
伝達関数をるために少なくとも何個の平均をとらねばな
らないか、その個数Ｐ＊を知ることができる。
またコヒーレンス関数を用いると装置を正規に使用して
いる間に等化を行なうこともできるようになる。この時
装置に加えられる信号（例えば、一小節の音楽）が周波
数分析器の第１の入力端子に加えられる入力信号として
役立ち、ピックアップ手段により検出された（音楽）信
号が周波数分析器の第２の入力端子に加えられる入力信
号として役立つ。そしてその楽節の特定の周波数帯で電
力を有していない時は、勿論この周波数帯で伝達関数の
信頼度が非常に低く、それ故この周波数帯で等化を行な
うのに使用することはできない。この時もコヒーレンス
関数を使用することができる。この周波数帯のコヒーレ
ンス関数が非常に低い値であると、この周波数帯の伝達
関数に含まれる情報は等化器用の制御信号を決めるに当
って自動的に無視される。
注意すべきことは高速フーリエ変換の理論と応用自体は
既知であり、例えば下記の文献を参照できることであ
る。
ａ）R.B.Randall著「Application of B ＆ K Equipment
to Frequency Analysis」、Bruel and kjaer社刊、197
7年９月、時に第2.5及び６章。
ｂ）J.S.Bendat及びA.G.Piersol著「Random data:Analy
sis and Measurement Procedures」、1971年Wiley Inte
rscience社刊、特に第５及び６章。
ｃ）K.A.Ramsey著「Effective Measurements for Struc
tural Dynamics Testing」第１部、Sound and Vibratio
n誌、1975年11月、第24〜35頁。
また、離散した周波数領域を用いる自動等化法が電話回
線を用いるデータ伝送において適用される。IEEE Trans
actions on Information Theory.第IT−19巻、第１号、
1973年１月、第59〜68頁参照。しかし、本発明に係る周
波数分析器で（高速）フーリエ変換技術を用いること
や、これにより空間での（自動）等化について得られる
利点と方法とは未だ知られていない。
本発明に係る装置は更に周波数分析器を、フーリエ変換
を施す前に、第１の入力端子に加えられた信号を第２の
入力端子に加えられた信号に対し、少なくとも実質的に
最適通路を経るトランスデューサ装置からピックアップ
手段迄の音響出力信号の伝播遅延に対応する時間間隔だ
け遅延させるように構成したことを特徴とする。ここで
問題となる時間間隔は装置が音響エネルギーを放射する
空間の測定されたインパルス応答ｈ（τ）又は２個の信
号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）の重なり相関関数Rxy（τ）か
ら求めることができる。
而してインパルス応答を利用する場合は、装置が正規に
使用される前にパルス形のテスト信号をトランスデュー
サ装置に加えねばならない。この時ピックアップ手段が
このテスト信号に対する空間の応答、即ち、インパルス
応答ｈ（τ）を検出する。上記時間間隔はテスト信号が
トランスデューサ装置に加えられた瞬時と、ピックアッ
プ手段が最初に信号を検出する瞬時との間で経過する時
間又はトラスデューサ装置にテスト信号が加えられた瞬
時と、インパルス応答の最大値が生ずる瞬時との間で経
過する時間としてとらえられることができる。而して何
時もと云う訳ではないがしばしばこれらの２個の時間間
隔は互いに等しい。
この時間間隔を重なり相関から求める場合は、装置が正
規に使用されている時にこれを行なえるという利点が得
られる。この場合信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）（例えば、
装置で再生される普通の音楽信号）からフーリエ変換技
術で重なり相関関数を導き出すことができる。そして問
題となる時間間隔はこの重なり相関関数の絶対値が最大
（即ち最高）になる時のτの値をとることにより得られ
る。種々の方法で得られる時間間隔の値はトランスデュ
ーサ装置とピックアップ手段との間での音波の伝播遅延
に対応する。またトランスデューサ装置とピックアップ
手段とが少なくとも実質的に互いに向き合う場合は前期
最適経路は両者の間の最短路（距離）に対応する。これ
に対し両者が互いに対向しない時はトランスデューサ装
置からピックアップ手段への最適経路は室の壁からの反
射を介して延在する。
第１の信号を前期時間間隔τだけ遅延させると２個の信
号ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）との間に一層良好な反応が得られ
る。この結果コヒーレンス関数が一層良好となり（一層
大きな周波数レンジでコヒーレンス関数が例えば0.8よ
りも大きくなる）、計算された伝達関数も一層良好とな
る。このため等化も一層良好となる。
周波数分析器を更に、第１の入力端子に加えられた信号
を遅延させた後フーリエ変換を施す前に、時間窓により
２個の信号の長さを制限し、時間窓の長さがほぼピック
アップ手段がトランスデューサ装置の直接音響出力信号
と、トランスデューサ装置の音響出力信号のいくつかの
初期反射とを検出する時間間隔に対応するように構成す
ると好適である。この手法はトランスデューサ装置を介
して音響（ステレオ）信号を受け取る聴者の聴覚の興奮
は主として直接音及び所謂初期反射に依存する事実を認
識したことに基づいている。そして初期反射は直接音が
到達した後40msないし50ms以内に聴者に到達する。それ
故、時間窓の長さは最大でも40〜50msとするが、ピック
アップ手段により受け取られる信号の時間の関数として
の崩壊に依存してこれよりも短くしてもよい。またこの
場合インパルス応答ｈ（τ）を用いることもできる。例
えば、インパルス応答の振幅が最大振幅（これは到達し
た時の直接音の振幅である）の1/2（又は他の比較、例
えば1/3）に下った時の瞬時が時間窓の終了を決める。
時間窓の長さを決めるのに前述した重なり相関関数Rxy
（τ）を用いることもできる。各反射は重なり相関関数
の絶対値|Rxy（τ）｜の曲線の極大値として現われる。
そしてこの時時間窓の長さはτ０を（直接音によりひき
おこされる）|Rxy（τ）｜が最大値をとる時のτの値と
し、τ１を|Rxy（τ）｜の極大が未だにこの最大値の1/
2（又は他の比較、例えば、1/3）に等しい値をする時の
τの最大値とした時の時間間隔τ１−τ０に対応する。
本発明はまたはステレオホニック信号を再生する装置に
も関するものであり、この目的で、更に、ステレオホニ
ック信号を音響信号に変換するために、第２の電気入力
信号を受け取る第２の入力端子と、この第２の電気入力
信号を第２の音響出力信号に変換する第２の電気−音響
トランスデューサ装置と、この第２の電気−音響トラン
スデューサ装置を駆動するための第２の増幅器とを具
え、等化器に更に第３及び第４の入力端子並びに第２の
出力端子を設け、第４の入力端子に加えられる第２の制
御信号の影響の下に第３の入力端子に加えられる第２の
電気信号の周波数特性を補正し、第２の出力端子から補
正された第２の電気信号を出力するように構成し、周波
数分析器に前記第２の入力端子と等化器の第３の入力端
子との間の信号経路内の一点に結合される第３の入力端
子と、等化器の第４の入力端子に結合され、第２の制御
信号を出力する第２の出力端子とを設け、また周波数分
析器を、第３の入力端子に加えられた予じめディジタル
化されている入力信号ｚ（ｔ）にフーリエ変換を施し、
この信号ｚ（ｔ）のフーリエ変換像Fz（ｆ）を作り、２
個の信号ｚ（ｔ）及びｙ（ｔ）のフーリエ変換像から第
２の伝達関数を計算し、この第２の伝達関数に含まれる
情報を用いて第２の制御信号を求め、信号ｘ（ｔ）とｙ
（ｔ）の間の部分コヒーレンス関数γ2 xy・ｚ（ｆ）
と、信号ｚ（ｔ）と（ｔ）の間の部分コヒーレンス関数
γ2 zy・ｘ（ｆ）とを計算し、夫々第１と第２の制御信
号を求めるに当って、部分コヒーレンス関数γ2 xy・ｚ
（ｆ）及びγ2 zy・ｘ（ｆ）の値が0.7と1.0の間に入る
と好適な特定の固定値より小さい周波数f1の第１と第２
の伝達関数の値を無視するように構成したことを特徴と
する。第１の入力端子を介して、例えば、左側の信号を
装置に加え、第２の入力端子を介して右側の信号を装置
に加えることができる。ピックアップ手段は第１のトラ
ンスデューサ装置からの音響信号と、第２のトランスデ
ューサ装置からの音響信号とを両方とも検出するから、
今度は部分相関関数を計算して計算された伝達関数の信
頼度（従って、第１と第２の制御信号を決めるに当って
伝達関数のどの周波数帯を無視しなければならないか又
は無視してはならないか）を求めねばならない。部分相
関関数の理論自体は既知である（参考文献（ｂ）,5.4章
参照）。しかし、本発明に係る装置で部分相関関数を用
いることは知られていない。
明らかに、前述した一方の信号を他方の信号に対して遅
延させる手法や、時間窓により信号の長さを制限する手
法はステレオの場合にも適用できる。
（実施例） 図面につき本発明を詳細に説明する。
第１図に示す回路の入力端子１は信号源２からの電気入
力信号を受け取る。信号源２は第１図に示したようなモ
ノホニック信号を供給できるが、この代りにステレオホ
ニック信号を供給することもできる。後者の状況は第７
図に詳細に示してある。入力端子１は前置増幅器３を介
して等化器４の第１の入力端子７に接続する。等化器４
はまた第２の入力端子８と出力端子９とを有する。この
等化器４はライン10を介して第２の入力端子８に加えら
れる制御信号により第１の入力端子７に加えられる電気
信号の周波数特性を補正し、補正された電気信号を出力
端子９から供給するような構造になっている。等化器４
の出力端子９増幅器５を介してトランスデューサ装置６
に接続する。トランスデューサ装置６は１個又は複数個
の拡声器11を具える。トランスデューサ装置６は入力端
子12に加えられる電気信号を音響出力信号に変換し、こ
の音響出力信号を室13に放射することを目的とする。室
13内にはマイクロホンの形態をしたピックアップ手段14
を置き、室13内の音響信号を検出し、この音響信号の目
安となる電気信号を発生するようになっている。入力端
子１と等化器４の第１の入力端子７との間の信号経路内
の一点23をアナログ−ディジタル変換器25を介して周波
数分析器16の第１の入力端子15に接続する。ピックアッ
プ手段14の出力端子は前置増幅器又は自動利得制御回路
24及びアナログ−ディジタル変換器18を介して周波数分
析器16の第２の入力端子17に接続する。前置増幅器24は
ピックアップ手段から送られてくる信号を増幅して信号
レベルをA/D変換器18の測定レンジと両立できるように
することを目的とする。回路要素24が前置増幅器である
場合はその利得を周波数分析器16により制御する必要が
ある。また回路要素24が自動利得制御回路である場合は
非常にゆっくりと動作する必要がある。AGCの利得は測
定時間中に変化してはならない（この時間は、例えば、
1024個のサンプルのデータブロックによい占められる時
間に対応する）。また周波数分析器16の出力端子19から
ライン10を介して等化器４の第２の入力端子８に制御信
号が供給される。周波数分析器16は夫々A/D変換器25及
び18でディジタル化された後入力端子15及び17に加えら
れる入力信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）をフーリエ変換（DF
T又はFFT）し、これらの２個の信号のフーリエ変換像Fx
（ｆ）及びFy（ｆ）を作り、これらの伝達関数に含まれ
る情報から制御信号を求める構造にする。
次式により伝達関数Hxy（ｆ）を計算すると好適であ
る。
参考文献（ｂ）5.2章第145及び147頁並びに式（5.29）
参照。この式でＦ＊ ｘ（ｆ）はFx（ｆ）の共役複素関数
であり、Gxy（ｆ）は信号ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）の（複
素）重なりスペクトルであり、Gx（ｆ）は信号ｘ（ｔ）
の自己スペクトル（実関数）である。Gxy（ｆ）は複数
関数であるから、伝達関数Hxy（ｆ）も周波数の複素関
数である。而して信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）から誘導さ
れる伝達関数は必ずしも信頼度が高くないが、これは次
のような原因による。
（ｉ）トランスデューサ装置が室13の固有モードの鞍線
若しくは鞍点又はその近傍に位置する。
（ii）ピックアップ手段が室13の固有モードの鞍線若し
くは鞍点又はその近傍に位置する。
（iii）ピックアップ手段が室13内で複数個の固有モー
ド間の破壊的な干渉が生ずる位置に置かれる。
（iv）伝達関数の測定が背景雑音（ランダム信号）によ
り傷つけられる。
（ｖ）伝達関数の測定が連続音のような連続したランダ
ムでない信号により乱される。
（vi）他の種々の原因 最初の３個の原因は関連周波数帯で伝達関数の値が非常
に低くなることを特徴とする。これを以下に第２図及び
第3a図につき説明するが、第２図ではピックアップ手段
が室13の固有モードの鞍線又は鞍点に正確に丁度位置し
ている。
第２図は２個の音響固有モード（即ち定在波）20及び21
を示しているが、これらの固有モードは室13の長手方向
に生じ、拡声器11の出力信号により励振される。縦方向
には音圧の振幅をとっている。固有モード20は共振周波
数f1有するが、この共振周波数f1は固有モード21の共振
周波数f2の1/3に等しい。ピックアップ手段14は正確に
これらの２個の固有モードの鞍点に位置している。そし
てこの位置では２個の固有モードの音圧がいずれもゼロ
に等しく、ピックアップ手段14はこの相当する共振周波
数に対しては何の信号の中味も検出しない。これを第3a
図に示す。トランスデューサ装置が鞍線若しくは鞍点又
はその近傍、即ち、第２図でピックアップ手段14が置か
ている位置にある場合も同じことがあてはまる。この時
はピックアップ手段は別の位置に位置する。而してこの
場合は２個の固有モードが励振されない。またピックア
ップ手段の位置で複数個のモード間に破壊的干渉が生ず
る場合も同じことがあてはまる。
第3a図で曲線30は伝達関数|Hxy（ｆ）｜を表わすが、こ
の伝達関数は（複素）伝達関数Hxy（ｆ）の絶対値に対
応する。従って、伝達関数|Hxy（ｆ）｜は周波数の実関
数である。フーリエ変換による伝達関数の計算ではサン
プリングされた信号が用いられるから、計算された伝達
関数も31で示したようなサンプリングから成り、連結し
た曲線30は得られない。そして２個のサンプル間の周波
数Δｆは に等しい。ここではfmは伝達関数の上限（即ち、励えば
20KHz）であり、fsはサンプンリング周波数であり、Ｎ
は一回の測定で得られるサンプルの数である。参考文献
（ｃ）の「The transfer and coherence functions」と
題する章を参照されたい。このように、伝達関数はｆ＝
Ｏとｆ＝fmとの間にN/2個のサンプルを具える。第3a図
に見るように、周波数f1及びf2並びにそれらの近傍では
伝達関数の値が非常に小さい。導入部で述べたように、
既知の回路はこれを補正しようとするが、そうすると、
（１回の等化段階が必要な場合は）回路が間違ってセッ
トされ、（反復等化法により回路が動作する場合は）利
得が高くなりすぎ、回路の音響出力信号が著しく歪んで
しまう。これは望ましからざることであり、本発明によ
れば等化器４の制御信号を求めるに当り、周波数f1及び
f2並びにそれらの近傍での伝達関数に含まれる情報を無
視する。
これを達成する一つの方法は伝達関数の平均値Hmの1/X
倍よりも小さい値しか有しないサンプルを無視し、この
代りに伝達関数|Hxy（ｆ）｜の全てのサンプル31の値の
和をとり、次にこの和をサンプルの数 で除してHn・Hmを求めることである。明らかに周波数f1
及びf2近傍の周波数帯のいくつかのサンプルは値がHnよ
りも小さく、それ故取り除かれる。原因（iv）が測定さ
れた伝達関数の信頼度に及ぼす効果は、伝達関数をP1回
求め、次に平均伝達関数を求めれば低減、更には除去で
きる。この時（原因iv）干渉信号の雑音様の成分は平均
をとる時外に出てしまう。これに対し、原因（ｖ）と
（vi）の影響は伝達関数の形状から直接明らかという訳
にはいかない。それ故、これにより信頼できなくなった
周波数帯では伝達関数を求めることができず、上述した
方法により無視することもできない。伝達関数の信頼で
きない周波数帯の値を求め、次に無視する良い方法はコ
ヒーレンス関数γ2 xy（ｆ）を用いるものである、この
方法は伝達関数に不信頼性を持ち込む原因如何にかかわ
らず正しく機能する。
第3b図で曲線32は次式で計算したコヒーレンス関数を表
わす。
参考文献（ｂ）の5.2章第145頁の式（5.30）を参照され
たい。この式で|Gxy（ｆ）|2は重なりスペクトルとの絶
対値の２乗であり、これは重なりスペトルに共役複素重
なりスペクトルを乗算することにより計算される。また
Gy（ｆ）はｙ（ｔ）の自己スペクトル（実関数）であ
る。式（３）の全ての項は実数であるからγ2 xy（ｆ）
も実数であり、次の関数を満たす。
０γ2 xy（ｆ）１ （４） 参考文献（ｂ）の5.2章第142頁の式（5.24）を参照され
たい。事実は、伝達関数の場合と同じように、連続した
曲線32は得られず、ｆ＝０とｆ＝fmの間の のサンプルの値しか得られない。
それ故、 となる。これについても参考文献（ｃ）の「The transf
er and coherence functions」と題する章を参照された
い。
コヒーレンス関数は計算された伝達関数の信頼度の目安
となるものである。特定の周波数帯でコヒーレンス関数
が高い値（例えば＞0.8）をとる時は、この周波数帯で
の伝達関数の信頼度が満足ゆくものである。逆にコヒー
レンス関数の値が低い時は、伝達関数は信頼度が低い。
第3b図は周波数f1及びf2の周りの周波数帯でコヒーレン
ス関数の値が低いことを明瞭に示している。それ故、こ
れらの周波数帯で伝達関数|Hxy（ｆ）｜の信頼度は低
い。このようにして、伝達関数でコヒーレンス関数の値
が0.8よりも小さいサンプルを無視することにより、信
頼できる伝達関数の情報だけが保全され、等化器４の制
御信号を求めるために使用されるようにすることができ
る。明らかに上述した場合はf1及びf2の周りの周波数帯
が無視される。
また、明らかにｆ＝Ｏ及びｆ＞f3の周波数帯も無視され
る。これは前に（ｖ）及び（vi）で述べた原因による可
能性がある。種々の他の原因は次のようなものである。
−信号ｘ（ｔ）の周波数成分が、例えば、f3より下の周
波数に限られることがある。この場合は周波数がf3より
高い部分の情報|Hxy（ｆ）｜が信頼できず、等化のため
に使用することができない。
−トランスデューサの動作周波数レンジの下限であるｆ
＝Ｏから約100Hz迄の非常に低い周波数では、トランス
デューサ装置が信号を再生できない。それ故、この周波
数レンジ内の伝達関数の情報も信頼できず、無視しなけ
ればならない。伝達関数の情報を用いる他の計算は次の
ようである。先ずｆ＝０からｆ＝f1迄の伝達関数|H
xy（ｆ）｜の周波数レンズをいくつかの周波数帯に分割
する。こうすると拡周波数帯は等化器の関連するフィル
タの周波数帯に対応する。例えば、等化器がいくつかの
1/3オクターブフィルタを具える場合は、第3a図の周波
数軸を分割して各々が1/3オクターブの幅を有する周波
数帯になるようにする。これを第4a図に示す。第4a図は
３個の周波数帯Ti-1,Ti及びTi+1を示し、これが夫々帯
域幅ｂ（ｉ−１）,b（ｉ）及びｂ（ｉ＋１）Hzを有する
３個の（1/3オクターブ）フィルタに対応する。
伝達関数|Hxy（ｆ）｜のサンプル（の値）をａ（ｎ）と
する。それ故、ｎが０からN/2に至る範囲で、 |Hxy（ｎΔｆ）｜＝ａ（ｎ） が成立する。こうなると、各周波数帯ｉに蓄わえられて
いるエネルギー量Ｅ（ｉ）が次のようにして求まる。
但し、ここで nlは周波数帯ｉ内の最低の系列番号を有するサンプルの
系列番号である。
nhは周波数帯ｉ内の最高の系列番号を有するサンプルの
系列番号である。
式（５）では周波数帯ｉ内に入るサンプルの数nh−nl＋
１で除算することにより正規化を行っている。１個又は
複数個のサンプルを無視することは次のような効果を式
（５）によるＥ（ｉ）の計算に及ぼす。周波数帯ｉ内の
コヒーレンス関数の関連する値γ2 xy（ｎ）が（例え
ば）0.8より小さい各ａ（ｎ）につき、 −関連するａ（ｎ）に対し値ゼロをとる。
−式（５）によるＥ（ｉ）の計算で量nh−nl＋１だけデ
クリメントする。
周波数帯の各々に対しこれは値Ｅ（ｉ）を生む。一例と
していくつかの値を第4b図でいくつかの値ｉに対応する
柱に与えている。
次に平均エネルギー量Egemを求める。これは全ての値Ｅ
（ｉ）の和をとり、この和を値の数により除することに
より行なうことができる。しかし、次の式でEgemを求め
ると好適である。
ここでEmaxは周波数帯ｉのつき存在する最大エネルギー
量、Eminは最小エネルギー量である。而して第4b図によ
れば、周波数帯ｉ＋１が最大エネルギー量を有し、周波
数帯ｉ−２が最小エネルギー量を有する。そして差Ｅ
（ｉ）−Egemは周波数応答曲線が平坦でない程度の目安
である。第4b図ではこれらの差がハッチングされた部分
により示されている。周波数分析器16は今度はこれらの
差を用いて等化器４内の伝達関数の関連する周波数帯ｉ
に対応する各（1/3オクターブ）フィルタに対する制御
信号Ｓ（ｉ）を供給する。
制御信号Ｓ（ｉ）は今度は次のような形で対応する周波
数帯ｉのエネルギー量に関係する。
ここでαは一回で等化する場合はα＝１であり、繰り返
して等化する方法の場合はαは１より小さく、例えば、
0.9である。式（６）から結論されることは、制御信号
Ｓ（ｉ）の影響の下に、等化器の、エネルギー量Ｅ
（ｉ）がEgemより大きな伝達関数の周波数帯（例えば、
第4b図のｉ＋１の周波数帯）又はエネルギー量Ｅ（ｉ）
がEgemより小さな伝達関数の周波数帯（例えば周波数帯
ｉ−２）に対応するフィルタｉの利得を夫々下げたり上
げたりしなければならない。一段等化の場合は、この時
一回で等化器のフィルタの正しい利得の設定が得られ
る。繰り返し等化法を用いる場合は、等化器の正しい利
得の設定が得られる迄上述した動作を繰り返す。
周波数分析器16の入力端子15及び17に与えられる信号を
フーリエ変換する前に、入力端子15に与えられる信号を
少なくとも概略トランスデューサ装置６の音響出力信号
が最適な経路を経てピックアップ手段14に至る伝播によ
る遅延に対応する時間間隔だけ遅延させることにより上
述した等化法を改良することができる。第１図の例では
最適な経路は拡声器11とマイクロホン14との間の最短経
路に対応する。この時時間隔はd/cに等しい。但し、ｄ
は上記最短経路の長さであり、ｃは空気中での音波の伝
播速度である。
第５図は拡声器11とマイクロホン14との間の最適経路35
が室13の一つの壁で反射して延在する拡声器11とマイク
ロホン14との配置を示している。この時入力端子17に入
る信号は入力端子15に加えられる信号に対してトランス
デューサ装置６とピックアップ手段14との間の伝播遅延
により生ずる遅延を伴ってこの入力端子17に到達する。
伝達関数を求めるに当って周波数分析器で正しい信号を
用いるようにするためには、上記伝播遅延に対する補正
を行なわねばならないが、これは入力端子15の信号を同
じ時間間隔だけ遅延させることにより達成できる。而し
この時間間隔の長さは室のインパルス応答ｈ（τ）又は
２個の信号ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）との間の重なり相関関数
Rxy（τ）から求めることができる。
第６図は室13の、室13内でトランスデューサ装置により
瞬時τ＝０で作られたパルス状の信号に対する応答の絶
対値を表わす。この応答、即ち、インパルス応答ｈ
（τ）は明らかに音響信号は或る時間τ０遅れてピック
アップ手段に達することを示している。この時間τ０は
時間間隔の所要の最短の長さである。代りにインパルス
応答がその最大振幅に達する瞬時に対応する値τ０′を
とることもできる。この遅延時間は重なり相関関数Rxy
（τ）から導くこともできる。そしてこの方が有利であ
る。何故ならば、別個のテスト信号を必要とせず、直接
信号ｘ（ｔ）及びｙ（ｔ）を用いることができるからで
ある。重なり相関関数は重なりスペクトルGxy（ｆ）に
逆フーリエ変換を施すことにより得られる〔参考文献
（ａ）,6.5章参照〕。伝達関数Hxy（ｆ）を計算するに
はいずれにせよ重なりスペクトルを求めねばならないか
ら〔式（１）参照〕、重なり相関関数は簡単に得ること
ができる。重なり相関関数の絶対値、即ち|Rxy（τ）｜
の曲線はいくつかの極大値をとるが、その中でτ＝０か
ら始まってτの値が大きい方に向って最初の極大が最大
値をとる。そしてこの極大が生ずるτの値が前記の遅延
時間τ０′となる。
周波数分析器16の第１の入力端子15に加えられる信号ｘ
（ｔ）をこの伝播遅延だけ遅延させることにより一層よ
く時間と対応する２個の信号のデータブロックを用いて
伝達関数を計算することができる。これは一層良好な
（一層信頼度が高い）伝達関数を与える。この結果一層
広い周波数帯でコヒーレンス関数が（例えば）0.8以上
となり、無視しなければならない伝達関数の情報が少な
くなる。
２個の信号をフーリエ変換する前で、第１の入力端子15
に加えられた信号を遅延させた後に、時間窓により２個
の信号の長さを制限すれば、上述した等化法に対する別
の改良が得られる。この時間窓の長さはピックアップ手
段14が直接トランスデューサ装置の音響出力信号を受け
取り（即ち、この直接の信号は瞬時τ０以降にピックア
ップ手段に到達する）、この信号の何回かの初期反射が
検出される時間間隔に大まかに対応する。これらの反射
はτ０後の一層長い時間間隔τに亘るいく回かの極大値
としてインパルス応答ｈ（τ）及び重なり相関関数|Rxy
（τ）｜に現われる（第６図参照）。どこ迄の反射を初
期反射とみなさねばならないかを決める基準と対応する
極大値の値が、例えば、瞬時τ０′における最大値の1/
3以上である反射を考慮に入れるようにするものとする
ことができる。第６図ではこれは値τ１対応する。τ１
は類似した態様で重なり相関関数から導びくことができ
る。第６図から瞬時τ１−τ０は伝達関数の計算に必要
なＮ個（＝1024）のサンプルのデータブロックの長さよ
りも短いことが明らかである。Ｎ個（＝1024）のサンプ
ルのデータブロックの長さはτｍに等しい。これにもか
かわらず伝達関数を求められるようにするために、長さ
τｍのデータブロックが得られる迄時間を限られた信号
に０を補う（「ゼロ充填」）。
このように信号の長さを限ることは有利である。蓋し、
トランスデューサ装置から放出された音響（ステレオ）
信号を受け取る聴者の感覚は主として直接音及び所謂初
期反射に依存するだけであるからである。これらの初期
反射は直接音の到達后最大で40〜50ms以内に聴者に到達
する。これはτ１−τ０が最大値40〜50msを有すること
を意味する。
信号源２がディジタル信号を供給する場合は、（等化器
の回路設計に依存して）等化器４の手前又は後にディジ
タル−アナログ変換器を入れる必要がある。この場合は
アナログ−ディジタル変換器25及び前置増幅器３を省く
ことができる。
サンプリング周波数が40KHz（これは20Hz〜20KHzの音響
信号を解析するのに必要な最低の周波数である）で一回
の測定当り1024個のサンプルをとる場合は帯域幅が40Hz
であることを既に述べた。これにより高い周波数、例え
ば、約250Hzの場合は、この帯域幅はこのレンジでの対
応るする1/3オクターブの帯域幅より狭く、この結果1/3
オクターブフィルタによる測定と比較して改良が得られ
る。250Hzより低い周波数の場合は状況が反対になる。1
/3オクターブフィルタよりも狭い帯域で測定できるよう
にするため、20KHz迄の周波数レンジを２個の部分に分
け、第１の部分を0Hzから、例えば、250Hz迄とし、第２
の部分を250Hzから20KHz迄とする。各部分を各別のサン
プリング周波数でサンプリングし、両方の測定の各々の
つき1024サンプルをとり、２個の測定を再び組み合わせ
て全周波レンジに亘る伝達関数を得ることにより、全周
波数に亘る、即ち低周波数の場合でも所望の周波数分解
能を得ることができる。
第７図はステレオホニック信号を再生できる本発明回路
の一実施例のブロック図である。この目的でこの回路は
信号源２により与えられる第２の電気入力信号を受け取
るたの第２の入力端子41と、第２の電気信号を第２の音
響出力信号に変換するための第２の電気−音響トランス
デューサ装置46と、この第２のトランスデューサ装置46
を駆動するための第２の増幅器45とを具える。また等化
器４は第３の入力端子47及び第４の入力端子48並びに第
２の出力端子49を具え、第３の入力端子47に加えられる
第２の電気信号の周波数特性を第４の入力端子48に加え
られる第２のライン50上の第２の制御信号の影響の下に
補正し、補正された第２の電気信号が第２の出力端子49
から取り出されるようにする。周波数分析器16′も信号
通路上の第２の入力端子41と、等化器の第３の入力端子
47との間の点に結合される第３の入力端子55と、第２の
制御信号を供給するために等化器の第４の入力端子48に
結合される第２の出力端子59とを具える。
周波数分析器16′は夫々第１入力端子15、第２入力端子
17及び第３入力端子55に加えられる前もってディジタル
化してある入力信号ｘ（ｔ）,y（ｔ）及びｚ（ｔ）にフ
ーリエ変換をかけ、これらの信号のフーリエ変換像F
x（ｆ）,Fy（ｆ）及びFz（ｆ）を作り、夫々信号ｘ
（ｔ）とｙ（ｔ）の間及び信号ｚ（ｔ）とｙ（ｔ）の間
の第１と第２の伝達関数Hxy（ｆ）及びHzy（ｆ）を計算
し、信号ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）についての部分コヒーレン
ス関数γ2 xy・ｚ（ｆ）及び信号ｚ（ｔ）とｙ（ｔ）に
ついての部分コヒーレンス関数γ2 zy・ｘ（ｆ）を計算
するような構造になっている。信号源２はアナログ信号
源であるから、周波数分析器16′の入力端子15及び55の
手前にアナログ−ディジタル変換器25及び54を設ける。
周波数分析器16′は、第１と第２の制御信号を決めるに
当って、関連する部分コヒーレンス関数γ2 xy・
ｚ（ｆ）及びγ2 zy・ｘ（ｆ）が特定の固定値、例え
ば、0.8より小さな値を有する周波数f1の伝達関数|Hxy|
及び|Hzy|の値が無視されるように機能する。
ピックアップ手段14はトランスデューサ装置６からと、
トランスデューサ装置46からの両方の音響信号を受け取
るから、２個の部分コヒーレンス関数を計算する必要が
ある。蓋し、前述したコヒーレンス関数の計算と使用で
は不十分であるからである。部分コヒーレンス関数は２
個以上の入力端子と１個の出力端子とを有するシステム
内での２個の信号間の対応の程度を決定し、０と１の間
の関数をとる〔参考文献（ｂ）,5.4章〕。伝達関数内の
信頼できない情報を無視するためにコヒーレンス関数を
使用する第１図の実施例と対照的に今度は部分コヒーレ
ンス関数が使用される。第１図につき述べた伝達関数の
値が伝達関数の平均値の1/X倍より小さな伝達関数内の
情報を無視する方法は今度は使えない。
伝達関数|Hxy|内の信頼できる情報は第１図に示した実
施例につき述べたと同じ方法で処理されて制御信号10及
び50になる。これらの２個の制御信号10及び50は２個の
等化フィルタバンクを具える等化器４に加えられる。一
方のフィルタバンクは入力端子７と出力端子９との間に
入り、符号56を付されている。このフィルタバンクは制
御信号10を受け取る。他方のフィルタバンク57は入力端
子47と出力端子49との間に入り、制御信号50を受け取
る。このようにしてステレオ信号の両方のチヤネルは別
々に補正できる。
明らかに信号源２がディジタル信号源である場合は２個
のアナログ−ディジタル変換器25及び54を省くことがで
きる。等化器４がアナログ等化器であるかディジタル等
化器であるかに依存して夫々等化器の手前及び後に両方
のチヤネル−１〜12のチヤネル及び41〜52のチヤネル−
の各々に一つ計２個の別のデイジタル−アナログ変換器
を置かねばならない。
また、明らかに、フーリエ変換を行なう前に、夫々入力
端子15及び55に供給される信号を２個の信号がトランス
デューサ装置６及び46からピックアップ手段14迄伝播す
る伝播遅延に対応する時間間隔だけ遅延させる段階（こ
の段階については既に第１図に及び第５図につき述べて
ある）を再び適用することができる。同じことは時間窓
により信号ｘ（ｔ）,y（ｔ）及びｚ（ｔ）の長さを制限
する段階にもあてはまる。この段階についても既に第１
図につき述べてある。
注意すべきことは本発明は上述した実施例に限定される
ものではないことである。本発明の範囲は本発明要旨に
係らない点で上述した実施例と異なっている実施例をも
含むものである。原理的には、本発明に係る周波数分析
器にもあてはまる。周波数分析器の機能の多くは、例え
ば、マイクロプロセッサにより行なうことができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明回路の一実施例のブロック図、第２図は
２個の固有モードを有する室の説明図、第3a図は伝達関
数|Hxy（ｆ）｜を、第3b図はコヒーレンス関数γ
2 xy（ｆ）を周波数の関数として示した説明図、 第4a図は第3a図の伝達関数の一部の説明図、第4b図は第
4a図の伝達関数に含まれる情報を一層広い周波数帯に変
換した結果を示す説明図、 第５図は室内のトランスデューサ装置とピックアップ手
段の異なる配置を示す説明図、 第６図は空間のインパルス応答ｈ（τ）を示す説明図、 第７図はステレオホニック信号を再生するための本発明
の一実施例のブロック図である。 １……入力端子、２……信号源 ３……前置増幅器、４……等化器 ５……増幅器 ６……トランスデューサ装置 ７……等化器の第１の入力端子 ８……第２の入力端子、９……出力端子 10……ライン（制御信号）、11……拡声器 12……トランスデューサ装置の入力端子 13……室、14……ピックアップ手段 15……周波数分析器の第１の入力端子 16……周波数分析器、17……第２の入力端子 18……A/D変換器、19……出力端子 20,21……固有モード（定在波） 23……分岐点 24……前置増幅器又はAGC回路 25……A/D変換器、41……第２の入力端子 45……第２の増幅器 46……第２のトランスデューサ装置 47……第３の入力端子、48……第４の入力端子 49……第２の出力端子 50……第２のライン（制御信号） 55……第３の入力端子、56,57……フィルタバンク。

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】電気信号を音響信号に変換するために、 電気入力信号を受け取る入力端子と、 電気信号を音響出力信号に変換する電気−音響トランス
    デューサ装置と、 第１の入力端子及び第２の入力端子並びに出力端子を有
    し、第２入力端子に加えられる制御信号の制御の下に音
    響出力信号と電気入力信号との間の伝達関数を等しく
    し、且つ補正された電気信号を出力端子から出力する等
    化器と、 前記等化器の出力端子へ結合され、前記電気−音響トラ
    ンスデューサ装置を駆動するための増幅器と、 音響信号を検出し、この音響信号の目安である電気信号
    を発生するピックアップ手段と、 前記入力端子と前記等化器の第１の入力端子との間の信
    号経路内の一点に結合される第１の入力端子と、前記ピ
    ックアップ手段に結合される第２の入力端子と、前記等
    化器の第２の入力端子に結合され、制御信号を出力する
    出力端子とを有する周波数分析器と、 を具える電気−音響変換装置において、 前記周波数分析器を、第１と第２の入力端子に加えられ
    た前もってディジタル化されている入力信号ｘ（ｔ）及
    びｙ（ｔ）をフーリエ変換し、それらの信号のそれぞれ
    フーリエ変換像Fx（ｆ）及びFy（ｆ）を求め、これらの
    ２個のフーリエ変換像から伝達関数を計算し、前記等化
    器が動作する周波数帯域において前記伝達関数のエネル
    ギー量に基づいて制御信号を求めるようにしたこと、 周波数分析器を、周波数帯域内の伝達関数のエネルギー
    量を求めるに当たって、コヒーレンス関数γ2 xy（ｔ）
    が特定の値より小さい周波数fiに対する伝達関数の値
    を、等化器の値をγ2 xy（ｔ）が前記特定の値より小さ
    い伝達関数の値と無関係にするように無視するごとく構
    成したこと、 を特徴とする電気−音響変換装置。
  2. 【請求項２】周波数分析器を、フーリエ変換を施す前
    に、第１の入力端子に加えられた信号を第２の入力端子
    に加えられた信号に対し、少なくとも実質的に最適通路
    を経るトランスデューサ装置からピックアップ手段迄の
    音響出力信号の伝播遅延に対応する時間間隔だけ遅延さ
    せるように構成したことを特徴とする特許請求の範囲第
    １項に記載の電気−音響変換装置。
  3. 【請求項３】周波数分析器を更に、第１の入力端子に加
    えられた信号を遅延させた後フーリエ変換を施す前に、
    時間窓により２個の信号の長さを制限し、時間窓の長さ
    が、ピックアップ手段がトランスデューサ装置の直接音
    響出力信号と、トランスデューサ装置の音響出力信号の
    いくつかの初期反射とを検出する時間間隔にほぼ対応す
    るように構成したことを特徴とする特許請求の範囲第２
    項に記載の電気−音響変換装置。
  4. 【請求項４】ステレオホニック信号を電気信号に変換す
    るために、 第２の電気入力信号を受け取る第２の入力端子と、 この第２の電気入力信号を第２の音響出力信号に変換す
    る第２の電気音響トランスデューサ装置と、 この第２の電気−音響トランスデューサ装置を駆動する
    ための第２の増幅器と、 を具え、 等化器に更に第３及び第４の入力端子並びに第２の出力
    端子を設け、第４の入力端子に加えられる第２の制御信
    号の下に第３の入力端子に加えられる第２の電気信号の
    周波数特性を補正し、第２の出力端子から補正された第
    ２の電気信号を出力するように構成し、 周波数分析器に前記第２の入力端子と等化器の第３の入
    力端子との間の信号経路内の一点に結合される第３の入
    力端子と、等化器の第４の入力端子に結合され、第２の
    制御信号を出力する第２の出力端子とを設け、また周波
    数分析器を更に、 第３の入力端子に加えられた予めディジタル化されてい
    る入力信号ｚ（ｔ）にフーリエ変換を施し、 この信号ｚ（ｔ）のフーリエ変換Fz（ｆ）を作り、 ２個の信号ｚ（ｔ）及びｙ（ｔ）の前記フーリエ変換像
    から第２の伝達関数を計算し、 この第２の伝達関数に含まれる情報を用いて第２の制御
    信号を求め、 信号ｘ（ｔ）とｙ（ｔ）の間の部分コヒーレンス関数γ
    ２ zy.x（ｆ）と、信号ｚ（ｔ）とｙ（ｔ）の間の部分コ
    ヒーレンス関数γ２ zy.x（ｆ）とを計算するよう構成さ
    れ、 それぞれ第１と第２の制御信号を求めるに当たって、そ
    れぞれ部分コヒーレンス関数γ２ xy.z（ｆ）及びγ２
    zy.x（ｆ）の値が0.7と1.0との間に入ると好適な特定の
    固定値より小さい値を有する周波数fiに対するそれぞれ
    第１及び第２の伝達関数の値を無視するように 構成したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
    電気−音響変換装置。
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