JPS5856593A - 信号振幅比調整回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、ｉＪ変利得増幅器により複合カラーテレビジ
ョン信号から分離した色信号および輝度信号の間の固定
振幅比を調整するに当り、可変利得増幅器の利得を色同
期信号の振幅に応じて制御する信号振幅比調整回路に関
するものである。

テレビジョン受像機では中間周波数から復調した複合カ
ラーテレビジョン信号（ｃｖＢｓ）を輝度信号および色
信号に分離し、更にこれらを個別に処理する。色信号増
幅器は、受像管上におけるカラー情報を輝度信号に対し
常に適正比率ならしめ、かつ受像機の同調または受信回
路の許容誤差には依存しないよう自動的に制御する必要
があるム色信号対輝度信号比は画像内容に依存するので
、色信号増幅器の設定は、輝度信号につき常に所定比率
関係にある色同期信号（バースト）の振幅に応じて制御
される。色信号増幅器の所要の制御範囲は画像記録から
カラーテレビジョン受像機に至る全伝送路の許容誤差に
よって決まり、色信号振幅は受像機の僅かな離調によっ
て極めて大きい影響を受け、これは特に、搬送波周波数
において伝送される色信号が通常の受像機設計では中間
周波フィルタの帯域限界値に配置されるということによ
って起る。ある置のオーバードライブを許容した場合に
は、これにより所要の全設定範囲は約２４　ｄＢになる
。

例えば定期刊行物”　ＶＡＬＶＯＭｉｔｔｅｉｌｕｎｇ
ｅｎ　”　６８　。

Ａｐｒｉｌに記載された如き常用されているテレビジョ
ン受像機では、色イｄ号増幅器の制御はこの増幅器を制
御するための電圧をこの増幅器の出力端子における色同
期信号の振幅から導出することによって行い、この増幅
器の出力端子における色同期信号の値をできるだけ一定
ならしめる閉制御ループを形成するようにしている。し
かしかかる制御を最適ならしめることは極めて難かしく
、これは閉制御ループにつき周知の問題である。

定期刊行物”　ＦＪｌｅｋｔｒｏｎｉｋ　”　、　１９
８１　、　Ｖｏｌｕｍｅ１６、第２７〜３５頁には、か
なりの範囲までディジタル方式で作動させるテレビジョ
ン受像機の設計が記載されている。しかしこの定期刊行
物には色信号増幅器の設定については極く僅かな情報し
か含んでおらず、この設計においても色信号増幅器を設
定するのに閉制御ループが使用されるということを見出
した。

本発明の目的は、色信号および輝度信号の間の固定され
た比率の正確な制御を極めて安価かつ簡単な構成で達成
する信号振幅比調整回路を提供するにある。本発明の信
号振幅比調整回路は、２進デイジタル・サンプルの形態
の色信号をシフト段および乗算回路を含む可変利得増幅
器に供給し、シフト段においては制御可能な整数のビッ
ト位置にわたりサンプルをシフトすることができ、可変
利得増幅器の入力端において色信号に含まれる色同期信
号（バースト）の振幅を振幅検出器によりディジタル振
幅値として測定し、制御回路により所定値および測定振
幅値の商からシフト段用のシフト制御信号を発生して、
シフト段におけるサンプルのシフト位置数を決定し、か
つ制御回路により、シフト位置数にわたりシフトされた
サンプルに乗算すべき乗算係数を乗算回路に供給するよ
う構成したことを特徴とする。このように本発明では従
来の閉制御ループに代えいわゆる７オーワード（ｆｏｒ
ｗａｒｄ　）制御を使用して、ディジタル増幅を全く正
確にかつ許容誤差を付随することなく行い得るようにす
る。本発明ではディジタル振幅値この整数幕による乗算
に分け、これはシフト段におット位置にわたりシフトさ
れたサンプルのその後乗算に乗算回路が極めて良好に活
用され、その理由はこの乗算回路は有意ビットのみ処理
し、従って処理すべきビ・ハ数を最小ならしめた乗算回
路で充分ならしめることができるからである。

シフト段によりこの整数幕との乗算を行うがら、測定す
したディジタル振幅値の異なる大きさにおいて制御回路
によって供給される最大および最小係数に０の間の比を
２より小さくし、０．５くｋ＜１が好適である。

振幅検出器は柚々の態様で構成することができる。その
好適な一実施例では、振幅検出器が絶対値発生装置、デ
ィジタル比較器および色信号のディジタル・サンプルを
蓄積する蓄積レジスタを備え、比較器の一方の人力端子
および蓄積レジスタの人力端子を絶対値発生段の出力端
子に接続し、比較器の他方入力端子を振幅値を送出する
蓄積レジスタの出力端子に接続し、絶対値発生装置の出
力信号が蓄積レジスタの出方信号を超えた場合比較器が
出力信号を発生し、少なくとも各折たな色同期信号以前
に制御段により蓄積レジスタの内容を消去し、かつ制御
段により、比較器の出力信号における色同期信号の発生
期間中のみ、新たに供給されたサンプルの蓄積レジスタ
への書込を可能ならしめるようにする。その結果、サン
プリング定理を満足するため約４．４　ＭＨｚの色同期
信号周波数の２倍より充分高く選定した周波数特に色同
期信号周波数の４倍の周波数でサンプル列が生ずるので
、低価格の高速作動構造が得られる。サンプルが２の補
数表記法における負値で表わされる場合、絶対値発生装
置は排他的論理和回路の形態で簡単に実現することがで
きるっ 振幅検出器の他の好適な実施例では、振幅検出器が絶対
値発生装置、比較器およびアップ・ダウン′・カウンタ
を備え、比較器はカウンタの出力信号を色同期信号期間
に供給されるすべてのサンプルと比較し、カウンタにク
ロックパルスを供給し、色同期信号期間に供給される最
大値でないサンプルがカウンタの出力信号に等しい場合
には比較器における比較結果によりカウンタを制御し、
カウンタの最大計数値が振幅値を示すようにする。従っ
て、色同期信号のサンプルの値の変化によりこの変化の
方向においてカウンタの計数値が常に１だけ増大するの
で、このこととカウンタの最大計数値の評価との両方に
より、効果的な低域ｐ波が行われる。また、各色同期信
号における最大サンプル値しか作用しないので、本例の
振幅検出器はピーク値検出器である。

振幅値の平均値を各色同期信号がら得るようにする本発
明の振幅検出器の好適な実施例は、振幅検出器が絶対値
発生装置、演算装置および蓄積レジスタを備え、色同期
信号期間に当り演Ｗ装置により連続するサンプルの各サ
ンプルを蓄積レジスタの内容に加算し、蓄積レジスタの
内容は事前に零に設定されかつ蓄積レジスタの内容の最
大値が振幅値を示すようにする。

振幅検出器のこれらの実施例ではサンプルは色同期信号
から所定位相角度において得るものとし、即ちサンプル
を得るためのクロック信号の位相は色同期信号の位相に
結合されるものとする。

位相結合を必要としない振幅検出器の実施例では、ディ
ジタル・サンプルをしてディジタル自乗回路を通過させ
、色同期信号の周波数の２倍の周波数より低い遮断周波
数を有するディジタル低域通過フィルタを介してアキュ
ムレータにより所定数の自乗されｐ波されたサンプルを
互に加算し、アキュムレータにおいて加算された値のう
ち所定数の自乗されＰ波されたサンプルに対応する部分
を制御回路に供給するようにする。信号を自乗した場合
、自乗すべき信号の周波数の２倍の周波数の交流電圧を
重畳した直流電圧が得られることは簡単に示すことがで
き、前者の電圧部分を除去することは低域通過フィルタ
では容易である。加算に当り、和の一部のみを更に処理
し、平均値を発生させるので、最終的に得られるディジ
タル振幅値は色同期信号に対するサンプリング瞬時の時
位置に依存しなくなる。

しかし、ディジタル自乗回路を使用することは付加的な
回路素子が必要になることを意味する。

しかしこれら付加的回路素子の必要性は除去することが
でき、この目的のため本発明の他の実施例では、ディジ
タル自乗回路が乗算回路であり、８個の切換スイッチを
設け、色同期信号発生に当りこれら切換スイッチを作動
させ、第１　ＵＪ換スイッチにより乗算回路の乗算係数
人力を制御回路の出力から乗算回路の人力に切換え、第
２切換スイツチにより乗算回路の出力の供給を制御可能
増幅器の出力から低域通過フィルタの人力へ切換え、第
３切換スイツチによ゛リシフト段の入力を制御回路の出
力から固定制御信号に切換えるするようにする。即ち色
同期信号は電子ビームの水平帰線消去期間に画像スクリ
ーン上に生じ、色同期信号の発生期間に際しては増幅す
べき色イキ号が存在しないので、その際には乗算回路は
必要がなく、切換スイッチを付加することを必要とする
に過ぎない。

また上述した振幅検出器は、雑音および他の妨害信号の
増大する影響が考慮されるから、特に低レベルにおける
色信号の一層正確な制御を行うのに使用することができ
る。そこで、画像情報を含まない時間間隔、特に垂直帰
線消去期間の少なくとも一部に際し、所定閾値を超えた
場合、振幅検出器の出力により、制御可能増幅器の前段
に配置した色信号フィルタのレスポンス曲線を一層狭い
帯域幅へ順次切換え、最後に色信号をスイッチオフする
ようにすると有利である。かかる態様において実際上付
加的な手段を必要とすることなく振幅検出器は、数個の
目的のため即ち雑音振幅を決定するために使用すること
ができ、この雑音振幅は弱い人力信号において充分な値
を有する場合色同期信号に重畳され、色同期信号の振幅
を実際の振幅より大きくみせるものである。従って、所
定の雑音信号振幅を超えた場合には、特にカラー復号回
路においてカラー信号が完全にスイッチオフされるから
、色信号の利得は零に調整される。

制御回路によりシフト制御信号を供給し、乗算回路によ
り所定値およびディジタル振幅値の商を供給するように
するので、制御回路が、所定値を振幅値で割算する割算
回路を備えるのが好適である。その場合乗算係数は一位
置に対し直ちに正確に得られ、位置シフトは商の最上位
側の位置から　・行われ、この位置シフトは同時に制御
信号を示す。

２つのディジタル値につき割算を行う割算回路は周知で
あるから、詳細な説明は省略する０かかる割算回路は筬
つかのスイッチング素子を必要とするが、本発明による
構成の簡単な実−例では、割算回路がＲＯＭ　（続出専
用メモリ）であり、そのアドレス（７号をディジタル振
幅値から導出し、かつＲＯＭの各アドレスにこの振幅と
関連する制御（４号および関連の乗算係数を含む′よう
にする。かかるＲＯＭは簡単かつ安価な素子である。

市販のＲＯＭではワード幅が充分でない場合（こけ、Ｒ
ＯＭを数個のサブメモリに分―ｊし、そのうち所定塾の
サブメモリが制御信号を含み、力）つ他のサブメモリが
乗算係数を含み、スベテノサフメモ■ノを並列にアドレ
ス指示するのが有利である。一般的にハＲＯＭを２個の
サブメモリに公開すれば充分である。この方法は一般に
、太きｐｚワード幅を有する特殊なＲＯＭを使用する方
法より安価になる。

最も簡単な場合には、所定値は固定値であるとする。こ
れにより、ＲＯＭを使用した場合アドレス指示モードが
簡単になる。本発明の好適な実施例では、所定値を、彩
度を設定するため特に調整可能とする。従って彩度設定
に当り実際上付加的回路素子を必要としない。上述した
構成の制御回路においてＲＯＭを使用する場合には、調
整可能な所定値により演算回路を介してディジタル振幅
値をシフトし、シフトした振幅値が一つまたはすべて＋
７）ＲＯＭのアドレスを示すようにすると有利である。

所定値を振幅値に加算することによりシフトを特に簡単
ならしめることができる。制御回路において割算回路を
使用する場合には、調整可能な値は直接処理することが
できる。

また、他の手段を必要とすることなく制御回路により調
整ｉＪ能な値を処理できるようにするには、制御回路が
マイクロプロセッサを備え、このマイクロプロセッサが
割算回路を構成し、かつ異なる色同期信号間に制御信号
および乗算係数を供給するようにするのが有利である。

−または数個のラインに際しその始端においてディジタ
ル振幅値を決定し、次いでこのマイクロプロセッサによ
り、任意に調整呵°能な所定値を多数の連続する振幅値
から導出した値で徨」算し、その後のラインに対する制
御信号および乗算係数をそれぞれ発生させる。

二の−または複数ラインにわたるシフトは通常は重要で
なく、その理由は色同期信号の振幅の変化は少ない数の
ラインにわたっては実際上変化せず、他のすべてのパラ
メータが数ラインの持続時間中実際−Ｌ変化しないから
である。

倣弱な信号において色同期信号が例えば重畳された雑音
のため一つラインから他のラインにわたりかなり変化す
る場合、振幅検出器にディジタル低域通過フィルタの機
能を具備させてないときには、振幅検出器の後段にディ
ジタル低域通過フィルタを設（づるのが有利である。振
幅検出器の出力端子におけるディジタル振幅（ｉｌｌｍ
はディジタル値であるから、低域通過フィルタが１次巡
回ディジタルフィルタの形１ｋに構成され、サンプルを
蓄積する蓄積レジスタおよび加算／減算回路を備え、こ
の加算／減算回路は入力サンプルを蓄積レジスタの内容
に加算しかつ蓄積レジスタの内容から、低域通過フィル
タの出力値をも示す所定部分を減算し、その結果を色同
期信号の終端に蓄積レジスタに書込むようにすると有利
である。かかるディジタルフィルタは構成が簡単であり
、かつ例えば雑音または他の妨害信号により一つのライ
ンが隣接ラインに比べ著しく影醤されるのを信頼度の高
い態様で防止する。

マイクロプロセッサを制御回路として使用する場合には
、マイクロプロセッサが振幅検出器の出力信号を供給さ
れ、かつ制御信号および乗算信号の決定以前に毎回多数
の所定振幅値と共に低域ｐ波動作を行うのが有利である
。かかる低域通過フィルタとしては従来のディジタル低
域通過フィルタから数種のものを導出することができる
っマイクロプロセッサが低域通過フィルタに従って振幅
値の巡回形低域Ｐ波動作を行うようにすると特に有利で
ある。この場合には−または複数ラインの使用可能な持
続時間中に他の手段を必要とするこをなくマイクロプロ
セッサによって行うことができる簡単な演算を必要とす
るに過ぎない。

特にマイクロプロセッサが多数のラインの後までシフト
段に対する新たな制御イｄ号および新たな乗算係数の決
定を行わない場合には、更に他の機能を時分割多重方式
でマイクロプロセッサに行わせることができる。特に、
マイクロプロセッサにより振幅値°の決事を行って色同
期信号の多数のサンプルを直ちに蓄積し、これを低い周
波数で読出してその後の処理のためマイクロプロセッサ
へ供給するようにすると有利である。このようにした場
合には振幅検出器、低域通過フィルタおよび制御回路を
単一のマイクロプロセッサの形態で実現でき、従って安
価な実施例が実現される。

図面につき本発明を説明する。

第１図において、中間周波信号から復調によって得た複
合カラーテレビジョン信号は入力端子１を介してアナロ
グ・ディジタル・コンバータ１６（Ａ／Ｄコンバータと
称す）に供給し、このＡ／Ｄコンバータは導体２０ａを
介して同期回路１８によって制御するようにする。この
目的のため、その位相を色同期信号の位相に関連させる
クロック信号、および他の制御信号を同期回路１８にお
いて発生させ、これらの信号は第２図に詳細に示しであ
る。第２図ａは水平同期パルスに後続して入力端子１に
供給されるアナログ信号の変化を示す。

水平同期信号の終端は第２図ａの開始部における正方向
縁部によって示される。この正方向縁部から所定期間後
に（振幅の値を正確に示す態様では記載してない）色副
搬送波周波数を有する正弦波色同期信号が開始され、便
宜上正弦波色同期信号の初めおよび終りだけ示す。この
色同期信号により、この色同期信号の位相に同期したク
ロック信号を色副搬送波周波数の正確に４倍即ち約１７
，７ＭＨｚの周波数で発生させ、このクロック信号を第
２図すに示す。クロック信号は先に発生した色同期信号
により既に同期されており、かつその周波数は極めて安
定なので、新たな各色同期信号においては僅かな再調整
を必要とするに過ぎないものと仮定する。この再調整に
当っては、対称なりロック信号の一方の縁部が色同期信
号の零交さ点または最大値および最小値と合致し、従っ
てクロック信号の他方縁部が色同期信号の４５’、１３
５゜等の位置に配置されるようにする。Ａ／Ｄコンバー
タ１６においては上記クロック信号縁部で複合カラーテ
レビジョン信号のサンプリングを行う。

導体２０ａ上に発生するクロック信号は当該調整回路の
他の部分にも供給する。

また、第２図Ｃに示した色同期信号帰線消去パルスＢＡ
も同期回路１８において発生させる。この帰線消去パル
スＢＡは色同期信号より若干早く開始し、かっ色同期信
号より若干後に終了する。

この帰線消去パルスＢＡから、第２図ｄに示すＳ１パル
スを発生させ、このＳ１パルスはクロック信号と同期し
かつ例えば所定数のクロックパルスをダウン計数するこ
とにより色同期信号の終端以前に終了させるっ更に、第
２図ｅに示すＳ２パルスを発生させ、このパルスはＳ１
パルスの始端から所定数のクロックパルスが発生した後
に開始され、かつＳ１パルスと同時に終了する。更に、
クロック信号の１周期より短くするを可とする短期間制
御パルスであるＳ　１’および８２／パルスをＳｌおよ
びＳ２パルスの縁部においてそれぞれ発生させる。更に
、垂直帰線消去パルスＶＡおよび他の制御パルスを発生
させるが、これはアナログ方式のテレビジョン受像機に
おいて普通に行われることなので、これら制御パルスに
ついての説明は省略する。これら制御パルスは同期回路
１８から各導体を介して送出されるが、図面を簡単にす
るためこれらのすべての導体を単一導体２０ｂで示しで
あるＯ Ａ／Ｄコンバータ１６の出力端子は、例えば、図示しな
い輝度チャンネルだけでなく、色信号フィルタ番にも接
続し、色信号フィルタは導体５を介して色信号のみ送出
する。色信号フィルタ４の帯域幅は導体２８上のＭＩ御
倍信号よって切換えることができる。第１図および後述
の図面において導体８およびｂ並にそれ以降の数字で示
した各導体は一ビットから成る２進ワードを転送できる
ので、実際上告導体は多数の並列個別導体で構成される
が、図面を簡単にするため単一導体として図示しである
。

導体５は可変利得増幅器２に接続し、その利得は導体１
５．１７を介して設定することができる。

増幅器２はその利得を変化させて、画像表示管上の色情
報が輝度信号に対し常に適正比率となるようにする必要
がある。搬送波周波数（４ＭＨ２および側波帯）におい
て伝送される色信号は現在のテレビジョン受像機の設計
においては中間周波フィルタの帯域限界に配置される。

中間周波レスポンス曲線の縁部における色副搬送波の位
置により、受像機の同調に応じて色信号においてかなり
の振幅変化が起・る。史に、流れ作業による臘産におけ
る許容誤差およびアンテナの不整合に起因スルレベル差
を考慮する必要がある。所要の制御範囲は映像源から送
信機を介して受像機に至る全伝送路の許容誤差から求め
られる。

色副搬送波減衰　　　　ムｎｏｍｉｎａｌ　　　Ａｍａ
ｘ変調器／送信機（ＩＦ）　　　−０，５−−−１，０
ｄＢ　　約２ｄＢ受像機（ＲＦ　−ＩＦ−選択）　　　
　　３−−−６　　ｄＢ同調／微調 （−５ｏＯｋＨ２＜ｆ（＋ａＯＯｋＨｚ）　　　０−−
−１６　ｄＢ　　　　ｘｅｄＢ全ＲＦ／ＩＦｔｓｄＢ 過駆動許容　　　６ｄＢ ４ａＢ 従って １、　異なる送信機から受像する場合、および２、　カ
ラーテレビジョン受像機の同調力（不適正である場合 彩度を一定ならしめるためには少なくとも２４ｄＢの制
御範囲を得ることが必要である。

そこで利得を調整するための皺を調整することにより色
同期信号（バースト）の振幅カイ彩度に対し固定比率と
なるようにする。第１図におｌ、ｚで色同期信号の振幅
は振幅検出器１０におｌ／）で測定しスイッチング信号
により色同期信号の発生始端および発生終端において可
能な値の範囲内にお＆する固定値を設定し、測定した振
幅値は導体１１から送出する。この導体１１はディジタ
ル低域通過フィルタ１２に接続し、このフィルタは原理
的にＧま省略できるが、このフィルタは、妨害または干
渉信号によって擾乱された色同期信号が正しくない振幅
を示し、その結果彩度において許容できない変化が生ず
るのを防止する。代案として、この低域通過フィルタは
機能的には振幅検出器１０に包含させることができ、こ
れについては後で説明する。

フィル□り１２の出力信号は導体１８を介して制御回路
１４に供給し、この制御回路は特に増幅器２の利得′４
ｉ：制御するための信号を導体１５および１７に発生す
る。増幅器２の所要全利得にはから得られ、ここでｕｇ
　ｓ定値は色同期信号の標準振幅における増幅器２の出
力信号であり、ｕ１％−局は色同期信号の実際の振幅で
ある。これから、色同期信号振幅による簡単な７オーワ
ード（ｆｏｒｗａｒｄ　）制御が実現される。

これを技術的に実現するには利得係数ｋを２の幕、に基
づく仮数および指標に分けて １（−ｋ　・２ｎ の形で表わすのが有利である。この場合に□の値の範囲
は０．５＜ｋい〈１に限定される。

この浮動点表示方式によればシフト動作および１算を固
定ワード幅で行うことができる。

その利点を第８図につき更に説明する。第３図ａは所要
の増幅利得ｋが入力信号Ｕよに依存する態様を示す。斜
線を施した部分で＆まかなりの置子化効果が生ずる。例
えば８ビ・ントのワード幅を有するシステムについては
ディジタル利得のために必要な乗算回路は利得に−４に
おし１て＆よその容置の５／８しか使用されず、利得に
−１６におし）でハソノ容置の８／８しか使用されなし
１゜第８図すに示した浮動点表示の場合にはに工の値の
範囲をよ前述したように０．５およびｌの間にあり、即
ち乗算回路は全ワード幅につき最適使用されることとな
る。増幅器２の前段に配置した色信号フィルタ４は特に
狭帯域設定において振幅検出器１０にて検出された大き
い雑音振幅に応動してワード幅をほぼ１１ピツトに増大
するので、かなり減少した入力信号においても適正な分
解能が維持され、増幅器２におけるシフト段６では５ビ
ット位置シフトという最大のビット位置シフトが行われ
る。固定点表示法では、浮動点表示法におけると同じ高
い分解能を得るには８×８ビツトの乗算では充分でなく
、１２Ｘ１２ビツトの乗算が必要である。

従って浮動点方式は次の利点を有し、即ち−広い制御範
囲を良好な分解能と共に達成することができ、 −（２進）ディジタル系のハードウェアのｍ成が簡単に
なり、 −に□Ｘ　ｕ、の関数に対し制限されたワード幅で所定
の乗算回路のｍ虐使用を達成し、 （ 一随意に選択ｉＪ能なダイナミンクレンジ即ちｎ″″５
までのシフトにおいて係数３２までの利得が得られる０ 浮動点方式により利得の乗算をロー能にするため第１図
では増幅器２に、縦続接続したシフト段６および乗算回
路８を設ける。その場合制Ｗ回路１４はシフト段６およ
び乗算回路８に対し個別に駆動信号を供給する必要があ
り、即ち制御回路１４はシフト段６におけるシフＦ・ピ
ッ１位置数を示す制御信号を複数導体１５を介してシフ
ト段６に供給し、かつ乗算係数を複数導体１７を介して
乗算回路８に供給する必要がある。制御回路１４が、導
体１８を介して供給される振幅値ｕｌ　％　−Ｘ　）に
よりあらかじめ定めた所望値ｕｓＷ定値を導体１９を介
して割算する割算回路を備えている場合には、商は特性
数および残留数と共に半対数値に変換されるに過ぎず、
その場合残留数は乗算係数を示しかつ特性数はシフトす
べきビット位置の数を示す。かかる回路は、例えば、西
ドイツ公開特許公報第２８１２１２８号に開示されてい
る。このようにして多数のビット位置にわたりシフトさ
れかつ乗算された信号は増幅器２の出力端子から色復号
回路に供給する。

代案として振幅検出器１０は色信号フィルタ４の出力端
子５における信号の雑音または妨害信号部分を決定する
のに丈用でき、これは、画像情報を含まない期間例えば
画像信号の垂直婦線消失期間に存在する信号は雑音また
は妨害信号であるからこの期間にこの信号の振幅を決定
することによって行われる。この場合過大な雑音振幅が
例えば個々の妨害信号によって模擬されるのを防止する
ため、数個の連続する値を振幅検出器１０吃おいて決定
し、次いで低域通過フィルタ１２に供給し、フィルタ１
２の出力端子には平均妨害信号振幅が現われる。この妨
害信号振幅に応じて色信号フィルタ４を、次の画像周期
またはフィールド周期に当り導体２３を介して切換えて
、少なくとも画像が見える期間に当り色信号の帯域幅が
、増大する妨害信号振幅に対し狭くなるようにして、信
号と雑音の分離を改善し、色信号の帯域幅を減少するこ
とにより擾乱の範囲が色イコ号の強い雑音によるものよ
り小さくなるようにする。色信号フィルタ４の切換は次
の制御信号振幅決定以前に中止する必要があること勿嗣
であり、即ち最大帯域幅を再度設定する必要があり、そ
の理由は狭い帯域幅では妨害信号振幅が過小に測定され
るので、次のフィールド周期以前に色信号フィルタ４が
再び不正切換えされ、これにより減少した帯域幅から広
い帯域幅への切換えが反復されるからである。

色信号フィルタ４を切換えるのに必要な信号は例えば妨
害信号振幅を低域通過フィルタ１２において数４ＩＡＩ
の閾値と比較することにより発生させ、これを導体２８
を介して色信号フィルタ４に供給する。しかし多くの場
合においては、妨害信号振幅の決定は割算回路の形態の
制御回路１４において行い、色信号フィルタ４を切換え
るための信号を制御回路１４から導体２８を介して供給
するようにする方が遥に簡単である。更に、代案として
シフト段６に対する制御信号および乗算回路８に対する
乗算係数を決定する以前に制御回路１４において妨害信
号振幅により、次に決定される振幅値の懸止を行うこと
ができる。限られた場合、つまり妨害信号振幅が過大な
場合には、色信号を例えば導体２１を介して色復号回路
において完全にスイッチオフするか、または導体１７上
で得られる乗算係数を零に調整して色信号の利得を零に
するのが有利である。このようにして表示画像における
著しい妨害カラー雑音の発生が信頼度の高い態様で防止
される。

振幅検出器の簡堆な実施例を第４図に示す。導体５を介
して供給される色信号のＰ波されたサンプルの絶対値を
絶対値発生装置３６において決定する。これはアナログ
領域における整流に対応する。サンプルを２の補数符号
に符号化した場合絶対値は極性（正負符号）ビットによ
って制御される排他的論理和ゲートにより簡単に発生さ
せることができる。次いで絶対１１ムは導体５１を介し
てデジタル比ｎ１ｓｓｏの一方の入力端子およびサンプ
ルを蓄積する蓄槽レジスタ８２のデータ入力端子に供給
する。蓄積レジスタ３２の出力端子には色同期信号の終
端にこの同期４ａ号の振幅値が生じ、これを導体１１を
介して比較器３０の他方入力端子に供給する。絶対値発
生装置３６によって発生した値が蓄積レジスタ３２によ
り導体１１を介して供給される値を超えた場合には比較
器８ｏは導体８１を介して制御段即ち論理回路８４に信
号を供給する。論理回路８４にはライン同期信号から導
出した前記２つの切換信号Ｓ１およびＳ２を供給する０
色間期パルスの開始以前に、蓄積レジスタ８２は導体８
５を介してこれら切換信号によって消去され、導体８７
上には比Ｖ、器３ｏの出力導体８１上の各出力信号にお
ける色同期信号の持続時間にわたりパルスを発生させ、
このパルスにより導体５１上に存在する色同期信号の絶
対値をレジスタ８２に蓄積させるようにする。かくする
ことにより色同期信号の終端においてレジスタ３２には
上記動作において得られる最大値のサンプルが蓄積され
、これは色同期信号の最大振幅を示す。

第す図に示した振幅検出器の実施例では絶対値発生装置
の出力信号を比較器８０の一方の入力端子に供給し、比
較器８０の他方入力端子はカウンタ８８の出力端子にお
ける導体８９に接続する。

比較器８０の一方の出力端子における導体８１には、導
体５１における絶対値がアップ・ダウン・カウンタ８８
の出力値を超えた場合信号が発生し、この導体８１はメ
モリ回路４０のセット入力端子に接続する。比較器８０
の他方出力端子における導体８８には、比較器３０に供
給された値が等しい場合信号が発生（７、導体８８はメ
モリ回路４２のセット入力端子・に接続する。メモリ回
路４０のＱ出力端子にはセット状態において４４号が生
じ、このＱ出力端子はカウンタ８８の計数方向制御入力
端子およびＯＲゲート４８の一方の入力端子に接続し、
ＯＲゲート４３の他方入力端子はメモリ回路４２の同出
力端子に接続し、このｑ出力端子にはリセット状態（こ
おいて信号が生じる。２個のメモリ回路４０．４２は、
色同期信号の発生開始時に、Ｓ１パルスから導出した８
１／パルスによってリセットする。

本例の振幅検出器の動作は次の通りである２色間期パル
スの期間に当りカウンタ３８の計数値より大きいサンプ
ルが一つでも存在すれば、メモリ回路４０がセットされ
るのでカウンタ８８はアップ計数モードに切換えられ、
ＯＲケート４８を介して計数動作が行われ、カウンタ８
８の計数値は反転されたＳ２パルスに応動して色同期信
号の終端に１（１ステツプ）だけ増大する。その場合、
少なくとも１個の他のサンプルがカウンタ８８の計数値
に等しくなったかどうか、およびメモリ回路４２もセッ
トされたかどうかとは無関係である。

少なくとも１個のサンプルがカウンタ８８の計数値に等
し、６いがこの値より大きいサンプルが存在しない場合
には、メモリ回路４２だけセットされるので、ＯＲゲー
ト４８の入力端子には信号が供給されず、カウンタ８８
の計数動作は停止される。

これに対しすべてのサンプルがカウンタδ８の計数値よ
り小さい場合には、２つのメモリ回路４０゜４２がリセ
ット状態に維持される。この場合、メモリ回路４０のリ
セット状態によりカウンタ８８はダウン計数モードに切
換えられ、かつメモリ回路４２のリセット状態によりそ
のＱ出力端子からＯＲゲート４８に信号が供給されるの
で、色同期信号の発生終端においてカウンタ３８の計数
値が１（１ステツプ）だけ減少する。このようにして本
例ではずれの方向だけを考慮し、その大きさには依存し
ない態様で１ステツプだけの修正を行う。

本例における実際の低域通過動作は、カウンタ８８の最
大計数値を導体８９を介して送出するという態様で行わ
れる。本例が特にテレビジョン受像機のスイッチオンま
たは異なる送信機への切換えに一層迅速に応動できるよ
うにするため、カウンタ３８は最初導体４５を介して色
同期信号の標準振幅に対応させるをＯＩとする初期値に
設定する。

第８および４図に示した振幅検出器については最大サン
プルが重要因子であるから、これら振幅検出器はピーク
値検出器である。

第６図に示した振幅検出器の実施例では絶対値発生装置
１ｔ８６の出力信号は加算回路６６の一方の入力端子に
供給する。加算回路６６の出力端子６７は蓄積レジスタ
６８に接続し、すべてのビットを含む出力を送出するレ
ジスタ６８の出力端子６９を加算回路６６の他方入力端
子に接続する。

Ｓ　２　パルスの期間に当りレジスタ６８はクロック信
号入力端子Ｔを介して第１図に示した同期回路１８から
所定数のクロックパルスを供給され、各クロックパルス
毎にレジスタ６８の入力端子ニ存在する値がレジスタ６
８に蓄積される。加算回路６６およびこれに接続したレ
ジスタ６８は、各色同期信号の発生期間に当り多数の連
続サンプル（このサンプル数は２の整数幕に等しくする
のが好適）を加算するアキュムレータからのＳｌ’ノぐ
ルスにより各色同期信号の開始時に再び消去されること
勿論である。次いで６８から導体１１を介して最上位側
の複数ビットのみ読出され、その数が２の整数幕に対応
する最下位側の複数ビットは省略されるので、導体ｌｌ
上の２進値は色同期信号の振幅の平均値を示す。

第４〜６図に示した振幅検出器において第１図のＡ／Ｄ
コンバータ１６のサンプリングレートを゛色同期信号に
対し第８図ａおよび第２図すに示した位相関係となるよ
うにして、色同期信号が宴楽さ点の前および後４５°の
位置でサンプリングされるようにした場合には、第４〜
６図に示した振幅検出器は色同期信号の終端においてそ
の振幅のするが、これは制御回路１４における後続処理
動作において簡単な態様で修正することができる。

色同期信号およびサンプリングレートの間のかかる位相
結合が存在しないかまたは未だ存在しない場合には、色
同期信号のサンプリングをある情況の下では最大限に行
うことができるので、その場合には過度に大きい値が測
定される。これは異なる構成の振幅検出器によって防止
することができる。

色同期信号サンプルを自乗することにより位相依存性が
除去されることを示すことができ、直角変調色副搬送波
に対しては Ｆ（ｔ）　−（ｕ−ｃｏｓ　ωＦｔ±ｖ−ＢｉｎωＦｔ
）が成立つ。その場合色同期イを号ｕ　−ｖ　−Ｕｏに
対しては Ｆ（ｔ）　−Ｕ、。（ｃｏｓ　ωＦｔ　＋　ｓｉｎ　ω
Ｆｔ）ｒ（ｔ）　　−Ｕｏ”（ｃｏｓ　ωＦｔ±ｓｉｎ
ωＦｔ）”−Ｕ　。”　（（Ｘ）Ｓ２ωに、ｔ±ｚｃｏ
ｓ　ωＦ　ｔ−８ｌｎ　（ｄＦｔ　＋５ＩＪ１”ωＦｔ
　）が成立チ、　ココテｃｏｓ　Ｑ）Ｆｔ＋　ｓｉｎ”
ωｙｔ　−１であるｏ’従って Ｆ”（ｔ）　−Ｕ♂（１土ｇｃｏｓ　（ｄＦｔ−８ｉｎ
　ｇｔ）となり、’ｚｓｉｎωＦｔ、ｃｏｓωｙｔ　−
Ｓｉｎ　２　ｇｔである力）ら となる。

上記Ｆ”（ｔ）の関係式は一定部分Ｕ♂および無線周波
部分ｓｉｎｇωＦｔから成ってｌ／）る。この無線周波
部分は同じくディジタルフィルタの形態の簡単なフィル
タによって抑圧すること力くでき、このディジタルフィ
ルタの遮断周波数４１色同期信号周波数の２倍の周波数
より充分低くする。連続するサンプルに対する自乗動作
には普通の乗算回路を使用することができ、代案として
ＲＯＭ（読出し専用メモリ）における自乗値テーブルの
形態にすることもできる。

しかしこれには多数の付加的回路素子が必要になる。

色同期信号の発生期間に際しては有用なカラー信号は存
在しないので第１図に示した乗算回路８は不要となり、
従ってこの乗算回路を自乗動作に使用することができる
。かかる態様で作動する振幅検出器用の回路の実施例を
第７図に示す。この回路ではシフト段６の制御入力端子
には切換スイッチ５８を接続し、このスイッチ５８によ
り、シフト段６の制御入力端子に供給する制御入力を、
制御回路１４から複数導体１５を介して供給する制御入
力および複数導体６７を介して供給する外部（８号の間
で切換えて、自乗動作に当り常時同一シフトが行われる
ようにする。更に、乗算回路８の乗算係数入力端子には
切換スイッチ５４を接続し、このスイッチ５４により、
乗算回路８の乗算係数入力端子に供給する入力を複数導
体１７からの入力および導体７からの入力の間で切換え
る。

乗算回路８の出力端子における導体９１は切換スイッチ
５６に接続し、このスイッチ５６により乗算回路８の出
力送出を増幅器２の出力端子９における導体９１および
導体５５’の間で切換えるようにする。これらの切換ス
イッチ５４，５６．５８は、色同期信号の発生期間中に
のみ発生する前記Ｓ２パルスにより図示の位置に設定さ
れる。その結果、交流電圧を重畳した直流電圧に対応す
る処理されたサンプルの列が導体５５において得られる
。この交流電圧はディジタル低域通過フィルタ５０によ
ってｐ波されるので、導体５１上には直流電圧部分に対
応するサンプルだけが現われる。

これらのサンプルはアキュムレータ５２において互に加
算する。スイッチング信号である８２ノぜルスの終端に
おいて、このように加算して形成された和の一部が、加
算された値の数に応じて平均値として導体５８を介し出
力信号として読出される。

その場合この出力信号「♂は次式 に従って平均値の自乗を示し、ここでＵＢ＆ｉ連続する
サンプルである。平均値の自乗が含まれるという事実は
この値を制御回路１４において後で処理する際に考慮さ
れる。値Ｎが２の整数幕である場合には、この値による
割算は累算された値の簡単な位置シフトによって求めら
れる。

Ｎに対するががる値は、色同期信号の持続時間の一部に
際してだけ累算が行われるようにすることにより簡単に
得ることができる。しかし値Ｎを２の整数幕に選定しな
かった場合には、値Ｎによる割算に代え２の整数幕に最
も近い値に従って位置シフトを行って、一定係数だけ大
きいかまたは小さい平均値の自乗を得ることができる。

またこの一定係数は制御回路１４において簡単に修正す
ることができる。

振幅検出器により平均値の自乗（所要に応じ一定係数を
乗′＃）を銀化させることは第１図の制御回路１４をマ
イクロプロセッサの形態に構成することにより特に簡単
になり、多くの場合にかかるマイクロプロセッサは他の
タスクを遂行するため既に回路に設けられており、上記
目的のためにマイクロプロセッサを時分割多重方式で作
動させることができるので、必要な付加的回路素子の数
が通に少なくなる。任意に調整できる所定値およびディ
ジタル値（所要に応じその平方根の計算後）から商を算
出し、シフト段および乗算回路に対する制御信号を発生
するためマイクロプロセッサはテレビジョン画像の多数
のライン期間を必要とする。

その結果、ラインの開始時に測定した振幅値は次のライ
ンまで何等の効果を秦さない。実際上これは、振幅検出
器の後に第１図に示したように低域通過フィルタ１２を
設ける場合には眞要でない。

また、振幅検出器によって測定した妨害信号振幅から第
１図の導体２１および２８上に前述した信号を発生させ
ることは前記マイクロプロセッサによって簡単に実現す
ることができる。

第８図は制御回路１４の異なる実施例を示す。

本例は２個のＲＯＭ　（続出専用メモリ）２２および２
４を備え、これらＲＯＭは加算回路２６により導体２５
を介して並列にアドレス指示することができるので、一
層大きいワード幅を有する単一のＲＯＭとして作動する
。加算回路２６は導体１８を介し振幅値を供給されかつ
導体１９′を介して調整値を供給され、これら２つの値
の和を発生する。調整値が変化すると、これにより和即
ちＲＯＭ２２および２４のアドレスが変化して振幅値の
皮相変化として現われ、従ってＭｆ変利得増幅器２の輝
度ｆｄ号に対する公称利得が変化し、即ち表示されるカ
ラー国保の彩度が大きくなるがまたは小さくなる。代案
として、導体１９を介して供給する調航値により、破線
で示したように付加的アドレス入力端子を介してＲＯＭ
２２および２４のアドレス指示を切例えて、加算回路２
６を省略することができるが、これには通に容朧の大き
いＲＯＭ２２および２４が必要になる。例えば彩度の設
定は色信号路で行う必要があるから、調整値を一定とし
た場合には、　７Ｊ［ｌ算回路２６を省略することがで
き、かつ導体１３を導体２５に接続する必要があること
は明らかである。

従って制御回路１４において行われるべき割算はＲＯＭ
における蓄積イ１＆のテーブルを介して行ゎれる。ＲＯ
Ｍ２４には所定振幅値と関連する乗算係数を蓄積し、か
かる係数を導体１７を介して乗算回路１８の乗算係数入
力端子に供給する。ＲＯＭ２２の各記憶位置には位置シ
フトを制御するための制御信号を蓄積する。例えば５よ
り大きくない位置シフトの場合には導体１６を介してシ
フト段６を制御するため８ビツトが必要である。

シフト段６は、第８図に示したように、導体７上の読取
るべき２ａワードの各ビットに対する多段切換スイッチ
を含む電子式マルチプレクサの形態に構成するのが好適
である。これら多段切換スイッチは導体１５を介する制
御信号によりすべて並列に作動させる。導体５を介して
供給する２ａワードは本例では約１１ビツトを有し、こ
れはディジタルフィルタ４が小さい帯域幅に設定された
場合、Ａ／Ｄコンバータ１６から供給された８ビツト２
進ワードをディジタルフィルタ４において処理すること
によって得られ、一方、導体１７を介して読まれる２ａ
ワードは例えば６ビツトを有する。その結果いかなる場
合においても充分多い一般の有意ビット位置を使用する
ことができる。

市販の集積回路メモリ・モジュールを使用した場合、Ｒ
ＯＭ　２２に蓄積する２進ワードは一般に８ビツト幅を
有するので、幾つがのビット位置はシフト段６を制御す
るためには必要でない空きビット位置となる。これらビ
ット位置の幾つかには第１図の色信号フィルタ４を切換
えがっ色信号をスイッチオフするためのスイッチング信
号を蓄積することができ、これらスイッチング信号は、
測定した妨害信号振幅が導体Ｂｌ介して供給された場合
導体２３および２１を介してそれぞれ供給される。導体
２１および２８」二のこれらの信号は、例えば、図面を
簡単にするため図示しない手段に一時蓄積し、色同期信
号の振幅を後で処理する際に使用するようにすることが
できる。妨害信号振幅の閾値、色信号フィルタの切換ま
たは色信号のスイッチオフはＲＯＭ　２２においてスイ
ッチング信号が蓄積または変更されたアドレスを介して
行われる。妨害信号振幅の処理に当り導体１９を介して
供給する値は例えば茎または適切な固定値に調整するこ
とができる。

代案として、色信号フィルタの切換および色信号のスイ
ッチオフは、画像情報時間間隔における妨害信号の振幅
に全く依存させるかまたは部分的に依存させる代りに、
色同期信号の振幅の影響を受けるようにすることができ
る。即ち、導体１δを介して供給する色同期信号の振幅
が小さくて、雑音による色信号のかなりの妨害を考慮し
なければならない場合には、スイッチング信号を、例え
ばＲＯＭ２２においてこれら色同期信号と関連するアド
レスにおける空きビット位置に蓄積して、妨害信号振幅
の付加的変換時に、関連するスイッチング信号を導体２
１および２δを介して読出すようにすることができる。

第１図に示した低域通過フィルタ１２は一例として第９
図に示した構成の巡回形低域通過フィルタの形態に構成
することができる。本例では振幅検出器ｌＯにより導体
１１を介して連続的に供給される１波されていない振幅
値ｃ（ｔ）を加算回路９２の一方の入力端子に供給し、
加算回路９２の出力端子９３は多位＠２進ワード用のレ
ジスタ９６に接続する。このレジスタの出力端子９７は
除数ｐを有する割算回路９８に接続し、この割算回路に
おける割線は多数ビットにわたるシフトを介して実現す
るのが好適である。導体９８上に存在する値がレジスタ
９６に蓄積された場合、加算回路９２の動作の遅延によ
って生ずる遅延時間が経過する毎に、色同期信号の終端
において、割算回路９８の出力端子１８に生ずる２進ワ
ード列は１波された振幅値を示す。

レジスタ９６の出力端子９７および割算回路９８の出力
端子１３は史に減′痒回路９４の２個の入力端子に接続
し、減算回路９４の出力端子９５は加算回路９２の他方
入力端子に接続する。この場合出力端子１３における出
力信号ａ（ｔ）は供給されたｐ波されていない振幅値ｃ
（ｔ）に次式で示される如く依存する。

従って割算回路９８の除数ｐを適切に選定することによ
り、新たに供給される振幅値が出力信号に捲く僅カマし
か影響を及ぼさず、従って色同期信号における個々の妨
害成分が極く僅かな影響しか及ぼさなくなるようにする
ことができる。そして第１図の振幅検出器１０の出力端
子には各色同期信号毎に単一の振幅値が発生する。

制御回路１４においてマイクロプロセッサを使用した場
合には、マイクロプロセッサが割算以前の低域ｐ波動作
をも行うことができるので、２つの演算動作および位置
シフトだけ行うことを必要とするに過ぎなくなる。従っ
てスイッチング素子の数を一層節減することができる。

マイクロプロセッサを使用した場合には、色同期信号お
よび所要に応じ画像情報を含まない時間間隔における妨
害信号の振幅の決定もマイクロプロセッサと共に行うこ
とができる。しかし各振幅を決定する際、約１７．７　
ＭＨｚの周波数で生ずる多数の直接連続するサンプルを
処理する必要がある。

かかる高速処理用のマイクロプロセッサは極めて複雑か
つ高価であるから、振幅決定のための多数の連続サンプ
ルの後厄に比較的長い時間間隔が生じるという事実を利
用することができる。相関して処理すべきサンプルはま
ずバッファメモリに書込まれ、全ての場合において制限
された数のサンプルに例えば４０〜６０サンプルが含ま
れるに過ぎないから、このバッファメモリに対しては充
分な動作速度を有する安価な半導体集積回路素子を使用
することができ、Ｅ記書込後バッファメモリをマイクロ
プロセッサの動作速度で読出し、その内容をマイクロプ
ロセッサに供給する。その場合サンプルは、第４〜７図
に示した振幅検出器におけるサンプルの発生速度での処
理と同一態様で一層低速で処理することができる。この
場合、第１図の制御可能な増幅器２の他に、色信号フィ
ルタ４に接続した１個のマイクロプロセッサおよび１個
のバッファメモリだけを必要と劣るに過ぎず、従って極
めて簡単かつ安価な構成が得られた。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の調整回路の実施例を示すブロック図、 第２図は第１図の作動説明図、 第８図ａおよびｂは本発明の詳細な説明図。 第４．５．６および７図は振幅検出器の４つの実施例を
示すブロック図、 第８図は制御回路の実施例を示すブロック図、第９図は
振幅検出器の後段に設ける低域通過フィルタの実施例を
示すブロック図である。 １・・・入力端子、２・・・増幅器、４・・・色信号フ
ィルタ、６・・・シフト段、８・・・乗算回路、１０・
・・振幅検出器、１２・・・低域通過フィルタ、１４・
・・制御回路１６・・・Ａ／Ｄコンバータ、１８・・・
同期ｔｉｌｌ、２２２４・・・ＲＯＭ、２６・・・加算
回路、３０・・・ディジタル比較器、８２・・・蓄積レ
ジスタ、８４・・・論理回路（制御段）、８６・・・絶
対値発生装装置、８８・・・ア゛ンプ・ダウン・カウン
タ、４０．４２・・・メモリ回路５０・・・ディジタル
低域通過フィルタ、５２・・・アキュムレータ、５４・
・・切換スイッチ、６６・・・加算回路、６８・・・蓄
積レジスタ、９２・・・加算回路、９４・・・減算回路
、９６・・・レジスタ、９８・・・割算回路。 １／４ Ｆｉｇ、２

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 Ｌ　可変利得増幅器により複合カラーテレビジョン信号
   から分離した色信号および輝度信号の間の固定振幅比を
   調整するに当り、可変利得増幅器の利得を色同期信号の
   振幅に応じて制御する信号振幅比調整回路において、２
   進デイジタル・サンプルの形態の色信号をシフト段（６
   ）および乗算回路（８）を含む可変利得増幅器（２）に
   供給し、シフト段におし）では制御可能な整数のビット
   位置にわたりサンプルをシフトすることができ、可変利
   得増幅器の入力端において色信号に含まれる色同期信号
   （バースト）の振幅を振幅検出器（１０）によりディジ
   タル振幅値として測定し、制御回路（１４）により所定
   値および測定振幅値の商からシフト段用のシフト制御信
   号を発生して、シフト段におけるサンプルのシフト位置
   数を決定し、かつ制御回路により、シフト位置数にわた
   りシフトされたサンプルに乗算すべき乗算係数を乗算回
   路に供〜、給するよう構成したことを特徴とする信号振
   幅比調整回路。 亀　測定されたディジタル振幅値の異なる大きさにおい
   て制御回路（１４）によって供給される最大および最小
   係数に０の間の比を２より小さくし、０−５　＜ｋ工く
   １が好適である特許請求の範囲第１項記載の調整回路。 ＆　振幅検出器（１０）が絶対値発生装置（８６）、デ
   ィジタル比較器（８０）および色信号のディジタル・サ
   ンプルを蓄積する蓄積レジスタ（８２）を備え、比較器
   （８０）の一方の入力端子および蓄積レジスタ（８２）
   の入力端子を絶対値発生装置（８６）の出力端子に接続
   し、比較器（３０）の他方入力端子を振幅値を送出する
   蓄積レジスタ（３２）の出力端子に接続し、絶対値発生
   装置（３６）の出力信号が蓄積レジスタ（８２）の出力
   信号を超えた場合比較器（３０）が出力信号を発生し、
   少なくとも各新たな色同期信号以前に制御段（８４）に
   より蓄積レジスタ（δ２）の内容を消去し、かつ制御段
   により、比較器（８０）の出力信号における色同期信号
   の発生期間中のみ、新たに供給されたサンプルの蓄積レ
   ジスタ（８２）への書込を可能ならしめる特許請求の範
   囲第１または３項記載の調整回路。 表　振幅検出器（ｌＯ）が絶対値発生装置（８６）、比
   較器（８０）およびアップ・ダウン・カウンタ（８８）
   を備え、比較器（８０）はカウンタ（３８）の出力信号
   を色同期信号期間に供給されるすべてのサンプルと比較
   し、カウンタ（ａＳ）にクロックツくルスを供給し、色
   同期信号期間に供給される最大値でなし）サンプルがカ
   ウンタ（８８）の出力信号に等しＩ／１場合には比較器
   における比較結果によりカウンタ（８８）を制御し、カ
   ウンタ（８８）の最大計数値が振幅値を示す特許請求の
   範囲第１または為項記載の調整回路。 翫　振幅検出器（ｌＯ）が絶対値発生装置（８６）、演
   算装置（６６）および蓄積レジスタ（６８）を備え、色
   同期信号期間に当り演算装置（６６）により連続するサ
   ンプルの各サンプルを蓄積レジスタ（４８）の内容に加
   算し、蓄積レジスタの内容は事前に零に設定されかつ蓄
   積レジスタの内容の最大値が振幅値を示す特許請求の範
   囲第１または２項記載の調整回路。 ａ　　ディジタル・サンプルをしてディジタル自乗回路
   を通過させ、色同期信号の周波数の２倍の周波数より低
   い遮断周波数を有するディジタル低域通過フィルタ（５
   ０）を介してアキュムレータ（５２）により所定数の自
   乗され一波されたサンプルを互に加算し、アキュムレー
   タ（５２）において加算された値のうち所定数の自乗さ
   れ一波されたサンプルに対応する部分を制御回路（１４
   ）に供給する特許請求の範囲第１または８項記載の調整
   回路。 ７、　ディジタル自乗回路が乗′ｓ＠路（８）であり、
   ３個の切換スイッチ（５４，５６，５８）を設け、色同
   期信号発生に当りこれら切換スイッチを作動させ、第１
   切換スイツチ（５４）により乗算回路（８）の乗算係数
   入力を制御回路（１４）の出力（１７）力１ら乗算回路
   （８）の入力に切換え、第２切換スイツチ（５６）によ
   り乗算回路（８）の出力（９１）の供給を制御可能増幅
   器（２）の出力力）ら低域通過フィルタ（５０）の入力
   へ切換え、第８切換スイツチ（５Ｂ）によりシフト段（
   ６）の入力を制御回路（１４）の出力（１５）力）ら固
   定制御信号（５７）に切換える特許請求の範囲第６項記
   載の調整回路。 ＆　画像情報を含まない時間間隔、特に垂直帰線消去期
   間の少なくとも一部に際し、所定閾値を超えた場合、振
   幅検出器（１０）の出力により、制御可能増幅器（２）
   の前段に自装置した色信号フィルタ（４）のレスポンス
   曲線を一層狭い帯域幅へ順次切換え、最後に色信号をス
   イッチオフする特許請求の範囲第８〜γ項中のいずれか
   一項記載の調整回路０９、　制御回路（１４）が、所定
   イ直を振幅値で割算する割算回路を備える特許請求の範
   囲第１〜９項中のいずれか一項記載の調整回路。 １α　割算回路がＲＯＭ　（２２，２４）であり、その
   アドレス信号をディジタル振幅値から導出し、かつＲＯ
   Ｍの各アドレスにこの振幅と関連する制ｉｌｌ偵号およ
   び関連の乗算係数を含む特許請求の範囲第９項記載の調
   整回路。 ＩＬＲＯＭを数個のサブメモリ（２２，２４）に分割し
   、そのうち所定かのサブメモリ（２２が制御信号を含み
   、かつ他のサブメモリ（２４が乗算係数を含み、すべて
   のサブメモリを並列にアドレス指示する特Ｉｆ　８４求
   の範囲第１０項記載の調整回路っ １１　　所定値を、彩度を設定するため特に調整可能と
   する特許請求の範囲第１〜１１項中のいずれか一項記載
   の調整回路。 １＆　所定値が彩度を設定するため調整可能であり、こ
   の調整可能な所定値により演算回路（２６）を介してデ
   ィジタル振幅値をシフトし、シフトした振幅値が一つま
   たはすべてのＲＯＭ（２２，２４）のアドレスを示す特
   許請求の範囲第１０または１１項記載の調整回路。 １４　　制御回路（１４）がマイクロプロセッサを備え
   、このマイクロプロセッサが割算回路をＳ成し、かつ異
   なる色同期信号間に制御信号および乗算係数を供給する
   特許請求の範囲第１−９項中のいずれか一項記載の調整
   回路。 １Ｋ　　振幅検出器（１０）の後段にディジタル低域通
   過フィルタ（１２）を設ける特許請求の範囲第８〜６項
   中のいずれか一項記載の調整回路。 １＆　低域通過フィルタ（１２）が１次巡回ディジタル
   フィルタの形態に構成され、サンプルを蓄積する蓄積レ
   ジスタ（９６）および加算／減算回路（ａＳ、Ｏ４）を
   備え、この加算／減算回路は人力サンプルを蓄積レジス
   タ（９６）の内容に加算しかつ蓄積レジスタ（９６）の
   内容から、低域通過フィルタ（１２）の出力値をも示す
   所定部分を減算し、その結果を色同期信号の終端に蓄積
   レジスタ（９６）に書。 込む特許請求の範囲第１６項記載の調整回路。 １１　　マイクロプロセッサが振幅検ｔＢ！（１０）の
   出力信号を供給され、がっ制御信号および乗算信号の決
   定以前に毎回多数の所定振幅値と共に低域１波動作を行
   う特許請求の範囲第１４項記載の調整回路。 １＆　マイクロプロセッサが低域通過フィルタに従って
   振１陥値の巡回形低域沖波動作を行う特許請求の範囲第
   １６項記載の調整回路。 １９．４イクロプロセツサにより振幅値の決定を行って
   色同期信号の多数のサンプルを直ちに蓄積し、これを低
   い周波数で読出してその後の処理のためマイクロプロセ
   ッサへ供給する特許請求の範囲第８〜６項中のいずれが
   一項記載の調整回路。