JP2905669B2 - 遅延回路 - Google Patents
遅延回路Info
- Publication number
- JP2905669B2 JP2905669B2 JP5179052A JP17905293A JP2905669B2 JP 2905669 B2 JP2905669 B2 JP 2905669B2 JP 5179052 A JP5179052 A JP 5179052A JP 17905293 A JP17905293 A JP 17905293A JP 2905669 B2 JP2905669 B2 JP 2905669B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- circuit
- inverter circuit
- correction circuit
- output signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/13—Arrangements having a single output and transforming input signals into pulses delivered at desired time intervals
- H03K5/133—Arrangements having a single output and transforming input signals into pulses delivered at desired time intervals using a chain of active delay devices
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Pulse Circuits (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
- Dram (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はCMOS半導体集積回路
に内蔵され、タイミング発生回路などに利用される遅延
回路に関する。
に内蔵され、タイミング発生回路などに利用される遅延
回路に関する。
【0002】
【従来の技術】タイミング発生回路などに利用されてい
る遅延回路としては、従来、図9に示す回路が使用され
ている。すなわち電源電圧VccとGNDの間に相補対
接続されたPchMOSトランジス(図中p22〜p2
5)とNchMOSトランジスタ(図中n22〜n2
5)によるインバータ回路を複数段(図中4段)接続し
て遅延回路を実現する。遅延時間は入力電圧Vinと出
力電圧Voがそれぞれある電圧(例えば1/2Vcc)
になるまでの時間の差と規定される。
る遅延回路としては、従来、図9に示す回路が使用され
ている。すなわち電源電圧VccとGNDの間に相補対
接続されたPchMOSトランジス(図中p22〜p2
5)とNchMOSトランジスタ(図中n22〜n2
5)によるインバータ回路を複数段(図中4段)接続し
て遅延回路を実現する。遅延時間は入力電圧Vinと出
力電圧Voがそれぞれある電圧(例えば1/2Vcc)
になるまでの時間の差と規定される。
【0003】図10(a)(b)(c)は図9に示す遅
延回路のシュミレーション結果(図中Vin・Va・V
b・Vc・Voの波形)を示している。ここで図10
(a)は周囲温度Taが低温(LT)、かつMOSトラ
ンジスタの特性(すなわちVth)がプロセス仕様上の
min値(最小値)の場合のシュミレーション結果であ
る。図10(b)は周囲温度Taが室温(RT)、かつ
MOSトランジスタの特性(すなわちVth)がプロセ
ス仕様上のtyp値(標準値)の場合のシュミレーショ
ン結果である。同様に、図10(c)は周囲温度Taが
高温(HT)、かつMOSトランジスタの特性(Vt
h)がプロセス仕様上のmax値(最大値)の場合のシ
ュミレーション結果である。
延回路のシュミレーション結果(図中Vin・Va・V
b・Vc・Voの波形)を示している。ここで図10
(a)は周囲温度Taが低温(LT)、かつMOSトラ
ンジスタの特性(すなわちVth)がプロセス仕様上の
min値(最小値)の場合のシュミレーション結果であ
る。図10(b)は周囲温度Taが室温(RT)、かつ
MOSトランジスタの特性(すなわちVth)がプロセ
ス仕様上のtyp値(標準値)の場合のシュミレーショ
ン結果である。同様に、図10(c)は周囲温度Taが
高温(HT)、かつMOSトランジスタの特性(Vt
h)がプロセス仕様上のmax値(最大値)の場合のシ
ュミレーション結果である。
【0004】図10に示すように、この回路の遅延時間
はインバータ回路個々の遅延時間の総和であり、この回
路の遅延時間は個々のMOSトランジスタのジオメトリ
ーとインバータ回路の段数で決定される。
はインバータ回路個々の遅延時間の総和であり、この回
路の遅延時間は個々のMOSトランジスタのジオメトリ
ーとインバータ回路の段数で決定される。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の遅延回路においては、MOSトランジスタの特
性(すなわちVth)や周囲温度に変動が起こった場合
に、個々のインバータ回路の遅延時間が大きく変化して
しまい、結果的に遅延回路全体の遅延時間が大きく変動
する。
た従来の遅延回路においては、MOSトランジスタの特
性(すなわちVth)や周囲温度に変動が起こった場合
に、個々のインバータ回路の遅延時間が大きく変化して
しまい、結果的に遅延回路全体の遅延時間が大きく変動
する。
【0006】個々のMOSトランジスタのジオメトリー
とインバータ回路の段数とを調整して最適化したとして
も、図10の(a)と(c)に見るように、遅延時間の
max値とmin値の差は大凡2倍以内に収めることは
ほぼ不可能であるという問題点がある。
とインバータ回路の段数とを調整して最適化したとして
も、図10の(a)と(c)に見るように、遅延時間の
max値とmin値の差は大凡2倍以内に収めることは
ほぼ不可能であるという問題点がある。
【0007】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたも
のであって、MOSトランジスタの特性(すなわちVt
h)や周囲温度に変動が起こった場合においても、個々
のインバータ回路の遅延時間は一定であり、その結果、
回路全体の遅延時間がほぼ一定になるような遅延回路を
提供することを目的とする。
のであって、MOSトランジスタの特性(すなわちVt
h)や周囲温度に変動が起こった場合においても、個々
のインバータ回路の遅延時間は一定であり、その結果、
回路全体の遅延時間がほぼ一定になるような遅延回路を
提供することを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】本願の第1の発明の遅延
回路は、第1の変形インバータ回路と、第1の補正回路
と、第2の変形インバータ回路と、第2の補正回路とか
らなる遅延回路であって、第1の変形インバータ回路
は、正電源とアースとの間に相補対接続された、第1の
PchMOSトランジスタと第1のNchMOSトラン
ジスタとからなる第1のインバータ回路と、第1のNc
hMOSトランジスタのソースとアースとの間に接続さ
れた第4のNchMOSトランジスタとを備え、第1の
インバータ回路のゲートには入力信号または前段のイン
バータ回路の出力信号が入力され、第4のNchMOS
トランジスタのゲートには第1の補正回路の出力信号が
入力され、第2の変形インバータ回路は、正電源とアー
スとの間に相補対接続された、第2のPchMOSトラ
ンジスタと第2のNchMOSトランジスタとからなる
第2のインバータ回路と、第2のPchMOSトランジ
スタのソースと正電源との間に接続された第4のPch
MOSトランジスタとを備え、第2のインバータ回路の
ゲートには入力信号または前段のインバータ回路の出力
信号が入力され、第4のPchMOSトランジスタのゲ
ートには第2の補正回路の出力信号が入力され、第1の
補正回路が、一端が正電源に、他端が第5のNchMO
Sトランジスタのドレインに接続されている抵抗と、ソ
ースがアースに接続されている第5のNchMOSトラ
ンジスタから構成されており、プロセスパラメータまた
は/および温度の変化を補償し、第2の補正回路が、一
端がアースに、他端が第5のPchMOSトランジスタ
のドレインに接続されている抵抗と、ソースが正電源に
接続されている第5のPchMOSトランジスタから構
成されており、プロセスパラメータまたは/および温度
の変化を補償することを特徴とする。
回路は、第1の変形インバータ回路と、第1の補正回路
と、第2の変形インバータ回路と、第2の補正回路とか
らなる遅延回路であって、第1の変形インバータ回路
は、正電源とアースとの間に相補対接続された、第1の
PchMOSトランジスタと第1のNchMOSトラン
ジスタとからなる第1のインバータ回路と、第1のNc
hMOSトランジスタのソースとアースとの間に接続さ
れた第4のNchMOSトランジスタとを備え、第1の
インバータ回路のゲートには入力信号または前段のイン
バータ回路の出力信号が入力され、第4のNchMOS
トランジスタのゲートには第1の補正回路の出力信号が
入力され、第2の変形インバータ回路は、正電源とアー
スとの間に相補対接続された、第2のPchMOSトラ
ンジスタと第2のNchMOSトランジスタとからなる
第2のインバータ回路と、第2のPchMOSトランジ
スタのソースと正電源との間に接続された第4のPch
MOSトランジスタとを備え、第2のインバータ回路の
ゲートには入力信号または前段のインバータ回路の出力
信号が入力され、第4のPchMOSトランジスタのゲ
ートには第2の補正回路の出力信号が入力され、第1の
補正回路が、一端が正電源に、他端が第5のNchMO
Sトランジスタのドレインに接続されている抵抗と、ソ
ースがアースに接続されている第5のNchMOSトラ
ンジスタから構成されており、プロセスパラメータまた
は/および温度の変化を補償し、第2の補正回路が、一
端がアースに、他端が第5のPchMOSトランジスタ
のドレインに接続されている抵抗と、ソースが正電源に
接続されている第5のPchMOSトランジスタから構
成されており、プロセスパラメータまたは/および温度
の変化を補償することを特徴とする。
【0009】
【0010】
【0011】本願の第2の発明による遅延回路は、第3
の変形インバータ回路と、第1の補正回路と、第2の補
正回路とからなる遅延回路であって、第3の変形インバ
ータ回路は、正電源とアースとの間に相補対接続され
た、第3のPchMOSトランジスタと第3のNchM
OSトランジスタとからなる第3のインバータ回路と、
第3のNchMOSトランジスタのソースとアースとの
間に接続された第6のNchMOSトランジスタと、第
3のPchMOSトランジスタのソースと正電源との間
に接続された第6のPchMOSトランジスタとを備
え、第3のインバータ回路のゲートには入力信号または
前段のインバータ回路の出力信号が入力され、第6のN
chMOSトランジスタのゲートには第1の補正回路の
出力信号が入力され、第6のPchMOSトランジスタ
のゲートには第2の補正回路の出力信号が入力され、第
1の補正回路が、一端が正電源に、他端が第5のNch
MOSトランジスタのドレインに接続されている抵抗
と、ソースがアースに接続されている第5のNchMO
Sトランジスタから構成されており、プロセスパラメー
タまたは/および温度の変化を補償し、第2の補正回路
が、一端がアースに、他端が第5のPchMOSトラン
ジスタのドレインに接続されている抵抗と、ソースが正
電源に接続されている第5のPchMOSトランジスタ
から構成されており、プロセスパラメータまたは/およ
び温度の変化を補償することを特徴とする。
の変形インバータ回路と、第1の補正回路と、第2の補
正回路とからなる遅延回路であって、第3の変形インバ
ータ回路は、正電源とアースとの間に相補対接続され
た、第3のPchMOSトランジスタと第3のNchM
OSトランジスタとからなる第3のインバータ回路と、
第3のNchMOSトランジスタのソースとアースとの
間に接続された第6のNchMOSトランジスタと、第
3のPchMOSトランジスタのソースと正電源との間
に接続された第6のPchMOSトランジスタとを備
え、第3のインバータ回路のゲートには入力信号または
前段のインバータ回路の出力信号が入力され、第6のN
chMOSトランジスタのゲートには第1の補正回路の
出力信号が入力され、第6のPchMOSトランジスタ
のゲートには第2の補正回路の出力信号が入力され、第
1の補正回路が、一端が正電源に、他端が第5のNch
MOSトランジスタのドレインに接続されている抵抗
と、ソースがアースに接続されている第5のNchMO
Sトランジスタから構成されており、プロセスパラメー
タまたは/および温度の変化を補償し、第2の補正回路
が、一端がアースに、他端が第5のPchMOSトラン
ジスタのドレインに接続されている抵抗と、ソースが正
電源に接続されている第5のPchMOSトランジスタ
から構成されており、プロセスパラメータまたは/およ
び温度の変化を補償することを特徴とする。
【0012】
【作用】第5のNchMOSトランジスタのしきい値V
tnが標準値より小さい場合、第1の補正回路の出力信
号が低くなる。このため、第4のNchMOSトランジ
スタのVtnが小さくなることによるオン抵抗値の減少
効果とゲート電圧の低下によるオン抵抗値の増大効果と
が相殺して、第1の変形インバータ回路の遅延時間はV
tnが標準値の場合と差異がない。Vtnが標準値より
大きい場合、第4のNchMOSトランジスタのVtn
が大きくなることによるオン抵抗値の増大効果とゲート
電圧の上昇によるオン抵抗値の減少効果とが相殺して、
第1の変形インバータ回路の遅延時間は、Vtnが標準
値の場合と差異がない。
tnが標準値より小さい場合、第1の補正回路の出力信
号が低くなる。このため、第4のNchMOSトランジ
スタのVtnが小さくなることによるオン抵抗値の減少
効果とゲート電圧の低下によるオン抵抗値の増大効果と
が相殺して、第1の変形インバータ回路の遅延時間はV
tnが標準値の場合と差異がない。Vtnが標準値より
大きい場合、第4のNchMOSトランジスタのVtn
が大きくなることによるオン抵抗値の増大効果とゲート
電圧の上昇によるオン抵抗値の減少効果とが相殺して、
第1の変形インバータ回路の遅延時間は、Vtnが標準
値の場合と差異がない。
【0013】周囲温度が低温の場合、第4のNchMO
Sトランジスタのオン抵抗値の減少効果とゲート信号で
ある第1の補正回路の出力信号が低くなることによるオ
ン抵抗値の増大効果とが相殺する。周囲温度が高温の場
合、第4のNchMOSトランジスタのオン抵抗値の増
大効果と、ゲート信号のレベルが高くなることによるオ
ン抵抗値の減少効果とが相殺する。従って、第1の変形
インバータ回路の遅延時間は、室温の場合と差異がな
い。
Sトランジスタのオン抵抗値の減少効果とゲート信号で
ある第1の補正回路の出力信号が低くなることによるオ
ン抵抗値の増大効果とが相殺する。周囲温度が高温の場
合、第4のNchMOSトランジスタのオン抵抗値の増
大効果と、ゲート信号のレベルが高くなることによるオ
ン抵抗値の減少効果とが相殺する。従って、第1の変形
インバータ回路の遅延時間は、室温の場合と差異がな
い。
【0014】第2の変形インバータ回路においては、第
5のPchMOSトランジスタのしきい値Vtpが小さ
い場合、第2の補正回路の出力信号が高くなるため、第
4のPchMOSトランジスタのVtpが小さくなるこ
とによるオン抵抗値の減少効果とゲート電圧の上昇によ
るオン抵抗値の増大効果とが相殺して、遅延時間はVt
pが標準値の場合と差異がない。また、Vtpが大きい
場合、Vtpが大きくなることによるオン抵抗値の増大
効果とゲート電圧の低下によるオン抵抗値の減少効果が
相殺して、第2の変形インバータ回路の遅延時間は、V
tpが標準値の場合と差異がない。
5のPchMOSトランジスタのしきい値Vtpが小さ
い場合、第2の補正回路の出力信号が高くなるため、第
4のPchMOSトランジスタのVtpが小さくなるこ
とによるオン抵抗値の減少効果とゲート電圧の上昇によ
るオン抵抗値の増大効果とが相殺して、遅延時間はVt
pが標準値の場合と差異がない。また、Vtpが大きい
場合、Vtpが大きくなることによるオン抵抗値の増大
効果とゲート電圧の低下によるオン抵抗値の減少効果が
相殺して、第2の変形インバータ回路の遅延時間は、V
tpが標準値の場合と差異がない。
【0015】周囲温度が低温の場合、第4のPchMO
Sトランジスタのオン抵抗値の減少効果と、ゲート信号
である第2の補正回路の出力信号が高くなることによる
オン抵抗値の増大効果とが相殺する。周囲温度が高温の
場合、第4のPchMOSトランジスタのオン抵抗値の
増大効果と、ゲート信号が低くなることによるオン抵抗
値の減少効果とが相殺される。従って、第2の変形イン
バータ回路の遅延時間は、室温の場合と差異がない。
Sトランジスタのオン抵抗値の減少効果と、ゲート信号
である第2の補正回路の出力信号が高くなることによる
オン抵抗値の増大効果とが相殺する。周囲温度が高温の
場合、第4のPchMOSトランジスタのオン抵抗値の
増大効果と、ゲート信号が低くなることによるオン抵抗
値の減少効果とが相殺される。従って、第2の変形イン
バータ回路の遅延時間は、室温の場合と差異がない。
【0016】
【実施例】次に、本発明の実施例について、図面を参照
して詳細に説明する。図1は、入力信号(図中Vin)
がHighレベルからLowレベルへ変移した場合に、
主に所望の遅延時間を作るための遅延回路である。この
遅延回路は、NchMOSトランジスタ用の補正回路1
と前記補正回路1の出力信号NOをゲート信号とするN
chMOSトランジスタn2とn5を通常のインバータ
回路のNchMOSトランジスタn3とn6のソース側
に縦続接続した第1の変形のインバータ回路I2とI4
を偶数段に、PchMOSトランジスタ用の補正回路2
と前記補正回路2の出力信号POをゲート信号とするP
chMOSトランジスタp2とp5を通常のインバータ
回路のPchMOSトランジスタp1とp4のソース側
に縦続接続した第2の変形のインバータ回路I1とI3
を奇数段に接続した4段のインバータで構成されてい
る。
して詳細に説明する。図1は、入力信号(図中Vin)
がHighレベルからLowレベルへ変移した場合に、
主に所望の遅延時間を作るための遅延回路である。この
遅延回路は、NchMOSトランジスタ用の補正回路1
と前記補正回路1の出力信号NOをゲート信号とするN
chMOSトランジスタn2とn5を通常のインバータ
回路のNchMOSトランジスタn3とn6のソース側
に縦続接続した第1の変形のインバータ回路I2とI4
を偶数段に、PchMOSトランジスタ用の補正回路2
と前記補正回路2の出力信号POをゲート信号とするP
chMOSトランジスタp2とp5を通常のインバータ
回路のPchMOSトランジスタp1とp4のソース側
に縦続接続した第2の変形のインバータ回路I1とI3
を奇数段に接続した4段のインバータで構成されてい
る。
【0017】図2はNchMOSトランジスタ用の補正
回路1の回路図である。この補正回路は電源電圧Vcc
とGNDの間に抵抗r1とNchMOSトランジスタn
7が直列に接続されていて、その接続点が出力信号NO
(通常約3vの電位)となっている。NchMOSトラ
ンジスタn7のゲート信号CEは、動作時に電源電圧V
ccとなり、スタンバイ時はGNDとなる。その結果、
上述した補正回路1はスタンバイ時に電流を消費しな
い。図2に示す補正回路1において、NchMOSトラ
ンジスタ特性(すなわちVtn)がプロセス仕様上の範
囲でばらついた場合の出力信号NOの電位をそれぞれ図
3(a)に示す。Vtnが小さくなれば、NchMOS
トランジスタn7のオン抵抗値が小さくなり、結果とし
て出力信号NOの電位は低くなる。逆に、Vtnが大き
くなれば、NchMOSトランジスタn7のオン抵抗値
が大きくなり、出力信号NOの電位は高くなる。
回路1の回路図である。この補正回路は電源電圧Vcc
とGNDの間に抵抗r1とNchMOSトランジスタn
7が直列に接続されていて、その接続点が出力信号NO
(通常約3vの電位)となっている。NchMOSトラ
ンジスタn7のゲート信号CEは、動作時に電源電圧V
ccとなり、スタンバイ時はGNDとなる。その結果、
上述した補正回路1はスタンバイ時に電流を消費しな
い。図2に示す補正回路1において、NchMOSトラ
ンジスタ特性(すなわちVtn)がプロセス仕様上の範
囲でばらついた場合の出力信号NOの電位をそれぞれ図
3(a)に示す。Vtnが小さくなれば、NchMOS
トランジスタn7のオン抵抗値が小さくなり、結果とし
て出力信号NOの電位は低くなる。逆に、Vtnが大き
くなれば、NchMOSトランジスタn7のオン抵抗値
が大きくなり、出力信号NOの電位は高くなる。
【0018】図2に示す補正回路1において、周囲温度
Taがばらついた場合の出力信号NOの電位を図3
(b)に示す。抵抗r1の値とNchMOSトランジス
タn7のオン抵抗値は共に周囲温度に対して正の依存性
があるが、その依存性はNchMOSトランジスタn7
のオン抵抗値のほうがはるかに大きい。そのため、周囲
温度Taが低温(LT)の場合、NchMOSトランジ
スタn7のオン抵抗値が小さくなり、出力信号NOの電
位が低くなる。周囲温度Taが高温(HT)の場合、N
chMOSトランジスタn7のオン抵抗値が大きくな
り、出力信号NOの電位が高くなる。
Taがばらついた場合の出力信号NOの電位を図3
(b)に示す。抵抗r1の値とNchMOSトランジス
タn7のオン抵抗値は共に周囲温度に対して正の依存性
があるが、その依存性はNchMOSトランジスタn7
のオン抵抗値のほうがはるかに大きい。そのため、周囲
温度Taが低温(LT)の場合、NchMOSトランジ
スタn7のオン抵抗値が小さくなり、出力信号NOの電
位が低くなる。周囲温度Taが高温(HT)の場合、N
chMOSトランジスタn7のオン抵抗値が大きくな
り、出力信号NOの電位が高くなる。
【0019】図4はPchMOSトランジスタ用の補正
回路2の回路図である。この補正回路は電源電圧Vcc
とGNDの間にPchMOSトランジスタp7と抵抗r
2が直列に接続されていて、その接続点が出力信号PO
(通常約2vの電位)となっている。PchMOSトラ
ンジスタp7のゲート信号バーCEは、動作時にGND
となり、スタンバイ時は電源電圧Vccとなる。その結
果、上述した補正回路2はスタンバイ時に電流を消費し
ない。図4に示す補正回路2において、PchMOSト
ランジスタ特性(すなわちVtp)がプロセス仕様上の
範囲でばらついた場合の出力信号POの電位をそれぞれ
図5(a)に示す。Vtpが小さくなれば、PchMO
Sトランジスタp7のオン抵抗値が小さくなり、出力信
号POの電位は高くなる。逆に、Vtpが大きくなれ
ば、PchMOSトランジスタp7のオン抵抗値が大き
くなり、出力信号POの電位は低くなる。図4に示す補
正回路2において、周囲温度Taがばらついた場合の出
力信号POの電位を図5(b)に示す。抵抗r2の値と
PchMOSトランジスタp7のオン抵抗値は共に周囲
温度に対して正の依存性があるが、その依存性はPch
MOSトランジスタp7のオン抵抗値のほうがはるかに
大きい。そのため、周囲温度Taが低温(LT)の場
合、PchMOSトランジスタp7のオン抵抗値が小さ
くなり、結果として、出力信号POの電位が高くなる。
周囲温度Taが高温(HT)の場合、PchMOSトラ
ンジスタp7のオン抵抗値が大きくなり、出力信号PO
の電位が低くなる。
回路2の回路図である。この補正回路は電源電圧Vcc
とGNDの間にPchMOSトランジスタp7と抵抗r
2が直列に接続されていて、その接続点が出力信号PO
(通常約2vの電位)となっている。PchMOSトラ
ンジスタp7のゲート信号バーCEは、動作時にGND
となり、スタンバイ時は電源電圧Vccとなる。その結
果、上述した補正回路2はスタンバイ時に電流を消費し
ない。図4に示す補正回路2において、PchMOSト
ランジスタ特性(すなわちVtp)がプロセス仕様上の
範囲でばらついた場合の出力信号POの電位をそれぞれ
図5(a)に示す。Vtpが小さくなれば、PchMO
Sトランジスタp7のオン抵抗値が小さくなり、出力信
号POの電位は高くなる。逆に、Vtpが大きくなれ
ば、PchMOSトランジスタp7のオン抵抗値が大き
くなり、出力信号POの電位は低くなる。図4に示す補
正回路2において、周囲温度Taがばらついた場合の出
力信号POの電位を図5(b)に示す。抵抗r2の値と
PchMOSトランジスタp7のオン抵抗値は共に周囲
温度に対して正の依存性があるが、その依存性はPch
MOSトランジスタp7のオン抵抗値のほうがはるかに
大きい。そのため、周囲温度Taが低温(LT)の場
合、PchMOSトランジスタp7のオン抵抗値が小さ
くなり、結果として、出力信号POの電位が高くなる。
周囲温度Taが高温(HT)の場合、PchMOSトラ
ンジスタp7のオン抵抗値が大きくなり、出力信号PO
の電位が低くなる。
【0020】次に、第1の変形のインバータ回路I2お
よびI4の動作を、NchMOSトランジスタ特性(す
なわちVtn)と周囲温度がばらついた場合について、
説明する。図1において、第1の変形インバータ回路I
2とI4のそれぞれの入力信号(図中VaとVc)はL
owレベルからHighレベルへ変移しており、そのと
きに第1の変形インバータ回路I2とI4がGND側に
流す電流値は、それぞれNchMOSトランジスタn2
とn5が決定するように、NchMOSトランジスタn
2とn5のジオメトリーと補正回路1の出力信号の電位
を設定する。ここで、Vtnが小さい場合、上述したよ
うに、補正回路1の出力信号NOの電位が低くなるた
め、NchMOSトランジスタn2とn5のVtnが小
さくなることによるオン抵抗値の減少効果とゲート電圧
の低下によるオン抵抗値の増大効果とが相殺して、第1
の変形インバータ回路I2とI4それぞれの遅延時間は
Vtnがtyp値の場合とほとんど差異がない。また、
Vtnが大きい場合、NchMOSトランジスタn2と
n5のVtnが大きくなることによるオン抵抗値の増大
効果とゲート電圧の上昇によるオン抵抗値の減少効果と
が相殺して、第1の変形インバータ回路I2とI4それ
ぞれの遅延時間はVtnがtyp値の場合とほとんど差
異がない。結果的にVtnが小さい場合とVtnが大き
い場合とで、第1の変形インバータ回路での遅延時間は
ほとんど差異がない。
よびI4の動作を、NchMOSトランジスタ特性(す
なわちVtn)と周囲温度がばらついた場合について、
説明する。図1において、第1の変形インバータ回路I
2とI4のそれぞれの入力信号(図中VaとVc)はL
owレベルからHighレベルへ変移しており、そのと
きに第1の変形インバータ回路I2とI4がGND側に
流す電流値は、それぞれNchMOSトランジスタn2
とn5が決定するように、NchMOSトランジスタn
2とn5のジオメトリーと補正回路1の出力信号の電位
を設定する。ここで、Vtnが小さい場合、上述したよ
うに、補正回路1の出力信号NOの電位が低くなるた
め、NchMOSトランジスタn2とn5のVtnが小
さくなることによるオン抵抗値の減少効果とゲート電圧
の低下によるオン抵抗値の増大効果とが相殺して、第1
の変形インバータ回路I2とI4それぞれの遅延時間は
Vtnがtyp値の場合とほとんど差異がない。また、
Vtnが大きい場合、NchMOSトランジスタn2と
n5のVtnが大きくなることによるオン抵抗値の増大
効果とゲート電圧の上昇によるオン抵抗値の減少効果と
が相殺して、第1の変形インバータ回路I2とI4それ
ぞれの遅延時間はVtnがtyp値の場合とほとんど差
異がない。結果的にVtnが小さい場合とVtnが大き
い場合とで、第1の変形インバータ回路での遅延時間は
ほとんど差異がない。
【0021】また、周囲温度Taが低温(LT)の場
合、NchMOSトランジスタn2とn5オン抵抗値の
減少効果と、ゲート信号である補正回路1の出力信号N
Oが低くなることによるオン抵抗値の増大効果とが相殺
する。周囲温度Taが高温(HT)の場合、NchMO
Sトランジスタn2とn5のオン抵抗値の増大効果と、
ゲート信号が高くなることによるオン抵抗値の減少効果
とが相殺する。この結果、周囲温度が低い場合と高い場
合とで、第1の変形インバータ回路I2とI4での遅延
時間はほとんど差異がない。
合、NchMOSトランジスタn2とn5オン抵抗値の
減少効果と、ゲート信号である補正回路1の出力信号N
Oが低くなることによるオン抵抗値の増大効果とが相殺
する。周囲温度Taが高温(HT)の場合、NchMO
Sトランジスタn2とn5のオン抵抗値の増大効果と、
ゲート信号が高くなることによるオン抵抗値の減少効果
とが相殺する。この結果、周囲温度が低い場合と高い場
合とで、第1の変形インバータ回路I2とI4での遅延
時間はほとんど差異がない。
【0022】今度は、第2の変形のインバータ回路I1
およびI3の動作を、PchMOSトランジスタ特性
(すなわちVtp)と周囲温度がばらついた場合につい
て、説明する。図1において、第2の変形インバータ回
路I1とI3のそれぞれの入力信号(図中VinとV
b)はHighレベルからLowレベルへ変移してお
り、そのときに第2の変形インバータ回路I1とI3が
電源電圧Vcc側に流す電流値は、それぞれPchMO
Sトランジスタp2とp5が決定するように、PchM
OSトランジスタp2とp5のジオメトリーと補正回路
2の出力信号の電位を設定する。ここで、Vtpが小さ
い場合、上述したように、補正回路2の出力信号POの
電位が高くなるため、PchMOSトランジスタp2と
p5のVtpが小さくなることによるオン抵抗値の減少
効果とゲート電圧の上昇によるオン抵抗値の増大効果と
が相殺して、第2の変形インバータ回路I1とI3それ
ぞれの遅延時間はVtpがtyp値の場合とほとんど差
異がない。また、Vtpが大きい場合、PchMOSト
ランジスタp2とp5のVtpが大きくなることによる
オン抵抗値の増大効果とゲート電圧の低下によるオン抵
抗値の減少効果とが相殺して、第2の変形インバータ回
路I1とI3それぞれの遅延時間はVtpがtyp値の
場合とほとんど差異がない。結果的に、Vtpが小さい
場合とVtpが大きい場合とで、第2の変形インバータ
回路での遅延時間はほとんど差異がない。
およびI3の動作を、PchMOSトランジスタ特性
(すなわちVtp)と周囲温度がばらついた場合につい
て、説明する。図1において、第2の変形インバータ回
路I1とI3のそれぞれの入力信号(図中VinとV
b)はHighレベルからLowレベルへ変移してお
り、そのときに第2の変形インバータ回路I1とI3が
電源電圧Vcc側に流す電流値は、それぞれPchMO
Sトランジスタp2とp5が決定するように、PchM
OSトランジスタp2とp5のジオメトリーと補正回路
2の出力信号の電位を設定する。ここで、Vtpが小さ
い場合、上述したように、補正回路2の出力信号POの
電位が高くなるため、PchMOSトランジスタp2と
p5のVtpが小さくなることによるオン抵抗値の減少
効果とゲート電圧の上昇によるオン抵抗値の増大効果と
が相殺して、第2の変形インバータ回路I1とI3それ
ぞれの遅延時間はVtpがtyp値の場合とほとんど差
異がない。また、Vtpが大きい場合、PchMOSト
ランジスタp2とp5のVtpが大きくなることによる
オン抵抗値の増大効果とゲート電圧の低下によるオン抵
抗値の減少効果とが相殺して、第2の変形インバータ回
路I1とI3それぞれの遅延時間はVtpがtyp値の
場合とほとんど差異がない。結果的に、Vtpが小さい
場合とVtpが大きい場合とで、第2の変形インバータ
回路での遅延時間はほとんど差異がない。
【0023】また、周囲温度Taが低温(LT)の場
合、PchMOSトランジスタp2とp5のオン抵抗値
の減少効果と、ゲート信号である補正回路2の出力信号
POが高くなることによるオン抵抗値の増大効果とが相
殺する。周囲温度Taが高温(HT)の場合、PchM
OSトランジスタp2とp5のオン抵抗値の増大効果
と、ゲート信号が低くなることによるオン抵抗値の減少
効果とが相殺する。この結果、周囲温度が低い場合と高
い場合とで、第2の変形インバータ回路I1とI3での
遅延時間はほとんど差異がない。
合、PchMOSトランジスタp2とp5のオン抵抗値
の減少効果と、ゲート信号である補正回路2の出力信号
POが高くなることによるオン抵抗値の増大効果とが相
殺する。周囲温度Taが高温(HT)の場合、PchM
OSトランジスタp2とp5のオン抵抗値の増大効果
と、ゲート信号が低くなることによるオン抵抗値の減少
効果とが相殺する。この結果、周囲温度が低い場合と高
い場合とで、第2の変形インバータ回路I1とI3での
遅延時間はほとんど差異がない。
【0024】上述してきたように、図1に示す遅延回路
の遅延時間は第1の変形インバータ回路と第2の変形イ
ンバータ回路それぞれの遅延時間の総和であるので、M
OSトランジスタ特性(すなわちVth)と周囲温度が
ばらついた場合でも、図1に示す遅延回路の遅延時間は
ほとんど一定である。
の遅延時間は第1の変形インバータ回路と第2の変形イ
ンバータ回路それぞれの遅延時間の総和であるので、M
OSトランジスタ特性(すなわちVth)と周囲温度が
ばらついた場合でも、図1に示す遅延回路の遅延時間は
ほとんど一定である。
【0025】図6(a)(b)(c)は図1に示す遅延
回路において、MOSトランジスタ特性(すなわちVt
h)と周囲温度がばらついた場合の遅延時間のばらつき
を約1.2倍程度に設定した場合のシュミレーション結
果(図中Vin・Va・Vb・Vc・Voの波形)を示
している。ここで図6(a)は周囲温度Taが低温(L
T)、かつMOSトランジスタの特性(すなわちVt
h)がプロセス仕様上のmin値の場合のシュミレーシ
ョン結果である。図6(b)は周囲温度Taが室温(R
T)、かつMOSトランジスタの特性(すなわちVt
h)がプロセス仕様上のtyp値の場合のシュミレーシ
ョン結果である。同様に、図6(c)は周囲温度Taが
高温(HT)、かつMOSトランジスタの特性(Vt
h)がプロセス仕様上のmax値の場合のシュミレーシ
ョン結果である。
回路において、MOSトランジスタ特性(すなわちVt
h)と周囲温度がばらついた場合の遅延時間のばらつき
を約1.2倍程度に設定した場合のシュミレーション結
果(図中Vin・Va・Vb・Vc・Voの波形)を示
している。ここで図6(a)は周囲温度Taが低温(L
T)、かつMOSトランジスタの特性(すなわちVt
h)がプロセス仕様上のmin値の場合のシュミレーシ
ョン結果である。図6(b)は周囲温度Taが室温(R
T)、かつMOSトランジスタの特性(すなわちVt
h)がプロセス仕様上のtyp値の場合のシュミレーシ
ョン結果である。同様に、図6(c)は周囲温度Taが
高温(HT)、かつMOSトランジスタの特性(Vt
h)がプロセス仕様上のmax値の場合のシュミレーシ
ョン結果である。
【0026】図7には、本発明の別の1実施例である、
入力信号(図中Vin)がLowレベルからHighレ
ベルへ変移した場合に、主に所望の遅延時間を作るため
の遅延回路を示している。
入力信号(図中Vin)がLowレベルからHighレ
ベルへ変移した場合に、主に所望の遅延時間を作るため
の遅延回路を示している。
【0027】この遅延回路は、NchMOSトランジス
タ用の補正回路1と、PchMOSトランジスタ用の補
正回路2と、補正回路1の出力信号NOをゲート信号と
するNchMOSトランジスタn8とn11を通常のイ
ンバータ回路のNchMOSトランジスタn9とn12
のソース側に縦続接続した第1の変形のインバータ回路
I1とI3を奇数段に、補正回路2の出力信号POをゲ
ート信号とするPchMOSトランジスタp10とp1
3を通常のインバータ回路のPchMOSトランジスタ
p9とp12のソース側に縦続接続した第2の変形のイ
ンバータ回路I2とI4を偶数段に接続した4段のイン
バータとから構成されている。
タ用の補正回路1と、PchMOSトランジスタ用の補
正回路2と、補正回路1の出力信号NOをゲート信号と
するNchMOSトランジスタn8とn11を通常のイ
ンバータ回路のNchMOSトランジスタn9とn12
のソース側に縦続接続した第1の変形のインバータ回路
I1とI3を奇数段に、補正回路2の出力信号POをゲ
ート信号とするPchMOSトランジスタp10とp1
3を通常のインバータ回路のPchMOSトランジスタ
p9とp12のソース側に縦続接続した第2の変形のイ
ンバータ回路I2とI4を偶数段に接続した4段のイン
バータとから構成されている。
【0028】この場合も、補正回路の出力信号の電位と
それをゲート信号とするMOSトランジスタのジオメト
リーを適当な値に設定することにより、MOSトランジ
スタ特性(すなわちVth)と周囲温度のばらつきに対
して、ほとんど一定の遅延時間を得ることができる。
それをゲート信号とするMOSトランジスタのジオメト
リーを適当な値に設定することにより、MOSトランジ
スタ特性(すなわちVth)と周囲温度のばらつきに対
して、ほとんど一定の遅延時間を得ることができる。
【0029】図8には、本発明の更に別の1実施例であ
る、入力信号(図中Vin)がLowレベルからHig
hレベルへ変移した場合と入力信号(図中Vin)がH
ighレベルからLowレベルへ変移した場合で、共に
所望の遅延時間を作るための遅延回路を示している。
る、入力信号(図中Vin)がLowレベルからHig
hレベルへ変移した場合と入力信号(図中Vin)がH
ighレベルからLowレベルへ変移した場合で、共に
所望の遅延時間を作るための遅延回路を示している。
【0030】この遅延回路は、NchMOSトランジス
タ用の補正回路1と、PchMOSトランジスタ用の補
正回路2と、補正回路2の出力信号POをゲート信号と
するPchMOSトランジスタp15、p17、p1
9、p21を通常のインバータ回路のPchMOSトラ
ンジスタp14、p16、p18、p20のソース側に
縦続接続し、補正回路1の出力信号NOをゲート信号と
するNchMOSトランジスタn14、n16、n1
8、n20を通常のインバータ回路のNchMOSトラ
ンジスタn15、n17、n19、n21のソース側に
それぞれ縦続接続した変形のインバータI1、I2、I
3、I4を接続した4段のインバータとから構成されて
いる。
タ用の補正回路1と、PchMOSトランジスタ用の補
正回路2と、補正回路2の出力信号POをゲート信号と
するPchMOSトランジスタp15、p17、p1
9、p21を通常のインバータ回路のPchMOSトラ
ンジスタp14、p16、p18、p20のソース側に
縦続接続し、補正回路1の出力信号NOをゲート信号と
するNchMOSトランジスタn14、n16、n1
8、n20を通常のインバータ回路のNchMOSトラ
ンジスタn15、n17、n19、n21のソース側に
それぞれ縦続接続した変形のインバータI1、I2、I
3、I4を接続した4段のインバータとから構成されて
いる。
【0031】この場合も、補正回路の出力信号の電位と
それをゲート信号とするMOSトランジスタのジオメト
リーを適当な値に設定することにより、MOSトランジ
スタ特性(すなわちVth)と周囲温度のばらつきに対
して、ほとんど一定の遅延時間を得ることができる。
それをゲート信号とするMOSトランジスタのジオメト
リーを適当な値に設定することにより、MOSトランジ
スタ特性(すなわちVth)と周囲温度のばらつきに対
して、ほとんど一定の遅延時間を得ることができる。
【0032】補正回路1および補正回路2で使用する抵
抗は、その値が2kΩ程度で十分であり、チップ面積に
占める割合としては、無視できるほど小さい。
抗は、その値が2kΩ程度で十分であり、チップ面積に
占める割合としては、無視できるほど小さい。
【0033】以上、実施例では、補正回路1の出力信号
を入力とするNchMOSトランジスタを通常のインバ
ータ回路のNchMOSトランジスタのソースとアース
の間に縦続接続し、補正回路2の出力信号を入力とする
PchMOSトランジスタを通常のインバータ回路のP
chMOSトランジスタのソースと正電源の間に縦続接
続しているが、本発明はこれらの実施例に限定されるも
のではない。
を入力とするNchMOSトランジスタを通常のインバ
ータ回路のNchMOSトランジスタのソースとアース
の間に縦続接続し、補正回路2の出力信号を入力とする
PchMOSトランジスタを通常のインバータ回路のP
chMOSトランジスタのソースと正電源の間に縦続接
続しているが、本発明はこれらの実施例に限定されるも
のではない。
【0034】補正回路1の出力信号を入力とするNch
MOSトランジスタを通常のインバータ回路のNchM
OSトランジスタのドレインとインバータ回路の出力ノ
ードの間に縦続接続し、補正回路2の出力信号を入力と
するPchMOSトランジスタを通常のインバータ回路
のPchMOSトランジスタのドレインとインバータ回
路の出力ノードの間に縦続接続した場合の実施例を図
1、図7、図8に対応して、それぞれ、図11、図1
2、図13に示す。この場合でも、MOSトランジスタ
特性(すなわちVth)と周囲温度のばらつきに対し
て、ほとんど一定の遅延時間を得ることができる。
MOSトランジスタを通常のインバータ回路のNchM
OSトランジスタのドレインとインバータ回路の出力ノ
ードの間に縦続接続し、補正回路2の出力信号を入力と
するPchMOSトランジスタを通常のインバータ回路
のPchMOSトランジスタのドレインとインバータ回
路の出力ノードの間に縦続接続した場合の実施例を図
1、図7、図8に対応して、それぞれ、図11、図1
2、図13に示す。この場合でも、MOSトランジスタ
特性(すなわちVth)と周囲温度のばらつきに対し
て、ほとんど一定の遅延時間を得ることができる。
【0035】
【発明の効果】以上説明したように本願の第1の発明の
遅延回路は、第1の変形インバータ回路と、第1の補正
回路と、第2の変形インバータ回路と、第2の補正回路
とからなる遅延回路であって、第1の変形インバータ回
路は、正電源とアースとの間に相補対接続された、第1
のPchMOSトランジスタと第1のNchMOSトラ
ンジスタとからなる第1のインバータ回路と、第1のN
chMOSトランジスタのソースとアースとの間に接続
された第4のNchMOSトランジスタとを備え、第1
のインバータ回路のゲートには入力信号または前段のイ
ンバータ回路の出力信号が入力され、第4のNchMO
Sトランジスタのゲートには第1の補正回路の出力信号
が入力され、第2の変形インバータ回路は、正電源とア
ースとの間に相補対接続された、第2のPchMOSト
ランジスタと第2のNchMOSトランジスタとからな
る第2のインバータ回路と、第2のPchMOSトラン
ジスタのソースと正電源との間に接続された第4のPc
hMOSトランジスタとを備え、第2のインバータ回路
のゲートには入力信号または前段のインバータ回路の出
力信号が入力され、第4のPchMOSトランジスタの
ゲートには第2の補正回路の出力信号が入力され、第1
の補正回路が、一端が正電源に、他端が第5のNchM
OSトランジスタのドレインに接続されている抵抗と、
ソースがアースに接続されている第5のNchMOSト
ランジスタから構成されており、プロセスパラメータま
たは/および温度の変化を補償し、第2の補正回路が、
一端がアースに、他端が第5のPchMOSトランジス
タのドレインに接続されている抵抗と、ソースが正電源
に接続されている第5のPchMOSトランジスタから
構成されており、プロセスパラメータまたは/および温
度の変化を補償するので、プロセスパラメータ及び温度
の変動に対しても、それぞれが1つの抵抗と1つのMO
Sトランジスタのみで構成されている簡単な構成の2つ
の補正回路の働きにより遅延時間が一定となる遅延回路
を提供する。
遅延回路は、第1の変形インバータ回路と、第1の補正
回路と、第2の変形インバータ回路と、第2の補正回路
とからなる遅延回路であって、第1の変形インバータ回
路は、正電源とアースとの間に相補対接続された、第1
のPchMOSトランジスタと第1のNchMOSトラ
ンジスタとからなる第1のインバータ回路と、第1のN
chMOSトランジスタのソースとアースとの間に接続
された第4のNchMOSトランジスタとを備え、第1
のインバータ回路のゲートには入力信号または前段のイ
ンバータ回路の出力信号が入力され、第4のNchMO
Sトランジスタのゲートには第1の補正回路の出力信号
が入力され、第2の変形インバータ回路は、正電源とア
ースとの間に相補対接続された、第2のPchMOSト
ランジスタと第2のNchMOSトランジスタとからな
る第2のインバータ回路と、第2のPchMOSトラン
ジスタのソースと正電源との間に接続された第4のPc
hMOSトランジスタとを備え、第2のインバータ回路
のゲートには入力信号または前段のインバータ回路の出
力信号が入力され、第4のPchMOSトランジスタの
ゲートには第2の補正回路の出力信号が入力され、第1
の補正回路が、一端が正電源に、他端が第5のNchM
OSトランジスタのドレインに接続されている抵抗と、
ソースがアースに接続されている第5のNchMOSト
ランジスタから構成されており、プロセスパラメータま
たは/および温度の変化を補償し、第2の補正回路が、
一端がアースに、他端が第5のPchMOSトランジス
タのドレインに接続されている抵抗と、ソースが正電源
に接続されている第5のPchMOSトランジスタから
構成されており、プロセスパラメータまたは/および温
度の変化を補償するので、プロセスパラメータ及び温度
の変動に対しても、それぞれが1つの抵抗と1つのMO
Sトランジスタのみで構成されている簡単な構成の2つ
の補正回路の働きにより遅延時間が一定となる遅延回路
を提供する。
【0036】本願の第2の発明による遅延回路は、第3
の変形インバータ回路と、第1の補正回路と、第2の補
正回路とからなる遅延回路であって、第3の変形インバ
ータ回路は、正電源とアースとの間に相補対接続され
た、第3のPchMOSトランジスタと第3のNchM
OSトランジスタとからなる第3のインバータ回路と、
第3のNchMOSトランジスタのソースとアースとの
間に接続された第6のNchMOSトランジスタと、第
3のPchMOSトランジスタのソースと正電源との間
に接続された第6のPchMOSトランジスタとを備
え、第3のインバータ回路のゲートには入力信号または
前段のインバータ回路の出力信号が入力され、第6のN
chMOSトランジスタのゲートには第1の補正回路の
出力信号が入力され、第6のPchMOSトランジスタ
のゲートには第2の補正回路の出力信号が入力され、第
1の補正回路が、一端が正電源に、他端が第5のNch
MOSトランジスタのドレインに接続されている抵抗
と、ソースがアースに接続されている第5のNchMO
Sトランジスタから構成されており、プロセスパラメー
タまたは/および温度の変化を補償し、第2の補正回路
が、一端がアースに、他端が第5のPchMOSトラン
ジスタのドレインに接続されている抵抗と、ソースが正
電源に接続されている第5のPchMOSトランジスタ
から構成されており、プロセスパラメータまたは/およ
び温度の変化を補償するので、プロセスパラメータ及び
温度の変動に対しても、それぞれが1つの抵抗と1つの
MOSトランジスタのみで構成されている簡単な構成の
2つの補正回路の働きにより遅延時間が一定となる遅延
回路を提供する。
の変形インバータ回路と、第1の補正回路と、第2の補
正回路とからなる遅延回路であって、第3の変形インバ
ータ回路は、正電源とアースとの間に相補対接続され
た、第3のPchMOSトランジスタと第3のNchM
OSトランジスタとからなる第3のインバータ回路と、
第3のNchMOSトランジスタのソースとアースとの
間に接続された第6のNchMOSトランジスタと、第
3のPchMOSトランジスタのソースと正電源との間
に接続された第6のPchMOSトランジスタとを備
え、第3のインバータ回路のゲートには入力信号または
前段のインバータ回路の出力信号が入力され、第6のN
chMOSトランジスタのゲートには第1の補正回路の
出力信号が入力され、第6のPchMOSトランジスタ
のゲートには第2の補正回路の出力信号が入力され、第
1の補正回路が、一端が正電源に、他端が第5のNch
MOSトランジスタのドレインに接続されている抵抗
と、ソースがアースに接続されている第5のNchMO
Sトランジスタから構成されており、プロセスパラメー
タまたは/および温度の変化を補償し、第2の補正回路
が、一端がアースに、他端が第5のPchMOSトラン
ジスタのドレインに接続されている抵抗と、ソースが正
電源に接続されている第5のPchMOSトランジスタ
から構成されており、プロセスパラメータまたは/およ
び温度の変化を補償するので、プロセスパラメータ及び
温度の変動に対しても、それぞれが1つの抵抗と1つの
MOSトランジスタのみで構成されている簡単な構成の
2つの補正回路の働きにより遅延時間が一定となる遅延
回路を提供する。
【図1】本発明の1実施例に係る遅延回路を示す回路図
である。
である。
【図2】NchMOSトランジスタ用の補正回路を示す
回路図である。
回路図である。
【図3】図2に示す補正回路の、MOSトランジスタ特
性(すなわちVth)と周囲温度がばらついた場合にお
ける、シュミレーション結果を示す図である。
性(すなわちVth)と周囲温度がばらついた場合にお
ける、シュミレーション結果を示す図である。
【図4】PchMOSトランジスタ用の補正回路を示す
回路図である。
回路図である。
【図5】図4に示す補正回路の、MOSトランジスタ特
性(すなわちVth)と周囲温度がばらついた場合にお
ける、シュミレーション結果を示す図である。
性(すなわちVth)と周囲温度がばらついた場合にお
ける、シュミレーション結果を示す図である。
【図6】図1に示す遅延回路のシュミレーション結果を
示す図である。
示す図である。
【図7】本発明の別の1実施例の係る遅延回路を示す回
路図である。
路図である。
【図8】本発明の更に別の1実施例に係る遅延回路を示
す回路図である。
す回路図である。
【図9】従来の遅延回路の回路図である。
【図10】図9に示す遅延回路の、MOSトランジスタ
特性(すなわちVth)と周囲温度がばらついた場合に
おける、シュミレーション結果である。
特性(すなわちVth)と周囲温度がばらついた場合に
おける、シュミレーション結果である。
【図11】図1の遅延回路の変形例を示す回路図であ
る。
る。
【図12】図7の遅延回路の変形例を示す回路図であ
る。
る。
【図13】図8の遅延回路の変形例を示す回路図であ
る。
る。
1、2 補正回路 p1〜p6 PchMOSトランジスタ n1〜n6 NchMOSトランジスタ
Claims (3)
- 【請求項1】 第1の変形インバータ回路と、第1の補
正回路と、第2の変形インバータ回路と、第2の補正回
路とからなる遅延回路であって、 前記第1の変形インバータ回路は、正電源とアースとの
間に相補対接続された、第1のPchMOSトランジス
タと第1のNchMOSトランジスタとからなる第1の
インバータ回路と、前記第1のNchMOSトランジス
タのソースとアースとの間に接続された第4のNchM
OSトランジスタとを備え、前記第1のインバータ回路
のゲートには 入力信号または前段のインバータ回路の出
力信号が入力され、前記第4のNchMOSトランジス
タのゲートには前記第1の補正回路の出力信号が入力さ
れ、 前記第2の変形インバータ回路は、正電源とアースとの
間に相補対接続された、第2のPchMOSトランジス
タと第2のNchMOSトランジスタとからなる第2の
インバータ回路と、前記第2のPchMOSトランジス
タのソースと正電源との間に接続された第4のPchM
OSトランジスタとを備え、前記第2のインバータ回路
のゲートには入力信号または前段のインバータ回路の出
力信号が入力され、前記第4のPchMOSトランジス
タのゲートには前記第2の補正回路の出力信号が入力さ
れ、 前記第1の補正回路が、 一端が正電源に、他端が第5の
NchMOSトランジスタのドレインに接続されている
抵抗と、ソースがアースに接続されている前記第5のN
chMOSトランジスタから構成されており、プロセス
パラメータまたは/および温度の変化を補償し、前記第2の補正回路が、 一端がアースに、他端が第5の
PchMOSトランジスタのドレインに接続されている
抵抗と、ソースが正電源に接続されている前記第5のP
chMOSトランジスタから構成されており、プロセス
パラメータまたは/および温度の変化を補償することを
特徴とする遅延回路。 - 【請求項2】 前記第1の変形インバータ回路と、前記
第2の変形インバータ回路とが、交互に接続されている
請求項1に記載の遅延回路。 - 【請求項3】 第3の変形インバータ回路と、第1の補
正回路と、第2の補正回路とからなる遅延回路であっ
て、 前記第3の変形インバータ回路は、正電源とアースとの
間に相補対接続された、第3のPchMOSトランジス
タと第3のNchMOSトランジスタとからなる第3の
インバータ回路と、前記第3のNchMOSトランジス
タのソースとアースとの間に接続された第6のNchM
OSトランジスタと、前記第3のPchMOSトランジ
スタのソースと正電源との間に接続された第6のPch
MOSトランジスタとを備え、前記第3のインバータ回
路のゲートには 入力信号または前段のインバータ回路の
出力信号が入力され、前記第6のNchMOSトランジ
スタのゲートには前記第1の補正回路の出力信号が入力
され、前記第6のPchMOSトランジスタのゲートに
は前記第2の補正回路の出力信号が入力され、 前記第1の補正回路が、 一端が正電源に、他端が第5の
NchMOSトランジスタのドレインに接続されている
抵抗と、ソースがアースに接続されている前記第5のN
chMOSトランジスタから構成されており、プロセス
パラメータまたは/および温度の変化を補償し、前記第2の補正回路が、 一端がアースに、他端が第5の
PchMOSトランジスタのドレインに接続されている
抵抗と、ソースが正電源に接続されている前記第5のP
chMOSトランジスタから構成されており、プロセス
パラメータまたは/および温度の変化を補償することを
特徴とする遅延回路。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5179052A JP2905669B2 (ja) | 1993-07-20 | 1993-07-20 | 遅延回路 |
KR1019940009647A KR0137725B1 (ko) | 1993-07-20 | 1994-05-02 | 지연 회로 |
US08/236,132 US5453709A (en) | 1993-07-20 | 1994-05-02 | Constant CMOS delay circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5179052A JP2905669B2 (ja) | 1993-07-20 | 1993-07-20 | 遅延回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0738394A JPH0738394A (ja) | 1995-02-07 |
JP2905669B2 true JP2905669B2 (ja) | 1999-06-14 |
Family
ID=16059287
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5179052A Expired - Fee Related JP2905669B2 (ja) | 1993-07-20 | 1993-07-20 | 遅延回路 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5453709A (ja) |
JP (1) | JP2905669B2 (ja) |
KR (1) | KR0137725B1 (ja) |
Families Citing this family (35)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3253468B2 (ja) * | 1994-12-05 | 2002-02-04 | シャープ株式会社 | 半導体装置 |
US5548237A (en) * | 1995-03-10 | 1996-08-20 | International Business Machines Corporation | Process tolerant delay circuit |
JP2874613B2 (ja) * | 1995-10-11 | 1999-03-24 | 日本電気株式会社 | アナログ遅延回路 |
JP3529212B2 (ja) * | 1995-12-12 | 2004-05-24 | シャープ株式会社 | 反転増幅回路 |
US5994937A (en) * | 1996-11-06 | 1999-11-30 | International Business Machines Corporation | Temperature and power supply adjusted address transition detector |
US5907255A (en) * | 1997-03-25 | 1999-05-25 | Cypress Semiconductor | Dynamic voltage reference which compensates for process variations |
US6107854A (en) * | 1997-04-18 | 2000-08-22 | Altera Corporation | Variable speed path circuit and method |
KR100465968B1 (ko) * | 1997-07-31 | 2005-04-20 | 삼성전자주식회사 | 전원전압및온도의존특성을개선한씨모스인버터회로 |
DE19800776C1 (de) * | 1998-01-12 | 1999-06-17 | Siemens Ag | Verzögerungsschaltung |
US6052003A (en) * | 1998-04-30 | 2000-04-18 | Semtech Corporation | CMOS delay circuit |
US6034557A (en) * | 1998-07-31 | 2000-03-07 | Xilinx, Inc. | Delay circuit with temperature and voltage stability |
US6204705B1 (en) * | 1999-05-28 | 2001-03-20 | Kendin Communications, Inc. | Delay locked loop for sub-micron single-poly digital CMOS processes |
US6144240A (en) * | 1999-06-01 | 2000-11-07 | National Semiconductor Corporation | Low noise buffer circuit for increasing digital signal transition slew rates |
US6377102B2 (en) * | 2000-02-29 | 2002-04-23 | Texas Instruments Incorporated | Load equalization in digital delay interpolators |
JP4449193B2 (ja) * | 2000-08-01 | 2010-04-14 | ソニー株式会社 | 遅延回路、電圧制御遅延回路、電圧制御発振回路、遅延調整回路、dll回路及びpll回路 |
KR100422442B1 (ko) * | 2000-12-08 | 2004-03-11 | 삼성전자주식회사 | 전류원을 사용한 지연회로 |
JP3842560B2 (ja) * | 2001-01-18 | 2006-11-08 | 東芝マイクロエレクトロニクス株式会社 | 半導体集積回路 |
US6621320B2 (en) * | 2001-03-28 | 2003-09-16 | Intel Corporation | Vcc independent time delay circuit |
KR100424179B1 (ko) * | 2001-10-23 | 2004-03-24 | 주식회사 하이닉스반도체 | 반도체 메모리 장치의 출력 버퍼 |
JP3919176B2 (ja) | 2002-05-28 | 2007-05-23 | シャープ株式会社 | 補正回路、遅延回路およびリングオシレータ回路 |
JP2005117442A (ja) * | 2003-10-09 | 2005-04-28 | Renesas Technology Corp | 半導体集積回路 |
US7698673B2 (en) * | 2004-09-14 | 2010-04-13 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Circuit and circuit design method |
US7230467B1 (en) | 2005-03-24 | 2007-06-12 | Cirrus Logic, Inc. | Constant edge generation circuits and methods and systems using the same |
JP2007043661A (ja) | 2005-06-30 | 2007-02-15 | Oki Electric Ind Co Ltd | 遅延回路 |
KR100691108B1 (ko) * | 2005-12-28 | 2007-03-12 | 동부일렉트로닉스 주식회사 | 입출력 시차가 감소한 지연 회로 |
JP2008090885A (ja) * | 2006-09-29 | 2008-04-17 | Oki Electric Ind Co Ltd | 半導体集積装置 |
US20090160515A1 (en) * | 2007-12-19 | 2009-06-25 | James Douglas Warnock | Auto-tracking clock circuitry |
US8022729B2 (en) | 2008-04-11 | 2011-09-20 | Micron Technology, Inc. | Signal driver circuit having adjustable output voltage for a high logic level output signal |
WO2010079503A2 (en) * | 2008-05-08 | 2010-07-15 | Kpit Cummins Infosystems Ltd. | Method and system for open loop compensation of delay variations in a delay line |
JP2009295225A (ja) * | 2008-06-04 | 2009-12-17 | Toppan Printing Co Ltd | ディレイパルス発生回路、および半導体記憶装置 |
JP2011091543A (ja) * | 2009-10-21 | 2011-05-06 | Elpida Memory Inc | 信号伝送回路 |
US8643418B2 (en) | 2011-06-02 | 2014-02-04 | Micron Technology, Inc. | Apparatus and methods for altering the timing of a clock signal |
KR20130047428A (ko) * | 2011-10-31 | 2013-05-08 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 제어전압 지연 장치, 이를 사용하는 디지털 전력 컨버터 및 그 구동 방법 |
WO2018142828A1 (ja) * | 2017-01-31 | 2018-08-09 | 日本電産株式会社 | モータ駆動装置、および電動パワーステアリング装置 |
US10715115B2 (en) | 2018-09-28 | 2020-07-14 | Qualcomm Incorporated | Circuits and methods for preventing bias temperature instability |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0171022A3 (en) * | 1984-07-31 | 1988-02-03 | Yamaha Corporation | Signal delay device |
EP0236525B1 (de) * | 1986-03-12 | 1990-12-19 | Deutsche ITT Industries GmbH | Integrierte Isolierschicht-Feldeffekttransistor-Verzögerungsleitung für Digitalsignale |
JPH0329411A (ja) * | 1989-06-26 | 1991-02-07 | Nec Corp | 遅延回路 |
US5130582A (en) * | 1989-09-19 | 1992-07-14 | Tdk Corporation | Delay circuit which is free from temperature variation, power supply voltage variation and process variation |
US5081380A (en) * | 1989-10-16 | 1992-01-14 | Advanced Micro Devices, Inc. | Temperature self-compensated time delay circuits |
US5231319A (en) * | 1991-08-22 | 1993-07-27 | Ncr Corporation | Voltage variable delay circuit |
-
1993
- 1993-07-20 JP JP5179052A patent/JP2905669B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-05-02 US US08/236,132 patent/US5453709A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-05-02 KR KR1019940009647A patent/KR0137725B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR950004746A (ko) | 1995-02-18 |
JPH0738394A (ja) | 1995-02-07 |
US5453709A (en) | 1995-09-26 |
KR0137725B1 (ko) | 1998-06-15 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2905669B2 (ja) | 遅延回路 | |
US5872464A (en) | Input buffer with stabilized trip points | |
JPH10270992A (ja) | 定電流駆動回路 | |
US20070285147A1 (en) | Level conversion circuit with duty correction | |
JPH11340810A (ja) | 半導体装置 | |
JPH02260915A (ja) | トランジスタ回路 | |
JP2007043661A (ja) | 遅延回路 | |
US6034557A (en) | Delay circuit with temperature and voltage stability | |
US7724056B2 (en) | Semiconductor integrated circuit device operating in synchronism with clock and method for controlling duty of clock | |
KR100454796B1 (ko) | 반도체 집적 회로 | |
JPH05145401A (ja) | レベル変換回路 | |
US7180326B2 (en) | Noise elimination circuit | |
JPH10242812A (ja) | 半導体回路 | |
KR100416378B1 (ko) | 위상 분할 회로 | |
US8188779B2 (en) | Duty control buffer circuit and duty correction circuit | |
US6300821B1 (en) | Output buffer circuit having changeable output impedance | |
JP3134991B2 (ja) | ディレィ回路 | |
US20080238517A1 (en) | Oscillator Circuit and Semiconductor Device | |
JPH04291809A (ja) | 発振制御回路 | |
US11431340B2 (en) | Dual power supply detection circuit | |
US4563593A (en) | Transition detector circuit | |
JP2002111472A (ja) | 外部プルアップ抵抗器検出および出力バッファの補償 | |
WO2020082706A1 (en) | Ground intermediation for inter-domain buffer stages | |
JPH02105715A (ja) | シュミットトリガ回路 | |
JPH06276070A (ja) | 半導体集積回路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080326 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090326 Year of fee payment: 10 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |