JPH01137817A - 遅延回路 - Google Patents
遅延回路Info
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- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 3
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[発明の目的]
(産業上の利用分野)
本発明は、半導体集積回路に用いられる遅延回路に関す
る。
る。
(従来の技術)
ダイナミックRAM (以下、dRAM)等の半導体集
積回路において、複数個の回路部が同期的に動作する場
合にはタイミング設定を行なう必要があり、そのため集
積回路内に各種遅延回路が用いられる。
積回路において、複数個の回路部が同期的に動作する場
合にはタイミング設定を行なう必要があり、そのため集
積回路内に各種遅延回路が用いられる。
第7図はその様な遅延回路の例であり、充放電回路と、
電源電位に比例した参照電位を発生する回路、および電
圧比較器を組合わせて構成されている。第1のノードN
、と第2のノードN2の電位を比較するのが電圧比較器
1である。第1のノードN1には、抵抗R2,R3を電
源電位端子VCCと接地電位端子VSSの間に直列接続
した分圧回路2の中間ノードが接続され、電源電圧に比
例した参照電位が与えられるようになっている。
電源電位に比例した参照電位を発生する回路、および電
圧比較器を組合わせて構成されている。第1のノードN
、と第2のノードN2の電位を比較するのが電圧比較器
1である。第1のノードN1には、抵抗R2,R3を電
源電位端子VCCと接地電位端子VSSの間に直列接続
した分圧回路2の中間ノードが接続され、電源電圧に比
例した参照電位が与えられるようになっている。
第2のノードN2には接地電位端子VSSとの間にキャ
パシタC1が設けられ、またこのノードN2を入力信号
φ1の制御により充放電するための、pチャネルMOS
トランジスタQ1とnチャネルMOSトランジスタロ2
および抵抗R1からなる充放電回路3が設けられている
。
パシタC1が設けられ、またこのノードN2を入力信号
φ1の制御により充放電するための、pチャネルMOS
トランジスタQ1とnチャネルMOSトランジスタロ2
および抵抗R1からなる充放電回路3が設けられている
。
第8図はこの遅延回路の動作を説明する信号波形図であ
る。入力信号φ1が“L”レベルの間、MOS)ランジ
スタQlはオン、MOSトランジスタQ2はオフであり
、第2のノードN2はVCCに充電されている。また第
1のノードN1の参照電位■1は、抵抗R2* R3に
より電源電位VCCを分圧した値即ち、 yl−V(Hc −R3/ (R2+R3) −■で
ある。このとき比較器1の出力φ2は“L”レベルであ
る。
る。入力信号φ1が“L”レベルの間、MOS)ランジ
スタQlはオン、MOSトランジスタQ2はオフであり
、第2のノードN2はVCCに充電されている。また第
1のノードN1の参照電位■1は、抵抗R2* R3に
より電源電位VCCを分圧した値即ち、 yl−V(Hc −R3/ (R2+R3) −■で
ある。このとき比較器1の出力φ2は“L”レベルであ
る。
入力信号φ1が“H”レベルに遷移すると、pチャネル
MO8)ランジスタQlはオフ、nチャネルMOSトラ
ンジスタロ2はオンとなり、キャパシタC】の電荷はn
チャネルMOSトランジスタロ2と抵抗R1を介して放
電される。MOSトランジスタQ2のオン抵抗を抵抗R
1に比べて十分小さいとすれば、第2のノードN2の電
位v2(1)は、 L V2 (t)霧VC(m e −’tR+ −■と
表わすことができる。出力φ2が“L”レベルから°H
”レベルに反転する時間τlは、第2のノードN2の電
位V2 (t)が第1のノードN1の参照電位v1よ
り低くなるまでの時間であるから、 ・・・■ であり、従って、 τ1−cIR1ノog (1+ R2/ R3) ・
・・■となる。
MO8)ランジスタQlはオフ、nチャネルMOSトラ
ンジスタロ2はオンとなり、キャパシタC】の電荷はn
チャネルMOSトランジスタロ2と抵抗R1を介して放
電される。MOSトランジスタQ2のオン抵抗を抵抗R
1に比べて十分小さいとすれば、第2のノードN2の電
位v2(1)は、 L V2 (t)霧VC(m e −’tR+ −■と
表わすことができる。出力φ2が“L”レベルから°H
”レベルに反転する時間τlは、第2のノードN2の電
位V2 (t)が第1のノードN1の参照電位v1よ
り低くなるまでの時間であるから、 ・・・■ であり、従って、 τ1−cIR1ノog (1+ R2/ R3) ・
・・■となる。
こうして第7図の遅延回路によれば、原則として電源電
圧や温度、MOS)ランジスタの特性等の変動の影響を
受けない一定の遅延時間τ1が得られる。またこの遅延
時間τ1は、C1* R1*R2/R3の値を適当に設
定することにより、任意に設定することができる。
圧や温度、MOS)ランジスタの特性等の変動の影響を
受けない一定の遅延時間τ1が得られる。またこの遅延
時間τ1は、C1* R1*R2/R3の値を適当に設
定することにより、任意に設定することができる。
しかしながらこのような従来の遅延回路には、次のよう
な問題があった。一般に集積回路における電源線(接地
線を含む。−船釣に言えば、高電位電源線や低電位電源
線)は複数の回路で共用しているため、種々のノイズが
乗り、その電圧がしばしば大きく変動する。特にdRA
M等では多数本のビット線の充放電に伴う電源線のショ
ートレンジの電位変動が大きい。もしm7図の遅延回路
で電源電位VCCがノイズにより交流的に変動した場合
、その動作波形は第8図に対して第9図のようになる。
な問題があった。一般に集積回路における電源線(接地
線を含む。−船釣に言えば、高電位電源線や低電位電源
線)は複数の回路で共用しているため、種々のノイズが
乗り、その電圧がしばしば大きく変動する。特にdRA
M等では多数本のビット線の充放電に伴う電源線のショ
ートレンジの電位変動が大きい。もしm7図の遅延回路
で電源電位VCCがノイズにより交流的に変動した場合
、その動作波形は第8図に対して第9図のようになる。
即ち、第2のノードN2は、入力信号φlが′H°レベ
ルになった後、先の■式に従って指数関数的に減衰する
が、第1のノードN1の参照電位Vlは分圧電位を保持
できず、VCCの変動に追随する変動曲線を描く。従っ
て先の0式は成立せず、Vlとv2の電位関係が逆転す
る時刻が大幅に変動する。つまり、一定の遅延時間が得
られない。
ルになった後、先の■式に従って指数関数的に減衰する
が、第1のノードN1の参照電位Vlは分圧電位を保持
できず、VCCの変動に追随する変動曲線を描く。従っ
て先の0式は成立せず、Vlとv2の電位関係が逆転す
る時刻が大幅に変動する。つまり、一定の遅延時間が得
られない。
(発明が解決しようとする問題点)
以上のように従来の遅延回路では、電源電圧のショート
レンジの変動に対して敏感であり、所望の遅延時間が得
られなくなる、という問題があった。
レンジの変動に対して敏感であり、所望の遅延時間が得
られなくなる、という問題があった。
本発明は、この様な問題を解決した遅延回路を提供する
ことを目的とする。
ことを目的とする。
[発明の構成]
(問題点を解決するための手段)
本発明の遅延回路は、基準電位端子に対してそれぞれ所
定の容量をもつ第1および第2のノードの電位を比較す
る電圧比較器、前記第1のノードに設けられてここに参
照電位を与える分圧回路、および前記第2のノードを入
力信号に応じて充放電する充放電回路を有し、更に前記
入力信号に応じて前記分圧回路を前記第1のノードから
切離して第1のノードをフローティング状態にするため
の制御回路を設けたことを特徴とする。
定の容量をもつ第1および第2のノードの電位を比較す
る電圧比較器、前記第1のノードに設けられてここに参
照電位を与える分圧回路、および前記第2のノードを入
力信号に応じて充放電する充放電回路を有し、更に前記
入力信号に応じて前記分圧回路を前記第1のノードから
切離して第1のノードをフローティング状態にするため
の制御回路を設けたことを特徴とする。
(作用)
本発明のように構成すれば、入力信号が入って充放電回
路により第2のノードの電位が変化する際に、同じ入力
信号により参照電位が与えられた第1のノードはフロー
ティング状態になって、その後に電源電位の変動があっ
ても、分圧回路による直接的な参照電位の変動は防止さ
れる。第1゜第2のノードが基準電位端子に対してほぼ
同じ大きい容量をもつように設計しておけば、電源電位
変動による容量カップリングの影響は両ノードにほぼ等
しく現われる。従って、ショートレンジの電源変動の影
響を受けることなく、充放電回路の時定数で決まる一定
の遅延時間が得られる。
路により第2のノードの電位が変化する際に、同じ入力
信号により参照電位が与えられた第1のノードはフロー
ティング状態になって、その後に電源電位の変動があっ
ても、分圧回路による直接的な参照電位の変動は防止さ
れる。第1゜第2のノードが基準電位端子に対してほぼ
同じ大きい容量をもつように設計しておけば、電源電位
変動による容量カップリングの影響は両ノードにほぼ等
しく現われる。従って、ショートレンジの電源変動の影
響を受けることなく、充放電回路の時定数で決まる一定
の遅延時間が得られる。
(実施例)
以下、本発明の詳細な説明する。
第1図は一実施例の遅延回路である。第7図と対応する
部分には第7図と同一符号を付して詳細な説明は省略す
る。第7図と基本的に異なる点は、参照電位を与える側
の第1のノードN、の分圧回路2の部分に、これを入力
信号φ1により第1のノードN】から切離すための制御
回路4を設けていることである。即ち、第1のノードN
1と分圧回路2を構成する抵抗R2+ R3の間にそれ
ぞれnチャネルMOSトランジスタQ3.Q4を介在さ
せたスイッチ回路41と、このスイッチ回路41を制御
するインバータ42とにより制御回路4が構成される。
部分には第7図と同一符号を付して詳細な説明は省略す
る。第7図と基本的に異なる点は、参照電位を与える側
の第1のノードN、の分圧回路2の部分に、これを入力
信号φ1により第1のノードN】から切離すための制御
回路4を設けていることである。即ち、第1のノードN
1と分圧回路2を構成する抵抗R2+ R3の間にそれ
ぞれnチャネルMOSトランジスタQ3.Q4を介在さ
せたスイッチ回路41と、このスイッチ回路41を制御
するインバータ42とにより制御回路4が構成される。
またこの実施例では、第1のノードN1と接地電位端子
VSS間にキャパシタC2を設けている。このキャパシ
タC2の容量は、この第1のノードNlの他の端子に対
する寄生容量との比が、第2のノードN2のキャパシタ
c1の容量の他の端子に対する寄生容量との比と等しく
なるように設定されている。
VSS間にキャパシタC2を設けている。このキャパシ
タC2の容量は、この第1のノードNlの他の端子に対
する寄生容量との比が、第2のノードN2のキャパシタ
c1の容量の他の端子に対する寄生容量との比と等しく
なるように設定されている。
第2図は、第1図における電圧比較器の具体的な構成例
である。これは、よく知られたCMOSカレントミラー
の差動増幅器である。
である。これは、よく知られたCMOSカレントミラー
の差動増幅器である。
第3図は、この実施例による遅延回路の基本動作を示す
。従来例と同様、入力信号φ1が“L”レベルの間、第
2のノードN2はVCCに充電されている。またこのと
き、スイッチ回路41のMOSトランジスタQ3.Q4
はいずれもオンである。従って、MOSトランジスタQ
3.Q4のオン抵抗が抵抗R2r R3に比べて十分に
小さい場合には、第1のノードN、は抵抗R2r R3
で決まる先の0式の参照電位となっている。この入力信
号φ1が“L”レベルの間、比較器1の出力φ2は“L
”L/ベベルある。
。従来例と同様、入力信号φ1が“L”レベルの間、第
2のノードN2はVCCに充電されている。またこのと
き、スイッチ回路41のMOSトランジスタQ3.Q4
はいずれもオンである。従って、MOSトランジスタQ
3.Q4のオン抵抗が抵抗R2r R3に比べて十分に
小さい場合には、第1のノードN、は抵抗R2r R3
で決まる先の0式の参照電位となっている。この入力信
号φ1が“L”レベルの間、比較器1の出力φ2は“L
”L/ベベルある。
入力信号φlが“H”レベルになると、充放電回路3の
MOSトランジスタQ1がオフ、MOSトランジスタQ
2がオンとなり、第2のノードN2の電荷がMOSトラ
ンジスタQ2と抵抗R1を介して放電される。この放電
による第2のノードN2の電位変化は先の■式に示した
通りである。
MOSトランジスタQ1がオフ、MOSトランジスタQ
2がオンとなり、第2のノードN2の電荷がMOSトラ
ンジスタQ2と抵抗R1を介して放電される。この放電
による第2のノードN2の電位変化は先の■式に示した
通りである。
この放電開始と同時に、インバータ42の出力が“L″
レベルなり、従ってスイッチ回路41を構成するMOS
)ランジスタQ3.Q4がオフとなる。この結果、第1
のノードN1は分圧回路2から切離され、参照電位v1
を保持したままフローティング状態になる。そして第1
.第2のノードN1.N2の電位関係が逆転する時間τ
1後に比較器1の出力が逆転する。
レベルなり、従ってスイッチ回路41を構成するMOS
)ランジスタQ3.Q4がオフとなる。この結果、第1
のノードN1は分圧回路2から切離され、参照電位v1
を保持したままフローティング状態になる。そして第1
.第2のノードN1.N2の電位関係が逆転する時間τ
1後に比較器1の出力が逆転する。
第4図は、この実施例の遅延回路において、VCC或い
はv5sがショートレンジで変動した場合の動作波形を
示す。まず、vccノイズ31が発生して、VCCレベ
ルが第4図に示すように変動している途中の時刻t1に
入力信号φ1が“H”レベルに遷移した場合を考える。
はv5sがショートレンジで変動した場合の動作波形を
示す。まず、vccノイズ31が発生して、VCCレベ
ルが第4図に示すように変動している途中の時刻t1に
入力信号φ1が“H”レベルに遷移した場合を考える。
このとき時刻1.でのV C−CレベルをVcclとす
れば、第2のノードN2はvcclに充電された状態か
ら放電を開始する。放電開始後はこの第2のノードN2
はVCCとは切離されているから、VCCノイズの影響
は受けない。一方第1のノードN□の参照電位v1は時
刻t1において、 Vccl ’R3/ (R2+R3) であり、その後はVCCから切離されてフローティング
状態になる。従ってやはりVCCノイズの影響を受けな
い。以上の結果、時刻t1から出力φ2が反転するまで
の時間は、VCCノイズがない場合と等しい。
れば、第2のノードN2はvcclに充電された状態か
ら放電を開始する。放電開始後はこの第2のノードN2
はVCCとは切離されているから、VCCノイズの影響
は受けない。一方第1のノードN□の参照電位v1は時
刻t1において、 Vccl ’R3/ (R2+R3) であり、その後はVCCから切離されてフローティング
状態になる。従ってやはりVCCノイズの影響を受けな
い。以上の結果、時刻t1から出力φ2が反転するまで
の時間は、VCCノイズがない場合と等しい。
次に時刻tl以後、VS!3ノイズ32が発生した場合
を考える。この場合も、第1.第2のノードN1 +
N2のキャパシタC2,C1の容量がこれらのノードの
他の端子に対する寄生容量に対してほぼ等しい比をもっ
て十分大きく設定されている場合には、vssノイズに
よる両ノードN1゜N2のカップリングによる変動は等
しい。従って遅延時間はVSSノイズの影響も受けない
。
を考える。この場合も、第1.第2のノードN1 +
N2のキャパシタC2,C1の容量がこれらのノードの
他の端子に対する寄生容量に対してほぼ等しい比をもっ
て十分大きく設定されている場合には、vssノイズに
よる両ノードN1゜N2のカップリングによる変動は等
しい。従って遅延時間はVSSノイズの影響も受けない
。
以上のようにこの実施例によれば、電源変動の影響を受
けず一定の遅延時間を得ることができる。
けず一定の遅延時間を得ることができる。
特にdRAM等のようにショートレンジの電源電位変動
の大きい集積回路に適用した場合に効果的である。
の大きい集積回路に適用した場合に効果的である。
第5図は、本発明の他の実施例の遅延回路について、第
1図に対する変更部分を示している。この実施例は、ス
イッチ回路41のオン時間が長い場合の影響を除くため
に、スイッチ回路41とインバータ42の間にANDゲ
ート43を設けている。ANDゲート43には、人力信
号φ1を反転するインバータ42の出力と共に、これよ
り僅かに先行する制御信号φ0を入れる。その動作信号
波形を第6図に示す。この実施例によれば、スイッチ回
路4□は制御信号φ0が立上がってから入力信号φ1が
立上がるまでの僅かの時間帯のみオンとなり、この間に
参照電位v1が設定される。
1図に対する変更部分を示している。この実施例は、ス
イッチ回路41のオン時間が長い場合の影響を除くため
に、スイッチ回路41とインバータ42の間にANDゲ
ート43を設けている。ANDゲート43には、人力信
号φ1を反転するインバータ42の出力と共に、これよ
り僅かに先行する制御信号φ0を入れる。その動作信号
波形を第6図に示す。この実施例によれば、スイッチ回
路4□は制御信号φ0が立上がってから入力信号φ1が
立上がるまでの僅かの時間帯のみオンとなり、この間に
参照電位v1が設定される。
第1図の構成では入力信号φ1が′Lmレベルの間、分
圧回路2は機能しており、貫通電流が流れるため、分圧
回路の抵抗値を余り小さくできない。
圧回路2は機能しており、貫通電流が流れるため、分圧
回路の抵抗値を余り小さくできない。
これに対しこの実施例では、必要最小限の時間のみ分圧
回路を働かせることができるため、その抵抗値をある程
度小さくすることが可能であり、従ってノードN2が充
放電を開始するまでノードN1を低インピーダンスで分
圧電位に保持することができる。
回路を働かせることができるため、その抵抗値をある程
度小さくすることが可能であり、従ってノードN2が充
放電を開始するまでノードN1を低インピーダンスで分
圧電位に保持することができる。
以上の実施例では、第1.第2のノードのキャパシタは
、接地電位端子VSS即ち低電位電源線端子を基準電位
端子としたが、電源端子V。0即ち高電位電源線端子を
基準電位端子として各キャパシタを接続することも可能
である。
、接地電位端子VSS即ち低電位電源線端子を基準電位
端子としたが、電源端子V。0即ち高電位電源線端子を
基準電位端子として各キャパシタを接続することも可能
である。
また実施例では、線形抵抗Rと線形容量CによるCR遅
延回路を基本としたものを示したが、例えば充放電回路
の抵抗として純抵抗に代わってMOS)ランジスタ等を
用いることができる。この場合、適当な電源電圧依存性
や温度依存性をもつ遅延回路が得られる。
延回路を基本としたものを示したが、例えば充放電回路
の抵抗として純抵抗に代わってMOS)ランジスタ等を
用いることができる。この場合、適当な電源電圧依存性
や温度依存性をもつ遅延回路が得られる。
その他、本発明はその趣旨を逸脱しない範囲で種々変形
して実施することができる。
して実施することができる。
[発明の効果]
以上述べたように本発明によれば、分圧回路により参照
電位が与えられる側のノードに、入力信号によって制御
されてこれをフローティング状態にするための制御回路
を付加することによって、電源ノイズの影響を除いた遅
延回路を実現することができる。
電位が与えられる側のノードに、入力信号によって制御
されてこれをフローティング状態にするための制御回路
を付加することによって、電源ノイズの影響を除いた遅
延回路を実現することができる。
第1図は本発明の一実施例の遅延回路を示す図、第2図
はその電圧比較器の構成例を示す図、第3図はその遅延
回路の動作を説明するための信号波形図、第4図は同じ
く電源ノイズの影響を説明するための信号波形図、第5
図は他の実施例の遅延回路の第1図に対する変更部分を
示す図、第6図はその動作を説明するための信号波形図
、第7図は従来の遅延回路を示す図、第8図および第9
図はその遅延回路の動作を説明するための信号波形図で
ある。 1・・・電圧比較器、2・・・分圧回路、3・・・充放
電回路、4・・・制御回路、41・・・スイッチ回路、
42・・・インバータ、N1・・・第1のノード、N2
・・・第2のノード、Rl r R2+ R3・・
・抵抗、C1,C2・・・キャパシタ、φ1・・・入力
信号、φ2・・・出力信号。 出願人代理人 弁理士 鉛工武彦 第1図 第2図 第3図 第4図 第5図 第6図
はその電圧比較器の構成例を示す図、第3図はその遅延
回路の動作を説明するための信号波形図、第4図は同じ
く電源ノイズの影響を説明するための信号波形図、第5
図は他の実施例の遅延回路の第1図に対する変更部分を
示す図、第6図はその動作を説明するための信号波形図
、第7図は従来の遅延回路を示す図、第8図および第9
図はその遅延回路の動作を説明するための信号波形図で
ある。 1・・・電圧比較器、2・・・分圧回路、3・・・充放
電回路、4・・・制御回路、41・・・スイッチ回路、
42・・・インバータ、N1・・・第1のノード、N2
・・・第2のノード、Rl r R2+ R3・・
・抵抗、C1,C2・・・キャパシタ、φ1・・・入力
信号、φ2・・・出力信号。 出願人代理人 弁理士 鉛工武彦 第1図 第2図 第3図 第4図 第5図 第6図
Claims (5)
- (1)基準電位端子に対してそれぞれ所定の容量をもつ
第1および第2のノード間の電位差を比較する電圧比較
器と、前記第1のノードに接続されて第1のノードに参
照電位を与える分圧回路と、前記第2のノードに接続さ
れ第2のノードを入力信号に応じて充放電する充放電回
路と、前記入力信号により制御されて前記第1のノード
を前記分圧回路から切離して選択的にフローティング状
態にする制御回路とを備えたことを特徴とする遅延回路
。 - (2)前記第1および第2のノードと基準電位端子間に
それぞれ第1および第2のキャパシタが設けられている
特許請求の範囲第1項記載の遅延回路。 - (3)前記第1のノードの基準電位端子に対する容量と
それ以外の端子に対する寄生容量の比と、前記第2のノ
ードの基準電位端子に対する容量とそれ以外の端子に対
する容量の比が等しく設定されている特許請求の範囲第
1項記載の遅延回路。 - (4)前記基準電位端子は低電位電源線端子または高電
位電源線端子である特許請求の範囲第1項記載の遅延回
路。 - (5)前記分圧回路は高電位電源線端子と低電位電源線
端子間に複数の抵抗を直列接続してその中間ノードを出
力ノードとするものであり、前記制御回路は前記出力ノ
ードと高電位電源側および低電位電源側の抵抗との間に
それぞれスイッチ素子を設けて構成されている特許請求
の範囲第1項記載の遅延回路。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62296816A JPH01137817A (ja) | 1987-11-25 | 1987-11-25 | 遅延回路 |
DE3839888A DE3839888A1 (de) | 1987-11-25 | 1988-11-25 | Verzoegerungs- oder laufzeitschaltung fuer eine integrierte halbleiter-schaltkreisanordnung |
US07/437,294 US4943745A (en) | 1987-11-25 | 1989-11-16 | Delay circuit for semiconductor integrated circuit devices |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP62296816A JPH01137817A (ja) | 1987-11-25 | 1987-11-25 | 遅延回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01137817A true JPH01137817A (ja) | 1989-05-30 |
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Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP62296816A Pending JPH01137817A (ja) | 1987-11-25 | 1987-11-25 | 遅延回路 |
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Country | Link |
---|---|
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JP (1) | JPH01137817A (ja) |
DE (1) | DE3839888A1 (ja) |
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- 1987-11-25 JP JP62296816A patent/JPH01137817A/ja active Pending
-
1988
- 1988-11-25 DE DE3839888A patent/DE3839888A1/de active Granted
-
1989
- 1989-11-16 US US07/437,294 patent/US4943745A/en not_active Expired - Lifetime
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---|---|
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US4943745A (en) | 1990-07-24 |
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