JP2881237B2 - 発振回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （発明の属する分野） 本発明は発振回路、特に電源電圧の変動に対する発振
周波数の変動を抑圧した発振回路に関するものである。

（従来技術） マイクロプロセッサ等のデジタル機器あるいは水晶時
計には安定なデジタルクロック信号が必要であるが、近
年そのための発振回路としてはNANDゲートあるいはイン
バータを負性インピーダンス、即ち増幅器として用いた
ものが一般的である。

特に、インバータとしてCMOSを用いた回路は低消費電
力化及びIC化に都合がよく、小型腕時計等において多用
されている。

その基本的な回路を示せば第８図の通りであって、CM
OSインバータINVの入力端子と出力端子との間に帰還抵
抗Rf及び水晶振動子Ｘを並列に接続するとともに、該水
晶振動子Ｘの両端とアースとの間にコンデンサCg,Cdを
挿入したもので、CMOSインバータINvと帰還抵抗Rfとで
増幅器を、又水晶振動子ＸとコンデンサCg,Cdとで発振
周波数を規定する帰還回路を形成したものである。

又、前記CMOSインバータINVの内部構成例を示せば第
９図のように、エンハンスメント型ＰチャネルMOSトラ
ンジスタTr1のドレインD1とエンハンスメント型Ｎチャ
ネルMOSトランジスタTr2のドレインD2とを接続し、その
接点を出力とするとともに、両トランジスタのゲートG
1,G2を並列接続して入力端としたもので、電源Vddはト
ランジスタTr1のソースS1とトランジスタTr2のソースS2
間に印加して使用する。

しかし、この種の回路では電源電圧の変動によってト
ランジスタの動作電流が変化するため出力インピーダン
スが変動し、これが帰還回路に影響して発振周波数の安
定度が悪くなるという問題があった。

この問題を解決するため従来から種々の対策が施され
ている。例えば、前記第８図の回路に於いてコンデンサ
Cg,Cdの値を出来るかぎり大きくして、インバータINVの
入出力インピーダンス変化分の帰還回路への影響を軽減
することによって周波数変動を抑圧したもの、あるいは
第10図に示すようにCMOSインバータINVの電源ライン
正、負夫々に抵抗RaとRsを挿入することによって一種の
電流負帰還作用を生ぜしめ、CMOSインバータINVに印加
する電圧変動を抑圧したもの、若しくは第11図に示すよ
うにCMOSインバータINVの出力端子とコンデンサCd及び
水晶振動子Ｘとの接続点に安定化抵抗R₀₀を挿入するこ
とによって、電源電圧変動に伴うインバータINVの出力
インピーダンス変動が前記帰還回路に及ぼす影響を軽減
し、もって周波数安定度を高めたものが提案されてい
る。

尚、これら従来の改善案を開示したものとしては、特
開昭55−23699、特開昭58−6605、特開昭53−142155、
特開昭51−85357あるいは特開昭63−139407等がある。

しかしながら、これら従来の発振回路では第８図の基
本回路に比べれば、かなりの改善が認められるものの、
いずれも効果には限界があって、より高い安定度を要す
る場合は定電圧回路を付加する他に方法がなかった。

更には、コンデンサの値を大きくする方法では発振領
域が狭くなるのみならず、IC化する際の妨げとなる。又
電源ラインに抵抗を挿入すれば、該抵抗による電圧降下
分インバータに加わる電圧が小さくなり、電源電圧を有
効に利用することができなくなる等々の欠点を伴うもの
であった。

これらの問題は、CMOSインバータを用いた発振回路に
限らず、他の形式のインバータをはじめとして一般にス
イッチングする増幅素子を用いた発振回路に共通する問
題であった。

更に、通常のトランジスタ回路増幅器に於いても電源
電圧変動によりその入出力インピーダンスが変化するか
ら、すくなからず発振周波数に変動を生じ、その対策に
苦慮していた。

（発明の目的） 本発明は上述したような発振回路の問題を解決するた
めになされたものであって、簡単な方法によって、電源
電圧変動による発振周波数の変化を極めて小さくした発
振回路を提供することを目的とする。

（発振の概要） この目的を達成するために本発明に於いては、上述し
たように負性インピーダンス回路、即ち増幅器の入出力
端子間に水晶振動子等の周波数規定素子を含む帰還回路
を挿入した発振回路に於いて、前記増幅器（一般に入力
容量をもつ）の入力または出力若しくはその両者と帰還
回路との間に所要値の抵抗を挿入することによって、該
帰還回路を介して増幅器の入力端に180度の位相遅延を
もってフィードバックする周波数が当該帰還回路におけ
る位相不変周波数となるように構成する。

即ち、上記回路に於いて帰還回路を介してフィードバ
ックする信号周波数の位相特性には、該帰還回路定数に
よって定まる反共振周波数（並列共振周波数）点が含ま
れ、この点に於けるフィードバック位相量は帰還回路を
含むフィードバックループ中の抵抗値が変化しても一定
不変となり、しかもこの点の位相量は、増幅器の入力端
に挿入した抵抗値により調整することができる。

そこで、本発明に於いては上記反共振点と考えられる
周波数に於けるフィードバック位相量が180度若しくは
その近傍となるように、即ちこの周波数に於いて当該回
路が発振するように構成することによって、フィードバ
ックループ中の抵抗値が変動しても発振周波数が変化し
ないように構成したものである。

本発明に於いては、上記帰還回路の反共振点と考えら
れる点を位相不変周波数と称する。

（実施例） 以下、図示した実施例に基ずいて本発明を詳細に説明
するが、その前に本発明の理解を容易にするために、従
来の発振回路に於ける電源電圧変動による発振周波数の
変動の原因について解析し、本発明を成すに至った経緯
を説明する。

先ず、前記第８図に示した20MHz水晶発振回路に於い
て電源電圧を変化した際の増幅器の出力抵抗変化を測定
したところ第12図に示すように、電圧1.5Vから8Vに対し
て40オームから400オームの広きに亙って変化し、又電
圧5Vの発振周波数に対して＋40ppmから−40ppmの範囲で
変動することが判明した。

そこで、前記第11図に示した発振回路の帰還回路部分
のみを抽出して（第13図）その伝達関係を算出すると、
第14図に示す通りとなる。

尚、このときのコンデンサCd,Cgの値は26pF、水晶振
動子の直列共振周波数F₀は20MHzで直列等価容量Clは22.
39×10^-3pF、並列容量C₀は6.33pF、直列等価抵抗R1は6.
4オーム、容量比C₀/Clは283であり、以下他の測定にお
いても同様である。

第14図から分ることは、出力側抵抗R₀₀の値が変化し
ても位相90度付近と180度付近の二箇所Ａ、Ｂの点にお
いて位相が変化しない点が存在するということである。

このうちＡは水晶振動子ＸとコンデンサCgとの直列共
振周波数で、Ｂは上記素子に更にコンデンサCdが並列に
接続された回路に於ける反共振周波数（並列共振周波
数）に相当するものと考えられ、Ａの点においては帰還
回路のインピーダンスが極めて小さく、又Ｂにおいては
逆に大きくなるので夫々の点に於いてはR₀₀の値に関係
なく位相量が不変となる。

そこで、本発明者はこの位相不変周波数、特にＢの反
共振点に於けるフィードバック位相量が180度となるよ
うに設定し、当該回路が位相不変周波数Ｂ点にて発振す
るように設定すれば、出力値のR₀₀の値、あるいは増幅
器の出力抵抗値が変化しても発振周波数が変化しないと
いうことを発見し、この事実を積極的に利用したもので
ある。

以下、その実現手段を検討するためにいくつかの実験
を行ったので詳細に説明する。

第１図は本発明の発振回路の一実施例を示す等価回路
図であって、この例では帰還回路ＦとインバータINV回
路（入力容量をもつ）との間に抵抗Ri、R₀₀を挿入した
ものである。

第２図はこの帰還回路ＦにインバータINVのゲート・
ソース間容量Ciを加味した等価回路図であり、同図のよ
うに各定数を定めた等価回路について伝達関数を算出し
てフィードバック位相特性をグラフにすると、第３図と
なる。

この図と前記第14図とを比較すると、この例では上述
した位相不変周波数点Ｂに於ける位相量が180度より大
きくなるのに対し、第14図に於けるそれは180度より小
さくなる。即ち、インバータINVと入力側抵抗Riとゲー
ト・ソース容量Ciとの存在により上記不変位相周波数を
180度以上に設定することができる。

尚、この例ではCiを5pF、Riを200オームとしたとき上
記Ｂは180度以上となった。

そこで、次に該位相不変周波数に於ける位相量を180
度とするために、種々計算を行ったところ、上記抵抗Ri
の値を108オームとしたとき第４図に示すように求める
結果が得られた。

このことから、上記入力側抵抗Riの値を調整すれば位
相不変周波数点Ｂに於ける位相量を変化することが出
来、ある特定値にてそれを180度にすることができる。

この回路に於いては、出力側抵抗R₀₀の値が種々変化
しても当該帰還回路を介してインバータの入力に180度
の位相遅延をもってフィードバックする周波数は上述し
た位相不変周波数点Ｂにて一定となるから、当該発振回
路の出力周波数は、出力側抵抗R₀₀の値、即ち電源電圧
の変動によるインバータの出力抵抗の変動によっては変
化しない。

又、更に計算を行い、前記第２図及び第３図に示した
回路のコンデンサCgに並列に抵抗Rc（13キロオーム）を
接続し第５図に示すような回路を構成したところ、第６
図のように位相不変周波数点の位相量を180度にもって
くることが出来た。

この例に於ける上記抵抗Rcは、該位相不変周波数点Ｂ
に於ける位相量が180度以上であったものを180度にする
ものであるから、位相進み回路として作用するものであ
る。

即ち、コンデンサCgの存在はそれに流れる電流に対し
て端子電圧の位相が90度遅れるが、これに並列に抵抗Rc
を付加することによってコンデンサによる位相遅れ量を
小さくすることが出来、これによって上記位相不変周波
数点の位相量を180度に設定したものである。

このことから、逆に第14図に示したように、位相量が
180度に満たない場合には、位相遅れ回路を挿入するこ
とによりあるいは単に入力側抵抗Riの値を調整すること
により、位相不変周波数点を所望の点に移行することも
出来る。

第７図は本発明に係る実施例の結果を示す図で、その
効果を明確にするために、従来の回路についても測定結
果を示してあり、（ａ）は電源電圧変動に対する基準電
圧（5V）からの発振周波数偏位を又、（ｂ）は水晶振動
子Ｘの直列共振周波数f0からの絶対偏位量を夫々示した
ものである。

尚、実験に用いた回路は同図（ａ）に記載したもの
で、（イ）は第８図にしめした従来回路、（ロ）は本発
明に係る回路であるが入力抵抗Riの値が330オームであ
り正確に前記位相不変化周波数点Ｂの位相量が180度に
一致していないため若干の周波数変動がみられるのに対
し、（ハ）では該抵抗Riの値を108オームにすることに
よって殆ど周波数の変動が無い回路を実現することがで
きた。

又、図示は省略するが第５図、第６図に示した回路に
よっても同様に電源電圧変動に伴う周波数変動を抑圧し
て、極めて安定な発振回路を実現することができる。

以上、本発明のいくつかの実施例について説明した
が、実施にあたってはこの例に限らず種々変形が可能で
あって、基本的には上述したように帰還回路に関して本
発明に於いて位相不変周波数と称した点のフィードバッ
ク位相量が180度となるように回路定数を定めればよ
い。

また、このような効果はインバータ回路に限らずトラ
ンジスタを用いたコルピッツ発振回路をはじめとして一
般的な回路に於いても適用可能でありその応用範囲は極
めて広い。

（効果） 本発明は以上説明したように、発振回路の帰還回路に
於ける位相不変周波数点のフィードバック位相量が180
度あるいはその近傍となるように設定するのみで、電源
電圧の変動等による増幅器の出力抵抗変化に伴う発振周
波数の変動を抑圧し安定した発振周波数を得ることが出
来るので、極めて安価に高精度の発振器を実現する上で
著しい効果がある。

又、CMOSインバータ、コンデンサ、抵抗のみで構成で
きるので集積回路化にあたって極めて都合がよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す発振回路の等価回路
図、第２図は前記第１図に於ける帰還ループの等価回路
図、第３図及び第４図は第２図の位相／周波数特性図、
第５図は本発明の変形例を示す等価回路図、第６図は前
記第５図の位相／周波数特性図、第７図（ａ）（ｂ）は
本発明の実施例と従来回路の特性の違いを説明する図、
第８図は従来の発振回路図、第９図は従来一般的なCMOS
インバータの構成図、第10図、第11図は従来の周波数安
定回路を示す図、第12図は電圧変動に対するインバータ
の出力抵抗値変化を示す特性図、第13図及び第14図は従
来の発振回路の帰還回路の等価回路及び位相／周波数特
性図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H03B 5/00 - 5/42 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】等価的に、負性インピーダンス回路の入出
   力端子間に周波数規定素子を含む帰還回路を接続した発
   振回路において、前記負性インピーダンス回路の出力端
   子と前記帰還回路との間に抵抗R₀₀を接続すると共に、
   前記負性インピーダンス回路の入力端子と前記帰還回路
   との間に抵抗R_iを接続するよう構成した発振回路であ
   り、更に、該発振回路の出力周波数が前記負性インピー
   ダンス回路の出力抵抗成分若しくは前記抵抗R₀₀の値が
   変化しても前記帰還回路に於けるフィードバック位相量
   が変化しない位相量不変周波数とほぼ一致するようRiの
   値を設定したことを特徴とする前記発振回路。
2. 【請求項２】前記位相量不変周波数の前記フィードバッ
   ク位相量がはぼ180度となるよう前記抵抗Riの値を設定
   したことを特徴とする前記請求項１記載の発振回路。