JPS5863223A - 発振回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はリング発振回路にコンデンサ変調をかけた発
振回路の改良に関する。

１チツグマイクロコンピユータ等のＬＳＩ　（大規模集
積回路）の原発振回路として用いられる発振回路には、
水晶振動子やセラミック振動子等の固有振動数を持つ振
動子を用い友ものは別として、振−子を用いないものに
対しては発振ロセス／ダラメータ、あるいは温度等の変
化に対する発振周波数の安定性を意味する。

ところで、最近のＬＳＩは小型計算機用、ゲーム機器用
等を代表に１その低消費電力化の著しい進歩があり、低
消費電力化に伴なってＬＳＩを動作させる電源電圧も４
．５ｖから３．Ｏｖさらには１．５ｖへと次第に減少す
る傾向にある。このことｔｌｉＬｓＩ内に形成されてい
る発振回路への電源電圧も減少するということであり、
ＬＳＩ内部のトランジスタのしきい値電圧に電源電圧が
近づいて〈Σ。このために発振周波数の安定化は、より
一段と厳しいものになってきている。

第１図はリング発振回路にコンデンサ変調をかけたいわ
ゆるＣＲ発振回路の従来の回路構成図である。この回路
は３個のインノ４−タ（反転回路）ｚ、ｚ、３を多段接
続し、終段のインノ４−夕３の出力側と初段のインバー
タ１の入力側との間に帰還用抵抗４を挿入し、さらに２
段目のインバータ２の出力側と初段のインバータ１０入
力側との間に変調用コンデンサ５を挿入するようにした
ものであるＯなお、ｌＩｃ１図中の２個のダイオード６
．７と抵抗８は保護用のものであり、コンデンサ９は浮
遊容量を等測的に表わしたものである。

このような構成の従来の発振回路における理想的な発振
周波数ｆは次式で与えられるＯＣ４：変調用コンデンサ
５の値 Ｒ１：帰還用抵抗４の抵抗値 ところが、上記回路を実際にＩＣ化した場合には、主に
下記の■から■の各項目の要因により個々のＬＳＩに一
律に上記（１）式は成立せず、ＬＳＩ間で発振周波数に
バラツキが生じて一定の発振周波数が得られないという
欠点がある０■　帰還用抵抗４のバラツキ ■　変調用コンデンサ５のバラツキ ■　ダイオード６、ｒおよびコンデンサ９の存在■　イ
ンバータ１．２．３を構成するトランジスタのしきい値
電圧ｖｔｈのバラツキ■　電源電圧−ＶＤの変動 そこで次に上記各項目の要因について考察する〇まず、
■の項目の変調用コンデンサ５のバラツキについては、
Ｃ４の値が大きくなれば周波数ｆは減少し、小さくなれ
ば増加する。また■と■の項目については、インバータ
１．２．３を構成するトランジスタのしきい値電圧ｖｔ
ｈとこの回路に与えられる電源電圧ＶＤとに依存する多
数接続された３個のイ１１゜ ンパータ１．２．３の遅延時間ｔ、のバラツキにより周
波数ｆが変動する。そしてこの遅延時間ｔ、と周波数ｆ
との関係は、ｔ、が大になるとｆは減少し、ｔ、が小に
なると！が増加することは明らかであり、またｖｔｈが
小で周波数ｆが増大し、ｖｔｈが大でｆが減少し、電源
電圧ｖＤＫついてはこの逆の関係が成立するＯそして下
記の１表は上記の各関係をまとめて示したものであシ、
また、Ｍ２図はこの関係を示す特性曲線図で、第２図゛
中の曲線イは電源電圧ちに対する周波数ｆの変化を、曲
線口はしきい値電圧■ｔｈに対する周波数ｆの変化を、
曲線ノ・は変調用コンデンサ５の値Ｃ４に対する周波数
ｆのに化をそれぞれ示す・れたものであシ、その目的と
するところは、奇数個の反転回路、帰還用抵抗および変
調用容量からなる従来の発振回路の各バラツキ要因に対
する発振周波数のバラツキを補正することＫより、個々
の回路で一定の発振周波数を得ることができる発振回路
を提供することにある。

以下図面を参照してこの発明の一実施例を説る箇所には
同一符号を付してその説明は省略し、したがって異なる
箇所のみを抽出して説明するＯまず前記帰還用抵抗４と
並列的に、所定の抵抗値Ｒ２を有する抵抗１１とソース
、ドレイン間が並列接続されたｎチャンネルＭＯ８）ラ
ンジスタ１２およびｐチャンネルＭＯ８）ランジスタＩ
ＳからなるトランスファダートＬ」との直列回路が接続
される口また第３図において直列されている２個のイン
バータ１１．１６は、前記イン／マー夕７　＋　２＊　
Ｊと同一構造のものであり、またこの両インノ４−夕１
５，１６の各出力側と基準電位点との間には前記変調用
コンデンサ５と同一製造プロセスにより形成される２個
の各コンデンサ１７．１８それぞれが挿入されていて、
この両インバータ１５．１６および両コンデンサ１２゜
１８は前記インバータ２の出力側から得られる発振波形
を遅延する遅延回路Ｕを構成している。

そしてとの“遅延回路すからの遅延波形はＡＮＤゲート
２０およびＮＯＲゲート２１それぞれの一方入力端に与
えられる。また上記ＡＮＤ　）Ｉａ−）２０およびＮ０
ＲＰ−ト２１それぞれの他方入力端には、上記遅延回路
１９で遅延される前の発振波形が与えられる。さらに上
記ＡＮＤ　ｆ　−）２０およびＮＯＲゲート２ノの出力
はともにもう１個０ＮＯＲゲート２２に与えられる。上
記ＡＮＤゲート２０および２個のＮＯＲゲート２１．２
１は排他的論理和回路２３を構成していて、この回路２
３Ｆｉ上記発振波形に対する遅延波形の遅延期間に相当
する信号を出力し、この信号は直接、前記トランスフア
ｒ−ト１４のｎチャンネルＭＯ８）ランジスタ１２のダ
ートに与えられるとともにインバータ２４を介してトラ
ンス７アグート１４のｐチャンネルＭＯ８）ランジスタ
１３のゲートに与えられるｏしたがってトランスファゲ
ート１４０両ＭＯ８）ランジスタ１２゜ｘｓｌｄ、上記
排他的論理回路との出力によりスイ、テ制御される。

次に上記のように構成された回路の作用を第４図（ａ）
ないしく＠）Ｋ示す波形図を併用して説明する。まず、
回路に電源電圧ＶＤを与えると、帰還用抵抗４と変調用
コンデンサ５との接続点ａには［４図（ａ）に示すよう
な銅分波形が得られる。まえ、遅延回路１９０入力端で
ある５点には、上記ａ点の柩分波形を波形整形した第４
図６）に示すような矩形状の発振波形が得られる０この
発振波形は遅延回路１９によって遅延さｎるために、こ
の遅延回路１９からは第４図（Ｃ）に示すように１１゛
レベルへの立上りあるいは０レベルへの立下りが発振波
形に対して遅延された遅延波形が得られる・したがって
排他的論理和回路２３の出力は、第４図（ｄ）に示すよ
うに、第４図（ｂ）　、　（ｅ）　Ｋ示す両波形のレベ
ルが一致した際には０レベルとなシネ一致の際にＦｉｉ
レベルとなるような波形となシ、まをこの回路２３の出
力を反転するインバータ２４の出力波形は第４図（、）
に示すように第４図（ｄ）の波形とは逆位相のものとな
る。そして第４図（ｄ）＊　（・）に示す波形がそれぞ
れ１し々ル、０レベルとなりている１、、、１５．・・
・の期間にトランファゲート１４がオンし、この期間だ
け帰還用抵抗４に抵抗１１が並列接続されることになる
。したがって、この期間、発振回路の帰還抵抗社帰還用
抵＾゛４と抵抗１１・との並列抵抗となシ、その抵抗値
ＲＴ、は次式で与えられるＯ Ｒ２：抵抗１１の抵抗値 一方、第４図（ｄ）　、　、（＠）に示す波形がそれぞ
れ０レベル、ルベルとなっているｊ２＋！４＋・・・の
期間ではトランス７アグート１４はオフし、発振回元　
　　　　− 路？帰還抵抗はｆ々の帰還用抵抗４のみとなるため、そ
の時の抵抗値”Ｔ２は次式で与え９れるＯＲＴ、２　”
　”１　　　　　　　　　　　　−＝−イ３）この結果
、ｔ１＋Ｌ３＋・・・の期間における前記ａ点歓 の留分波形の時定τ１は次式で与えられる。

τ、＝：（Ｃ，＋Ｃ２）・Ｒ□　　　　　　　　−一−
−イ４）Ｃ２：コンデンサ９の値 また同様Ｋ　ｔ２．ｔ４．・・・の期間におけるａ点の
微分波形の時定数τ２は次式で与えられるＯＴ　ｚ＝（
Ｃｔ　＋Ｃｘ　）・Ｒ７２−・−−−−（５）ここで６
然のことながらＲＴ、＜ＲＴ、２であるからＴ、〈τ２
となり、時定数は＊　１　：＋　ｉ　５　＋・・・の期
間の方が１、．１４１・・・の期間よりも小さい。した
がって１この実施例回路での発振周期は従来の回路より
も短かくなり、発振周波数は増加する。

ところでこの実・掘例回路において、従来回路の発振周
期に対する周期変化の度合いは１．．１３゜・・・の期
間の長さＫよって決定されるものであり、この期間の長
さが長い程その度合いは大きい。

つまりｔ１＝ｔｓｅ”・・の長さが長い程、発振周期は
短かくなシ、これとは逆に発振周波数は増加する〇しか
も１１，１ｓ、・・・の期間の長さは遅延回路１９の運
、延−間そのものであり、この回路１９の遅延時間はイ
ンバータ１５．１６を構成するトランジスタのしきい値
電圧ｖｔｈ、コンデンサ１７゜１８０値および電源電圧
ＶＤの各要因に影響され、しかもインバータ１．５１１
６はインバータ１゜２．３と同一構造であり、さらにコ
ンデンサ１７．１８“は変調用コンデンサ５と同一製造
プロセスによって形成されるためＫこれらのバラツキは
それぞれ同じ方向、たとえばインバータｉ、ｚ、ｓを構
成するトランジスタのしきい値電圧ｖｔｈが他の回路よ
りも増加したとするとインバータ１’ｊ、１Ｂを構成す
るトランジスタのしきい値電圧ｖｔｈも増加する方向に
変化する・そして遅延−回路１９の各バラツキ要因すな
わち、コンデンサ１７／、１Ｂの値Ｃ′、トランジスタ
のしきい値電圧ｖｔｈおよび電源電圧ＶＤの変化に対す
る１、、１．、・・・の期間（以下期間ｔと称する）の
長さの関係は下記の■表のようになる。また第５図はこ
の関係を示す特性曲線図で、第５図中の曲線イは電源電
圧ＶＤに対する期間ｔの変化を、曲線口はしきい値電圧
ｖｔｈに対する期間ｔの変化を、曲線ハはコンデンサ１
７．１８０値Ｃ′に対する期間ｔの変化をそれぞれ示す
。

■表 ζζで期間ｔ　（ｔ１＋ｔ３＋−・）の長さが長い程（
増加する程）、発振周波数は増加するため、上記層表は
そのまま各要因と発振周波数ｆとの関係としてみること
ができる。そこで上記■我々前記１表あるいはｌＫ５図
と第２図とをみると、互りに逆の関係になっていること
がわかる。すなわち、この仁とは、各要因に対する発振
周波数７０変動がよプ少なくなる方向に補正されること
になる◎したがって、抵抗１１の抵抗値Ｒ２を予め適癲
な値に設定しておけば、従来の発振回路に相当する部分
での各バラツキ要因（ｖｔｈ＃Ｃ，、ＶＤ）に対する発
振周波数ｆのバラツキを補正でき、個々の回路で一定の
発振周波数ｆを得ることができる。なお、第６図は従来
回路において”ｔｈをパラメータとした場合の、電源電
圧ＶＤに対する発振周波数ｆの一動特性を示す特性曲線
図であり、一方、第７図は上記実施例回路における同様
の特性曲線図である。第６図、第７図から明らかなよう
に従来回路でＦｉ、ＶＤが変化するに伴なってｆは大幅
に変動するが、上記実施例回路ではＶＤが低い範囲でｆ
かわずかに変動するのみである。

第８図はこの発明の他の実施例の回路構成図である。上
記実施例回路では前記遅延回路１９０入力波形としてイ
ンバータ２の出力側から得られる発振波形を用いたが、
この実施例回路では３段目のインバータＪの串力側から
の発振波形を遅延回路口に与えるようにしたものである
◎このため、遅延回路１９ＫＪｒｉもう１個のインバー
タ２５が追加され、さらにこのインバータ２５の出力側
と基準電位点との間にはコンデンサ２６が挿入され、か
つ排他的論理和回路Ｕの先端にインバータ２７を追加し
ている◎なお、この発明は上記実施例に限定されるもの
ではなく、たとえば第３図において遅延回路１９内の各
インバータ１５．１６の出力側と基準電位点との間にコ
ンデンサＪ　７　、７　ｓ’に挿入する代りに、ｔＪｃ
９図に示すように各インバータ１５．１６の出力側に直
列に前記帰還用抵抗４と同一製造プロセスによ勺形成さ
れる抵抗２８゜２９を挿入することによって、従来の発
振回路に相当する部分での、ｖｔｈ、Ｒ４，ＶＤの各バ
ラツキ要因に対する発振周波数ｆのバラツキを補正する
こともできる。

また従来の発振回路ｒ相鮨する部分で多段接続されるイ
ンバータの数は３個である必要はなく奇数個であればよ
い。さらにその発振波形に対する遅延波形の遅延期間に
相当する信号を出力する回路として排他的論理和回路を
用いる場合について説明したが、これは要するに両波形
の遅延期間に相当する信号を出方するようなものであれ
ばよい。

以上説明したようＫこの発明によれば、従来の発振回路
の各バラツキ要因に対する発振周波数のパラヅキを補正
するようにしたので、個々の回路で一定の発振周波数を
得ることができる発振回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の発振回路の構成図、ｊｇｚ図はその特性
曲線図、第３図はこの発明の一実施例の回路構成図、第
４図（ａ）ないしく、）はその作用を説明するための波
形図、第５図ないし１／Ｅ７図はそれぞれ上記実施例を
説明するための特性曲線図、ｆ１ｇ８図および第９図は
それぞれこの発明の他の実施例の回路構成図である。 １．２，３．１５，１６．２５・・・インバータ。 ４・・・帰還用抵抗、５・・・変調用コンデンサ、１１
゜２８．２９・・′・抵抗、１４・・・トランスファゲ
ート、１７．１８・・・コンデンサ、１９°・・遅延回
路、２３・・・排他的論理和回路＠ 第１図 ｎ 第２図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 多段接続された奇数個の反転回路と、上記奇数段目の反
   転回路の出力側と初段の反転回路の入力側との間に挿入
   される帰還用抵抗と、上記偶数段目の反転回路の出力側
   と初段の反転回路の入力側との間に挿入される変調用容
   量とを備え集積化された発振回路において、抵抗および
   スイッチ素子からなる直列回路を上記帰還用抵抗に並列
   接続し、上記発振回路の発振波形を上記反転回路と同様
   な構造の反転回路および集積回路内部罠構成した抵抗ま
   たは上記変調用容量と同様な製造プロセスにより形成さ
   れる容量からなる遅延回ｊ８により遅延し、上記発振波
   形に対する遅延波形の遅延期間だけ上記スイッチ素子を
   導通させることにより、上記発振回路の各バラツキ要因
   に対する発振周波数のバラツキを補正するようにしたこ
   とを特徴とする発振回路。