JPH0349233B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

本発明は、可変利得増幅器により複合カラーテ
レビジヨン信号から分離した色信号および輝度信
号の間の固定振幅比を調整するに当り、可変利得
増幅器の利得を色同期信号の振幅に応じて制御す
る信号振幅比調整回路に関するものである。 テレビジヨン受像機では中間周波数から復調し
た複合カラーテレビジヨン信号（CVBS）を輝度
信号および色信号に分離し、更にこれらを個別に
処理する。色信号増幅器は、受像管上におけるカ
ラー情報を輝度信号に対し常に適正比率ならし
め、かつ受像機の同調または受信回路の許容誤差
には依存しないよう自動的に制御する必要があ
る。色信号対輝度信号比は画像内容に依存するの
で、色信号増幅器の設定は、輝度信号につき常に
所定比率関係にある色同期信号（バースト）の振
幅に応じて制御される。色信号増幅器の所要の制
御範囲は画像記録からカラーテレビジヨン受像機
に至る全伝送路の許容誤差によつて決まり、色信
号振幅は受像機の僅かな離調によつて極めて大き
い影響を受け、これは特に、搬送波周波数におい
て伝送される色信号が通常の受像機設計では中間
周波フイルタの帯域限界値に配置されるというこ
とによつて起る。ある量のオーバードライブを許
容した場合には、これにより所要の全設定範囲は
約24dBになる。 例えば定期刊行物“VALVO Mitteilungen”
63、Aprilに記載された如き常用されているテレ
ビジヨン受像機では、色信号増幅器の制御はこの
増幅器を制御するための電圧をこの増幅器の出力
端子における色同期信号の振幅から導出すること
によつて行い、この増幅器の出力端子における色
同期信号の値をできるだけ一定ならしめる閉ルー
プ制御（フイードバツク制御）を形成するように
している。しかしかかる制御を最適ならしめるこ
とは極めて難かしく、これは閉制御ループにつき
周知の問題である。 定期刊行物“Elektronik”、1981、Volume16、
第27〜35頁には、かなりの範囲までデイジタル方
式で作動させるテレビジヨン受像機の設計が記載
されている。しかしこの定期刊行物には色信号増
幅器の設定については極く僅かな情報しか含んで
おらず、この設計においても色信号増幅器を設定
するのに閉ループ制御（フイードバツク制御）が
使用されるということを見出した。 本発明の目的は、色信号および輝度信号の間の
固定された比率の正確な制御を極めて安価かつ簡
単な構成で達成する信号振幅比調整回路を提供す
るにある。 本発明は、可変利得増幅器により複合カラーテ
レビジヨン信号から分離した色信号および輝度信
号の間の固定振幅比を調整するに当り、可変利得
増幅器の利得を色同期信号の振幅に応じて制御す
る信号振幅比調整回路において、 前記の可変利得増幅器は前記の色信号を２進デ
イジタルサンプルの形態で受けるように結合さ
れ、この可変利得増幅器は制御可能な整数のビツ
ト位置にわたりサンプルをシフトするシフト段
と、このシフト段の出力端に結合された可調整乗
算回路とを有し、 前記信号振幅比調整回路は更に、前記の可変利
得増幅器に供給される色信号に含まれる色同期信
号の振幅を測定する振幅検出器と、この振幅検出
器の出力端に結合された制御回路とを有し、この
制御回路は、所定値と前記の同期信号に対し測定
した振幅値との商から前記のシフト段に対するシ
フト制御信号を形成する手段と、前記の可調整乗
算回路に対する乗算係数k₁を発生する手段とを有
し、測定された振幅値の大きさが異なる際に前記
の制御回路により、前記の可調整乗算回路に供給
される乗算係数k₁の最大および最小値間の比が２
以下であるようにしたことを特徴とする。このよ
うに本発明では従来の閉ループ制御（フイードバ
ツク制御）に代えいわゆるフイードフオワード
（feedforward）に代えいわゆるフオーワード
（forward）制御を使用して、デイジタル増幅を
全く正確にかつ許容誤差を付随することなく行い
得るようにする。本発明ではデイジタル増幅をこ
の整数冪による乗算に分け、これはシフト段にお
けるビツト位置シフトによつて行われ、多数のビ
ツト位置にわたりシフトされたサンプルのその後
乗算に乗算回路が極めて良好に活用され、その理
由はこの乗算回路は有意ビツトのみ処理し、従つ
て処理すべきビツト数を最小ならしめた乗算回路
で充分ならしめることができるからである。 前記の乗算係数k₁は0.5k₁＜１とするのが好
適である。 振幅検出器は種々の態様で構成することができ
る。その好適な一実施例では、振幅検出器が絶対
値発生装置、デイジタル比較器および色信号のデ
イジタル・サンプルを蓄積する蓄積レジスタを備
え、比較器の一方の入力端子および蓄積レジスタ
の入力端子を絶対値発生後の出力端子に接続し、
比較器の他方入力端子を振幅値を送出する蓄積レ
ジスタの出力端子に接続し、絶対値発生装置の出
力信号が蓄積レジスタの出力信号を超えた場合比
較器が出力信号を発生し、少なくとも各新たな色
同期信号以前に制御段により蓄積レジスタの内容
を消去し、かつ制御段により、比較器の出力信号
における色同期信号の発生期間中のみ、新たに供
給されたサンプルの蓄積レジスタへの書込を可能
ならしめるようにする。その結果、サンプリング
定理を満足するため約4.4MHzの色同期信号周波
数の２倍より充分高く選定した周波数特に色同期
信号周波数の４倍の周波数でサンプル列が生ずる
ので、低価格の高速作動構造が得られる。サンプ
ルが２の補数表記法における負値で表わされる場
合、絶対値発生装置は排他的論理和回路の形態で
簡単に実現することができる。 振幅検出器の他の好適な実施例では、振幅検出
器が絶対値発生装置、比較器およびアツプ・ダウ
ン・カウンタを備え、比較器はカウンタの出力信
号を色同期信号期間に供給されるすべてのサンプ
ルと比較し、カウンタにクロツクパルスを供給
し、色同期信号期間に供給される最大値でないサ
ンプルがカウンタの出力信号に等しい場合には比
較器における比較結果によりカウンタを制御し、
カウンタの最大計数値が振幅値を示すようにす
る。従つて、色同期信号のサンプルの値の変化に
よりこの変化の方向においてカウンタの計数値が
常に１だけ増大するので、このこととカウンタの
最大計数値の評価との両方により、効果的な低域
波が行われる。また、各色同期信号における最
大サンプル値しか作用しないので、本例の振幅検
出器はピーク値検出器である。 振幅値の平均値を各色同期信号から得るように
する本発明の振幅検出器の好適な実施例は、振幅
検出器が絶対値発生装置、演算装置および蓄積レ
ジスタを備え、色同期信号期間に当り演算装置に
より連続するサンプルの各サンプルを蓄積レジス
タの内容に加算し、蓄積レジスタの内容は事前に
零に設定されかつ蓄積レジスタの内容の最大値が
振幅値を示すようにする。 振幅検出器のこれらの実施例ではサンプルは色
同期信号から所定位相角度において得るものと
し、即ちサンプルを得るためのクロツク信号の位
相は色同期信号の位相に結合されるものとする。 位相結合を必要としない振幅検出器の実施例で
は、デイジタル・サンプルをしてデイジタル自乗
回路を通過させ、色同期信号の周波数の２倍の周
波数より低い遮断周波数を有するデイジタル低域
通過フイルタを介してアキユムレータにより所定
数の自乗され波されたサンプルを互に加算し、
アキユムレータにおいて加算された値のうち所定
数の自乗され波されたサンプルに対応する部分
を制御回路に供給するようにする。信号を自乗し
た場合、自乗すべき信号の周波数の２倍の周波数
の交流電圧を重畳した直流電圧が得られることは
簡単に示すことができ、前者の電圧部分を除去す
ることは低域通過フイルタでは容易である。加算
に当り、和の一部のみを更に処理し、平均値を発
生させるので、最終的に得られるデイジタル振幅
値は色同期信号に対するサンプリング瞬時の時位
置に依存しなくなる。 しかし、デイジタル自乗回路を使用することは
付加的な回路素子が必要になることを意味する。
しかしこれら付加的回路素子の必要性は除去する
ことができ、この目的のため本発明の他の実施例
では、デイジタル自乗回路が乗算回路であり、３
個の切換スイツチを設け、色同期信号発生に当り
これら切換スイツチを作動させ、第１切換スイツ
チにより乗算回路の乗算係数入力を制御回路の出
力から乗算回路の入力に切換え、第２切換スイツ
チにより乗算回路の出力の供給を制御可能増幅器
の出力から低域通過フイルタの入力へ切換え、第
３切換スイツチによりシフト段の入力を制御回路
の出力から固定制御信号に切換えるするようにす
る。即ち色同期信号は電子ビームの水平帰線消去
期間に画像スクリーン上に生じ、色同期信号の発
生期間に際しては増幅すべき色信号が存在しない
ので、その際には乗算回路は必要がなく、切換ス
イツチを付加することを必要とするに過ぎない。 また上述したし振幅検出器は、雑音および他の
妨害信号の増大する影響が考慮されるから、特に
低レベルにおける色信号の一層正確な制御を行う
のに使用することができる。そこで、画像情報を
含まない時間間隔、特に垂直帰線消去期間の少な
くとも一部に際し、所定閾値を超えた場合、振幅
検出器の出力により、制御可能増幅器の前段に配
置した色信号フイルタのレスポンス曲線を一層狭
い帯域幅へ順次切換え、最後に色信号をスイツチ
オフするようにすると有利である。かかる態様に
おいて実際上付加的な手段を必要とすることなく
振幅検出器は、数個の目的のため即ち雑音振幅を
決定するために使用することができ、この雑音振
幅は弱い入力信号において充分な値を有する場合
色同期信号に重畳され、色同期信号の振幅を実際
の振幅より大きくみせるものである。従つて、所
定の雑音信号振幅を超えた場合には、特にカラー
複号回路においてカラー信号が完全にスイツチオ
フされるから、色信号の利得は零に調整される。 制御回路によりシフト制御信号を供給し、乗算
回路により所定値およびデイジタル振幅値の商を
供給するようにするので、制御回路が、所定値を
振幅値で割算する割算回路を備えるのが好適であ
る。その場合乗算係数は一位置に対し直ちに正確
に得られ、位置シフトは商の最上位側の位置から
行われ、この位置シフトは同時に制御信号を示
す。２つのデイジタル値につき割算を行う割算回
路は周知であるから、詳細な説明は省略する。 かかる割算回路は幾つかのスイツチング素子を
必要とするが、本発明による構成の簡単な実施例
では、割算回路がROM（読出専用メモリ）であ
り、そのアドレス信号をデイジタル振幅値から導
出し、かつROMの各アドレスにこの振幅と関連
する制御信号および関連の乗算係数を含むように
する。かかるROMは簡単かつ安価な素子であ
る。市販のROMではワード幅が充分でない場合
には、ROMを数個のサブメモリに分割し、その
うち所定のサブメモリが制御信号を含み、かつ他
のサブメモリが乗算係数を含み、すべてのサブメ
モリを並列にアドレス指示するのが有利である。
一般的にはROMを２個のサブメモリに分割すれ
ば充分である。この方法は一般に、大きいワード
幅を有する特殊なROMを使用する方法より安価
になる。 最も簡単な場合には、所定値は固定値であると
する。これにより、ROMを使用した場合アドレ
ス指示モードが簡単になる。本発明の好適な実施
例では、所定値を、彩度を設定するため特に調整
可能とする。従つて彩度設定に当り実際上付加的
回路素子を必要としない。上述した構成の制御回
路においてROMを使用する場合には、調整可能
な所定値により演算回路を介してデイジタル振幅
値をシフトし、シフトした振幅値が一つまたはす
べてのROMのアドレスを示すようにすると有利
である。所定値を振幅値に加算することによりシ
フトを特に簡単ならしめることができる。制御回
路において割算回路を使用する場合には、調整可
能な値は直接処理することができる。 また、他の手段を必要とすることなく制御回路
により調整可能な値を処理できるようにするに
は、制御回路がマイクロプロセツサを備え、この
マイクロプロセツサが割算回路を構成し、かつ異
なる色同期信号間に制御信号および乗算係数を供
給するようにするのが有利である。一または数個
のラインに際しその始端においてデイジタル振幅
値を決定し、次いでこのマイクロプロセツサによ
り、任意に調整可能な所定値を多数の連続する振
幅値から導出した値で割算し、その後のラインに
対する制御信号および乗算係数をそれぞれ発生さ
せる。この一または複数ラインにわたるシフトは
通常は重要でなく、その理由は色同期信号の振幅
の変化は少ない数のラインにわたつては実際上変
化せず、他のすべてのパラメータが数ラインの持
続時間中実際上変化しないからである。 微弱な信号において色同期信号が例えば重畳さ
れた雑音のため一つラインから他のラインにわた
りかなり変化する場合、振幅検出器にデイジタル
低域通過フイルタの機能を具備させてないときに
は、振幅検出器の後段にデイジタル低域通過フイ
ルタを設けるのが有利である。振幅検出器の出力
端子におけるデイジタル振幅値はデイジタル値で
あるから、低域通過フイルタが１次巡回デイジタ
ルフイルタの形態に構成され、サンプルを蓄積す
る蓄積レジスタおよび加算／減算回路を備え、こ
の加算／減算回路は入力サンプルを蓄積レジスタ
の内容に加算しかつ蓄積レジスタの内容から、低
域通過フイルタの出力値をも示す所定部分を減算
し、その結果を色同期信号の終端に蓄積レジスタ
に書込むようにすると有利である。かかるデイジ
タルフイルタは構成が簡単であり、かつ例えば雑
音または他の妨害信号により一つのラインが隣接
ラインに比べ著しく影響されるのを信頼度の高い
態様で防止する。 マイクロプロセツサを制御回路として使用する
場合には、マイクロプロセツサが振幅検出器の出
力信号を供給され、かつ制御信号および乗算信号
の決定以前に毎回多数の所定振幅値と共に低域
波動作を行うのが有利である。かかる低域通過フ
イルタとしては従来のデイジタル低域通過フイル
タから数種のものを導出することができる。マイ
クロプロセツサが低域通過フイルタに従つて振幅
値の巡回形低域波動作を行うようにすると特に
有利である。この場合には一または複数ラインの
使用可能な持続時間中に他の手段を必要とするこ
となくマイクロプロセツサによつて行うことがで
きる簡単な演算を必要とするに過ぎない。 特にマイクロプロセツサが多数のラインの後ま
でシフト段に対する新たな制御信号および新たな
乗算係数の決定を行わない場合には、更に他の機
能を時分割多重方式でマイクロプロセツサに行わ
せることができる。特に、マイクロプロセツサに
より振幅値の決定を行つて色同期信号の多数のサ
ンプルを直ちに蓄積し、これを低い周波数で読出
してその後の処理のためマイクロプロセツサへ供
給するようにすると有利である。このようにした
場合には振幅検出器、低域通過フイルタおよび制
御回路を単一のマイクロプロセツサの形態で実現
でき、従つて安価な実施例が実現される。 図面につき本発明を説明する。 第１図において、中間周波信号から復調によつ
て得た複合カラーテレビジヨン信号は入力端子１
を介してアナログ・デイジタル・コンバータ１６
（Ａ／Ｄコンバータと称す）に供給し、このＡ／
Ｄコンバータは導体２０ａを介して同期回路１８
によつて制御するようにする。この目的のため、
その位相を色同期信号の位相に関連させるクロツ
ク信号、および他の制御信号を同期回路１８にお
いて発生させ、これらの信号は第２図に詳細に示
してある。第２図ａは水平同期パルスに後続して
入力端子１に供給されるアナログ信号の変化を示
す。水平同期信号の終端は第２図ａの開始部にお
ける正方向縁部によつて示される。この正方向縁
部から所定期間後に（振幅の値を正確に示す態様
では記載してない）色副搬送波周波数を有する正
弦波色同期信号が開始され、便宜上正弦波色同期
信号の始めおよび終りだけ示す。この色同期信号
により、この色同期信号の位相に同期したクロツ
ク信号を色副搬送波周波数の正確に４倍即ち約
17.7MHzの周波数で発生させ、このクロツク信号
を第２図ｂに示す。クロツク信号は先に発生した
色同期信号により既に同期されており、かつその
周波数は極めて安定なので、新たな各色同期信号
においては僅かな再調整を必要とするに過ぎない
ものと仮定する。この再調整に当つては、対称な
クロツク信号の一方の縁部が色同期信号の零交さ
点または最大値および最小値と合致し、従つてク
ロツク信号の他方縁部が色同期信号の45゜、135゜
等の位置に配置されるようにする。Ａ／Ｄコンバ
ータ１６においては上記クロツク信号縁部で複合
カラーテレビジヨン信号のサンプリングを行う。
導体２０ａ上に発生するクロツク信号は当該調整
回路の他の部分にも供給する。 また、第２図ｃに示した色同期信号帰線消去パ
ルスBAも同期回路１８において発生させる。こ
の帰線消去パルスBAは色同期信号より若干早く
開始し、かつ色同期信号より若干後に終了する。
この帰線消去パルスBAから、第２図ｄに示すS1
パルスを発生させ、このS1パルスはクロツク信
号と同期しかつ例えば所定数のクロツクパルスを
ダウン計数することにより色同期信号の終端以前
に終了させる。更に、第２図ｅに示すS2パルス
を発生させ、このパルスはS1パルスの始端から
所定数のクロツクパルスが発生した後に開始さ
れ、かつS1パルスと同時に終了する。更に、ク
ロツク信号の１周期より短くするを可とする短期
間制御パルスであるS1′およびS2′パルスをS1およ
びS2パルスの縁部においてそれぞれ発生させる。
更に、垂直帰線消去パルスVAおよび他の制御パ
ルスを発生させるが、これはアナログ方式のテレ
ビジヨン受像機において普通に行われることなの
で、これら制御パルスについての説明は省略す
る。これら制御パルスは同期回路１８から各導体
を介して送出されるが、図面を簡単にするためこ
れらのすべての導体を単一導体２０ｂで示してあ
る。 Ａ／Ｄコンバータ１６の出力端子は、例えば、
図示しない輝度チヤンネルだけでなく、色信号フ
イルタ４にも接続し、色信号フイルタは導体５を
介して色信号のみ送出する。色信号フイルタ４の
帯域幅は導体２３上の制御信号によつて切換える
ことができる。第１図および後述の図面において
導体３および５並にそれ以降の数字で示した各導
体は数ビツトから或る２進ワードを転送できるの
で、実際上各導体は多数の並列個別導体で構成さ
れるが、図面を簡単にするため単一導体として図
示してある。 導体５は可変利得増幅器２に接続し、その利得
は導体１５，１７を介して設定することができ
る。増幅器２はその利得を変化させて、画像表示
管上の色情報が輝度信号に対し常に適正比率とな
るようにする必要がある。搬送波周波数（4MHz
および側波帯）において伝送される色信号は現在
のテレビジヨン受像機の設計においては中間周波
フイルタの帯域限界に配置される。中間周波レス
ポンス曲線の縁部における色副搬送波の位置によ
り、受像機の同調に応じて色信号においてかなり
の振幅変化が起る。更に、流れ作業による量産に
おける許容誤差およびアンテナの不整合に起因す
るレベル差を考慮する必要がある。所要の制御範
囲は映像源から送信機を介して受像機に至る全伝
送路の許容誤差から求められる。

【表】 従つて １ 異なる送信機から受像する場合、および ２ カラーテレビジヨン受像機の同調が不適正で
ある場合 彩度を一定ならしめるためには少なくとも
24dBの制御範囲を得ることが必要である。 そこで利得を調整するための量を調整すること
により色同期信号（バースト）の振幅が彩度に対
し固定比率となるようにする。第１図において色
同期信号の振幅は振幅検出器１０において測定
し、スイツチング信号により色同期信号の発生始
端および発生終端において可能な値の範囲内にお
ける固定値を設定し、測定した振幅値は導体１１
から送出する。この導体１１はデイジタル低域通
過フイルタ１２に接続し、このフイルタは原理的
には省略できるが、このフイルタは、妨害または
干渉信号によつて擾乱された色同期信号が正しく
ない振幅を示し、その結果彩度において許容でき
ない変化が生ずるのを防止する。代案として、こ
の低域通過フイルタは機能的には振幅検出器１０
に包含させることができ、これについては後で説
明する。 フイルタ１２の出力信号は導体１３を介して制
御回路１４に供給し、この制御回路は特に増幅器
２の利得を制御するための信号を導体１５および
１７に発生する。増幅器２の所要全利得ｋは ｋ＝u₂設定値／u₁バースト から得られ、ここでu₂設定値は色同期信号の標準
振幅における増幅器２の出力信号であり、u₁バー
ストは色同期信号の実際の振幅である。これか
ら、色同期信号振幅による簡単なフイードフオワ
ード（feedforward）制御が実現される。 これを技術的に実現するには利得係数ｋを仮数
および２の冪に基づく指標に分けて ｋ＝k₁・2ⁿ の形で表わすのが有利である。この場合k₁の値の
範囲は0.5k₁＜１に限定される。 この浮動点表示方式によればシフト動作および
乗算を固定ワード幅で行うことができる。 その利点を第３図につき更に説明する。第３図
ａは所要の増幅利得ｋが入力信号u₁に依存する態
様を示す。斜線を施した部分ではかなりの量子化
効果が生ずる。例えば８ビツトのワード幅を有す
るシステムについてはデイジタル利得のために必
要な乗算回路は利得ｋ＝４においてはその容量の
５／８しか使用されず、利得ｋ＝16においてはその
容量の3/8しか使用されない。第３図ｂに示した
浮動点表示の場合にはk₁の値の範囲は前述したよ
うに0.5および１の間にあり、即ち乗算回路は全
ワード幅につき最適使用されることとなる。増幅
器２の前段に配置した色信号フイルタ４は特に狭
帯域設定において振幅検出器１０にて検出された
大きい雑音振幅に応動してワード幅をほぼ11ビツ
トに増大するので、かなり減少した入力信号にお
いても適正な分解能が維持され、増幅器２におけ
るシフト段６では５ピツト位置シフトという最大
のビツト位置シフトが行われる。固定点表示法で
は、浮動点表示法におけると同じ高い分解能を得
るには８×８ビツトの乗算では充分でなく、12×
12ビツトの乗算が必要である。 従つて浮動点方式は次の利点を有し、即ち −広い制御範囲を良好な分解能と共に達成するこ
とができ、 −（２進）デイジタル系のハードウエアの構成が
簡単になり、 −k₁×u₁の関数に対し制限されたワード幅で所定
の乗算回路の最適使用を達成し、 −随意に選択可能なダイナミツクレンジ即ちｎ＝
５までのシフトにおいて係数32までの利得が得
られる。 浮動点方式により利得の乗算を可能にするため
第１図では増幅器２に、縦続接続したシフト段６
および乗算回路８を設ける。その場合制御回路１
４はシフト段６および乗算回路８に対し個別に駆
動信号を供給する必要があり即ち制御回路１４は
シフト段６におけるシフト・ビツト位置数を示す
制御信号を複数導体１５を介してシフト段６に供
給し、かつ乗算係数を複数導体１７を介して乗算
回路８に供給する必要がある。制御回路１４が、
導体１３を介して供給される振幅値u₂バーストに
よりあらかじめ定めた所望値u₂設定値を導体１９
に介して割算する割算回路を備えている場合に
は、商は特性数および残留数と共に半対数値に変
換されるに過ぎず、その場合残留数は乗算係数を
示しかつ特性数はシフトすべきビツト位置の数を
示す。かかる回路は、例えば、西ドイツ公開特許
公報第2312128号に開示されている。このように
して多数のビツト位置にわたりシフトされかつ乗
算された信号は増幅器２の出力端子から色復合回
路に供給する。 代案として振幅検出器１０は色信号フイルタ４
の出力端子５における信号の雑音または妨害信号
部分を決定するのに使用でき、これは、画像情報
を含まない期間例えば画像信号の垂直帰線消去期
間に存在する信号は雑音または妨害信号であるか
らこの期間にこの信号の振幅を決定することによ
つて行われる。この場合過大な雑音振幅が例えば
個々の妨害信号によつて模擬されるのを防止する
ため、数個の連続する値を振幅検出器１０におい
て決定し、次いで低域通過フイルタ１２に供給
し、フイルタ１２の出力端子には平均妨害信号振
幅が現われる。この妨害信号振幅に応じて色信号
フイルタ４を、次の画像周期またはフイールド周
期に当り導体２３を介して切換えて、少なくとも
画像が見える期間に当り色信号の帯域幅が、増大
する妨害信号振幅に対し狭くなるようにして、信
号と雑音の分離を改善し、色信号の帯域幅を減少
することにより擾乱の範囲が色信号の強い雑音に
よるものより小さくなるようにする。色信号フイ
ルタ４の切換は次の制御信号振幅決定以前に中止
する必要があること勿論であり、即ち最大帯域幅
を再度設定する必要があり、その理由は狭い帯域
幅では妨害信号振幅が過小に測定されるので、次
のフイールド周期以前に色信号フイルタ４が再び
不正切換えされ、これにより減少した帯域幅から
広い帯域幅への切換えが反復されるからである。 色信号フイルタ４を切換えるのに必要な信号は
例えば妨害信号振幅を低域通過フイルタ１２にお
いて数個の閾値と比較することにより発生させ、
これを導体２３を介して色信号フイルタ４に供給
する。しかし多くの場合においては、妨害信号振
幅の決定は割算回路の形態の制御回路１４におい
て行い、色信号フイルタ４を切換えるための信号
を制御回路１４から導体２３を介して供給するよ
うにする方が遥に簡単である。更に、代案とし
て、シフト段６に対する制御信号および乗算回路
８に対する乗算係数を決定する以前に制御回路１
４において妨害信号振幅により、次に決定される
振幅値の修正を行うことができる。限られた場
合、つまり妨害信号振幅が過大な場合には、色信
号を例えば導体２１を介して色復号回路において
完全にスイツチオフするか、または導体１７上で
得られる乗算係数を零に調整して色信号の利得を
零にするのが有利である。このようにして表示画
像における著しい妨害カラー雑音の発生が信頼度
の高い態様で防止される。 振幅検出器の簡単な実施例を第４図に示す。導
体５を介して供給される色信号の波されたサン
プルの絶対値を絶対値発生装置３６において決定
する。これはアナログ領域における整流に対応す
る。シンプルを２の補数符号に符号化した場合絶
対値は極性（正負符号）ビツトによつて制御され
る排他的論理和ゲートにより簡単に発生させるこ
とができる。次いで絶対値は導体５′を介してデ
イジタル比較器３０の一方の入力端子およびサン
プルを蓄積する蓄積レジスタ３２のデータ入力端
子に供給する。蓄積レジスタ３２の出力端子には
色同期信号の終端にこの同期信号の振幅値が生
じ、これを導体１１を介して比較器３０の他方入
力端子に供給する。絶対値発生装置３６によつて
発生した値が蓄積レジスタ３２により導体１１を
介して供給される値を超えた場合には比較器３０
は導体３１を介して制御段即ち論理回路３４に信
号を供給する。論理回路３４にはライン同期信号
から導出した前記２つの切換信号S1およびS2を
供給する。色同期パルスの開始以前に、蓄積レジ
スタ３２は導体３５を介してこれら切換信号によ
つて消去され、導体３７上には比較器３０の出力
導体３１上の各出力信号における色同期信号の持
続時間にわたりパルスを発生させ、このパルスに
より導体５′上に存在する色同期信号の絶対値を
レジスタ３２に蓄積させるようにする。かくする
ことにより色同期信号の終端においてレジスタ３
２には上記動作において得られる最大値のサンプ
ルが蓄積され、これは色同期信号の最大振幅を示
す。 第５図に示した振幅検出器の実施例では絶対値
発生装置の出力信号を比較器３０の一方の入力端
子に供給し、比較器３０の他方入力端子はカウン
タ３８の出力端子における導体３９に接続する。
比較器３０の一方の出力端子における導体３１に
は、導体５′における絶対値がアツプ・ダウン・
カウンタ３８の出力値を超えた場合信号が発生
し、この導体３１はメモリ回路４０のセツト入力
端子に接続する。比較器３０の他方出力端子にお
ける導体３３には、比較器３０に供給された値が
等しい場合信号が発生し、導体３３はメモリ回路
４２のセツト入力端子に接続する。メモリ回路４
０のＱ出力端子にはセツト状態において信号が生
じ、このＱ出力端子はカウンタ３８の計数方向制
御入力端子およびORゲート４３の一方の入力端
子に接続し、ORゲート４３の他方入力端子はメ
モリ回路４２の出力端子に接続し、この出力
端子にはリセツト状態において信号が生じる。２
個のメモリ回路４０，４２は、色同期信号の発生
開始時に、S1パルスから導出したS1′パルスによ
つてリセツトする。 本例の振幅検出器の動作は次の通りである。色
同期パルスの期間に当りカウンタ３８の計数値よ
り大きいサンプルが一つでも存在すれば、メモリ
回路４０がセツトされるのでカウンタ３８はアツ
プ計数モードに切換えられ、ORゲート４３を介
して計数動作が行われ、カウンタ３８の計数値は
反転されたS2パルスに応動して色同期信号の終
端に１（１ステツプ）だけ増大する。その場合、
少なくとも１個の他のサンプルがカウンタ３８の
計数値に等しくなつたかどうか、およびメモリ回
路４２もセツトされたかどうかとは無関係であ
る。 少なくとも１個のサンプルがカウンタ３８の計
数値に等しいがこの値より大きいサンプルが存在
しない場合には、メモリ回路４２だけセツトされ
るので、ORゲート４３の入力端子には信号が供
給されず、カウンタ３８の計数動作は停止され
る。これに対しすべてのサンプルがカウンタ３８
の計数値より小さい場合には、２つのメモリ回路
４０，４２がリセツト状態に維持される。この場
合、メモリ回路４０のリセツト状態によりカウン
タ３８はダウン計数モードに切換えられ、かつメ
モリ回路４２のリセツト状態によりその出力端
子からORゲート４３に信号が供給されるので、
色同期信号の発生終端においてカウンタ３８の計
数値が１（１ステツプ）だけ減少する。このよう
にして本例ではずれの方向だけを考慮し、その大
きさには依存しない態様で１ステツプだけの修正
を行う。本例における実際の低域通過動作は、カ
ウンタ３８の最大計数値を導体３９を介して送出
するという態様で行われる。本例が特にテレビジ
ヨン受像機のスイツチオンまたは異なる送信機へ
の切換えに一層迅速に応動できるようにするた
め、カウンタ３８は最初導体４５を介して色同期
信号の標準振幅に対応させるを可とする初期値に
設定する。第３および４図に示した振幅検出器に
ついては最大サンプルが重要因子であるから、こ
れら振幅検出器はピーク値検出器である。 第６図に示した振幅検出器の実施例では絶対値
発生装置３６の出力信号は加算回路６６の一方の
入力端子に供給する、加算回路６６の出力端子６
７は蓄積レジスタ６８に接続し、すべてのビツト
を含む出力を送出するレジスタ６８の出力端子６
９を加算回路６６の他方入力端子に接続する。
S2パルスの期間に当りレジスタ６８はクロツク
信号入力端子Ｔを介して第１図に示した同期回路
１８から所定数のクロツクパルスを供給され、各
クロツクパルス毎にレジスタ６８の入力端子に存
在する値がレジスタ６８に蓄積される。加算回路
６６およびこれに接続したレジスタ６８は、各色
同期信号の発生期間に当り多数の連続サンプル
（このサンプル数は２の整数冪に等しくするのが
好適）を加算するアキユムレータからのS1′パル
スにより各色同期信号の開始時に再び消去される
こと勿論である。次いて６８から導体１１を介し
て最上位側の複数ビツトのみ読出され、その数が
２の調整冪に対応する最下位側の複数ビツトは省
略されるので、導体１１上の２進値は色同期信号
の振幅の平均値を示す。 第４〜６図に示した振幅検出器において第１図
のＡ／Ｄコンバータ１６のサンプリングレートを
色同期信号に対し第２図ａおよび第２図ｂに示し
た位相関係となるようにして、色同期信号が零交
さ点の前および後45°の位置でサンプリングされ
るようにした場合には、第４〜６図に示した振幅
検出器は色同期信号の終端においてその振幅の最
大値を送出せず、係数1/2√２だけ小さい値を送
出するが、これは制御回路１４における後続処理
動作において簡単な態様で修正することができ
る。 色同期信号およびサンプリングレートの間のか
かる位相結合が存在しないかまたは未だ存在しな
い場合には、色同期信号のサンプリングをある情
況の下では最大限に行うことができるので、その
場合には過度に大きい値が測定される。これは異
なる構成の振幅検出器によつて防止することがで
きる。 色同期信号サンプルを自乗することにより位相
依存性が除去されることを示すことができ、直角
変調色副搬送波に対しては Ｆ（ｔ）＝（ｕ・cosω_Fｔ±ｖ・sinω_Fｔ） が成立つ。その場合色同期信号ｕ＝ｖ＝U₀に対
しては Ｆ（ｔ）＝U₀（cosω_Fｔ±sinω_Fｔ） F²（ｔ）＝U₀ ²（cosω_Fｔ±sinω_Fｔ）² ＝U₀ ²（cos²ω_Fｔ±2cosω_Fｔ ・sinω_Fｔ＋sin²ω_Fｔ） が成立ち、ここでcos²ω_Fｔ＋sin²ω_Fｔ＝１であ
る。従つて F²（ｔ）＝U₀ ²（１±2cosω_Fｔ・sinω_Fｔ） となり、2sinω_Fｔ・cosω_Fｔ＝sin2ω_Fｔであるか
ら F²（ｔ）＝U₀ ²（１±sin2ω_Fｔ） ↓ ↓ 直流分 高調波8.8MHz となる。 上記F²（ｔ）の関係式は一定部分U₀ ²および無
線周波部分sin2ω_Fｔから成つている。この無線周
波部分は同じくデイジタルフイルタの形態の簡単
なフイルタによつて抑圧することができ、このデ
イジタルフイルタの遮断周波数は色同期信号周波
数の２倍の周波数より充分低くする。連続するサ
ンプルに対する自乗動作には普通の乗算回路を使
用することができ、代案としてROM（読出し専
用メモリ）における自乗値テーブルの形態にする
こともできる。 しかしこれには多数の付加的回路素子が必要に
なる。 色同期信号の発生期間に際しては有用なカラー
信号は存在しないので第１図に示した乗算回路８
は不要となり、従つてこの乗算回路を自乗動作に
使用することができる。かかる態様で作動する振
幅検出器用の回路の実施例を第７図に示す。この
回路ではシフト段６の制御入力端子には切換スイ
ツチ５８を接続し、このスイツチ５８により、シ
フト段６の制御入力端子に供給する制御入力を、
制御回路１４から複数導体１５を介して供給する
制御入力および複数導体５７を介して供給する外
部信号の間で切換えて、自乗動作に当り常時同一
シフトが行われるようにする。更に、乗算回路８
の乗算係数入力端子には切換スイツチ５４を接続
し、このスイツチ５４により、乗算回路８の乗算
係数入力端子に供給する入力を複数導体１７から
の入力および導体７からの入力の間で切換える。
乗算回路８の出力端子における導体９′は切換ス
イツチ５６に接続し、このスイツチ５６により乗
算回路８の出力送出を増幅器２の出力端子９にお
ける導体９′および導体５５′の間で切換えるよう
にする。これらの切換スイツチ５４，５６，５８
は、色同期信号の発生期間中にのみ発生する前記
S2パルスにより図示の位置に設定される。その
結果、交流電圧を重畳した直流電圧に対応する処
理されたサンプルの列が導体５５において得られ
る。この交流電圧はデイジタル低域通過フイルタ
５０によつて波されるので、導体５１上には直
流電圧部分に対応するサンプルだけが現われる。 これらのサンプルはアキユムレータ５２におい
て互に加算する。スイツチング信号であるS2パ
ルスの終端において、このように加算して形成さ
れた和の一部が、加算された値の数に応じて平均
値として導体５３を介し出力信号として読出され
る。その場合この出力信号_B ²は次式 に従つて平均値の自乗を示し、ここでU_Bは連続
するサンプルである。平均値の自乗が含まれると
いう事実はこの値を制御回路１４において後で処
理する際に考慮される。値Ｎが２の整数冪である
場合には、この値による割算は累算された値の簡
単な位置シフトによつて求められる。 Ｎに対するかかる値は、色同期信号の持続時間
の一部に際してだけ累算が行われるようにするこ
とにより簡単に得ることができる。しかし値Ｎを
２の整数冪に選定しなかつた場合には、値Ｎによ
る割算に代え２の整数冪に最も近い値に従つて位
置シフトを行つて、一定係数だけ大きいかまたは
小さい平均値の自乗を得ることができる。またこ
の一定係数は制御回路１４において簡単に修正す
ることができる。 振幅検出器により平均値の自乗（所要に応じ一
定係数を乗算）を発生させることは第１図の制御
回路１４をマイクロプロセツサの形態に構成する
ことにより特に簡単になり、多くの場合にかかる
マイクロプロセツサは他のタスクを遂行するため
既に回路に設けられており、上記目的のためにマ
イクロプロセツサを時分割多重方式で作動させる
ことができるので、必要な付加的回路素子の数が
遥に少なくなる。任意に調整できる所定値および
デイジタル値（所要に応じその平方根の計算後）
から商を算出し、シフト段および乗算回路に対す
る制御信号を発生するためマイクロプロセツサは
テレビジヨン画像の多数のライン期間を必要とす
る。 その結果、ラインの開始時に測定した振幅値は
次のラインまで何等の効果を奏さない。実際上こ
れは、振幅検出器の後に第１図に示したように低
域通過フイルタ１２を設ける場合には重要でな
い。また、振幅検出器によつて測定した妨害信号
振幅から第１図の導体２１および２３上に前述し
た信号を発生させることは前記マイクロプロセツ
サによつて簡単に実現することができる。 第８図は制御回路１４の異なる実施例を示す。
本例は２個のROM（読出専用メモリ）２２およ
び２４を備え、これらROMは加算回路２６によ
り導体２５を介して並列にアドレス指示すること
ができるので、一層大きいワード幅を有する単一
のROMとして作動する。加算回路２６は導体１
３を介し振幅値を供給されかつ導体１９を介して
調整値を供給され、これら２つの値の和を発生す
る。調整値が変化すると、これにより和即ち
ROM２２および２４のアドレスが変化して振幅
値の皮相変化として現われ、従つて可変利得増幅
器２の輝度信号に対する公称利得が変化し、即ち
表示されるカラー画像の彩度が大きくなるかまた
は小さくなる。代案として、導体１９を介して供
給する調整値により、破線で示したように付加的
アドレス入力端子を介してROM２２および２４
のアドレス指示を切換えて、加算回路２６を省略
することができるが、これには遥の容量の大きい
ROM２２および24が必要になる。例えば彩度の
設定は色信号路で行う必要があるから、調整値を
一定とした場合には、加算回路２６を省略するこ
とができ、かつ導体１３を導体２５に接続する必
要があることは明らかである。 従つて制御回路１４において行われるべき割算
はROMにおける蓄積値のテーブルを介して行わ
れる。ROM２４には所定振幅値と関連する乗算
係数を蓄積し、かかる係数を導体１７を介して乗
算回路１８の乗算係数入力端子に供給する。
ROM２２の各記憶位置には位置シフトを制御す
るための制御信号を蓄積する。例えば５より大き
くない位置シフトの場合には導体１５を介してシ
フト段６を制御するため３ビツトが必要である。 シフト段６は、第８図に示したように、導体７
上の読取るべき２進ワードの各ビツトに対する多
段切換スイツチを含む電子式マルチプレクサの形
態に構成するのが好適である。これら多段切換ス
イツチは導体１５を介する制御信号によりすべて
並列に作動させる。導体５を介して供給する２進
ワードは本例では約11ビツトを有し、これはデイ
ジタルフイルタ４が小さい帯域幅に設定された場
合、Ａ／Ｄコンバータ１６から供給された８ビツ
ト２進ワードをデイジタルフイルタ４において処
理することによつて得られ、一方、導体１７を介
して読まれる２進ワードは例えば６ビツトを有す
る。その結果いかなる場合においても充分多い数
の有意ビツト位置を使用することができる。 市販の集積回路メモリ・モジユールを使用した
場合、ROM２２に蓄積する２進ワードは一般に
８ビツト幅を有するので、幾つかのビツト位置は
シフト段６を制御するためには必要でない空きビ
ツト位置となる。これらビツト位置の幾つかには
第１図の色信号フイルタ４を切換えかつ色信号を
スイツチオフするためのスイツチング信号を蓄積
することができ、これらスイツチング信号は、測
定した妨害信号振幅が導体Ｂを介して供給された
場合導体２３および２１を介してそれぞれ供給さ
れる。導体２１および２３上のこれらの信号は、
例えば、図面を簡単にするため図示しない手段に
一時蓄積し、色同期信号の振幅を後で処理する際
に使用するようにすることができる。妨害信号振
幅の闘値、色信号フイルタの切換または色信号の
スイツチオフはROM２２においてスイツチング
信号が蓄積または変更されたアドレスを介して行
われる。妨害信号振幅の処理に当り導体１９を介
して供給する値は例えば零または適切な固定値に
調整することができる。 代案として、色信号フイルタの切換および色信
号のスイツチオフは、画像情報時間間隔における
妨害信号の振幅に全く依存させるかまたは部分的
に依存させる代りに、色同期信号の振幅の影響を
受けるようにすることができる。即ち、導体１３
を介して供給する色同期信号の振幅が小さくて、
雑音による色信号のかなりの妨害を考慮しなけれ
ばならない場合には、スイツチング信号を、例え
ばROM２２においてこれら色同期信号と関連す
るアドレスにおける空きビツト位置に蓄積して、
妨害信号振幅の付加的変換時に、関連するスイツ
チング信号を導体２１および２３を介して読出す
ようにすることができる。 第１図に示した低域通過フイルタ１２は一例と
して第９図に示した構成の巡回形低域通過フイル
タの形態に構成することができる。本例では振幅
検出器１０により導体１１を介して連続的に供給
される波されていない振幅値ｃ（ｔ）を加算回
路９２の一方の入力端子に供給し、加算回路９２
の出力端子９３は多位置２進ワード用のレジスタ
９６に接続する。このレジスタの出力端子９７は
除数ｐを有する割算回路９８に接続し、この割算
回路における割算は多数ビツトにわたるシフトを
介して実現するのが好適である。導体９３上に存
在する値がレジスタ９６に蓄積された場合、加算
回路９２の動作の遅延によつて生ずる遅延時間が
経過する毎に、色同期信号の終端において、割算
回路９８の出力端子１３に生ずる２進ワード列は
波された振幅値を示す。 レジスタ９６の出力端子９７および割算回路９
８の出力端子１３は更に減算回路９４の２個の入
力端子に接続し、減算回路９４の出力端子９５は
加算回路９２の他方入力端子に接続する。この場
合出力端子１３における出力信号ａ（ｔ）は供給
された波されていない振幅値ｃ（ｔ）に次式 ａ（ｔ）＝ｐ−１／ｐａ（ｔ−１）＋１／ｐｃ（
ｔ） で示される如く依存する。 従つて割算回路９８の除数ｐを適切に選定する
ことにより、新たに供給される振幅値が出力信号
に極く僅かしか影響を及ぼさず、従つて色同期信
号における個々の妨害成分が極く僅かな影響しか
及ぼさなくなるようにすることができる。そして
第１図の振幅検出器１０の出力端子には各色同期
信号毎に単一の振幅値が発生する。 制御回路１４においてマイクロプロセツサを使
用した場合には、マイクロプロセツサが割算以前
の低域波動作をも行うことができるので、２つ
の演算動作および位置シフトだけ行うことを必要
とするに過ぎなくなる。従つてスイツチング素子
の数を一層節減することができる。 マイクロプロセツサを使用した場合には、色同
期信号および所要に応じ画像情報を含まない時間
間隔における妨害信号の振幅の決定もマイクロプ
ロセツサと共に行うことができる。しかし各振幅
を決定する際、約17.7MHzの周波数で生ずる多数
の直接連続するサンプルを処理する必要がある。
かかる高速処理用のマイクロプロセツサは極めて
複雑かつ高価であるから、振幅決定のための多数
の連続サンプルの後毎に比較的長い時間間隔が生
じるという事実を利用することができる。相関し
て処理すべきサンプルはまずバツフアメモリに書
込まれ、全ての場合において制限された数のサン
プルに例えば40〜60サンプルが含まれるに過ぎな
いから、このバツフアメモリに対しては充分な動
作速度を有する安価な半導体集積回路素子を使用
することができ、上記書込後バツフアメモリをマ
イクロプロセツサの動作速度で読出し、その内容
をマイクロプロセツサに供給する。その場合サン
プルは、第４〜７図に示した振幅検出器における
サンプルの発生速度での処理と同一態様で一層低
速で処理することができる。この場合、第１図の
制御可能な増幅器２の他に、各信号フイルタ４に
接続した１個のマイクロプロセツサおよび１個の
バツフアメモリだけを必要とするに過ぎず、従つ
て極めて簡単かつ安価な構成が得られた。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の調整回路の実施例を示すブロ
ツク図、第２図は第１図の作動説明図、第３図ａ
およびｂは本発明の動作原理説明図、第４，５，
６および７図は振幅検出器の４つの実施例を示す
ブロツク図、第８図は制御回路の実施例を示すブ
ロツク図、第９図は振幅検出器の後段に設ける低
域通過フイルタの実施例を示すブロツク図であ
る。 １……入力端子、２……増幅器、４……色信号
フイルタ、６……シフト段、８……乗算回路、１
０……振幅検出器、１２……低域通過フイルタ、
１４……制御回路、１６……Ａ／Ｄコンバータ、
１８……同期回路、２２，２４……ROM、２６
……加算回路、３０……デイジタル比較器、３２
……蓄積レジスタ、３４……論理回路（制御段）、
３６……絶対値発生装置、３８……アツプ・ダウ
ン・カウンタ、４０，４２……メモリ回路、５０
……デイジタル低域通過フイルタ、５２……アキ
ユムレータ、５４……切換スイツチ、６６……加
算回路、６８……蓄積レジスタ、９２……加算回
路、９４……減算回路、９６……レジスタ、９８
……割算回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 可変利得増幅器により複合カラーテレビジヨ
   ン信号から分離した色信号および輝度信号の間の
   固定振幅比を調整するに当り、可変利得増幅器の
   利得を色同期信号の振幅に応じて制御する信号振
   幅比調整回路において、 前記の可変利得増幅器は前記の色信号を２進デ
   イジタルサンプルの形態で受けるように結合さ
   れ、この可変利得増幅器は制御可能な整数のビツ
   ト位置にわたりサンプルをシフトするシフト段
   と、このシフト段の出力端に結合された可調整乗
   算回路とを有し、 前記信号振幅比調整回路は更に、前記の可変利
   得増幅器に供給される色信号に含まれる色同期信
   号の振幅を測定する振幅検出器と、この振幅検出
   器の出力端に結合された制御回路とを有し、この
   制御回路は、所定値と前記の同期信号に対し測定
   した振幅値との商から前記のシフト段に対するシ
   フト制御信号を形成する手段と、前記の可調整乗
   算回路に対する乗算係数k₁を発生する手段とを有
   し、測定された振幅値の大きさが異なる際に前記
   の制御回路により、前記の可調整乗算回路に供給
   される乗算係数k₁の最大および最小値間の比が２
   以下であるようにしたことを特徴とする信号振幅
   比調整回路。 ２ 0.5k₁＜１としたことを特徴とする特許請
   求の範囲第１項記載の調整回路。 ３ 振幅検出器１０が絶対値発生装置３６、デイ
   ジタル比較器３０および色信号のデイジタル・サ
   ンプルを蓄積する蓄積レジスタ３２を備え、比較
   器３０の一方の入力端子および蓄積レジスタ３２
   の入力端子を絶対値発生装置３６の出力端子に接
   続し、比較器３０の他方入力端子を振幅値を送出
   する蓄積レジスタ３２の出力端子に接続し、絶対
   値発生装置３６の出力信号が蓄積レジスタ３２の
   出力信号を超えた場合比較器３０が出力信号を発
   生し、少なくとも各新たな色同期信号以前に制御
   段３４により蓄積レジスタ３２の内容を消失し、
   かつ制御段により、比較器３０の出力信号におけ
   る色同期信号の発生期間中のみ、新たに供給され
   たサンプルの蓄積レジスタ３２への書込を可能な
   らしめる特許請求の範囲第１または２項記載の調
   整回路。 ４ 振幅検出器１０が絶対値発生装置３６、比較
   器３０およびアツプ・ダウン・カウンタ３８を備
   え、比較器３０はカウンタ３８の出力信号を色同
   期信号期間に供給されるすべてのサンプルと比較
   し、カウンタ３８にクロツクパルスを供給し、色
   同期信号期間に供給される最大値でないサンプル
   がカウンタ３８の出力信号に等しい場合には比較
   器における比較結果によりカウンタ３８を制御
   し、カウンタ３８の最大係数値が振幅値を示す特
   許請求の範囲第１または２項記載の調整回路。 ５ 振幅検出器１０が絶対値発生装置３６、演算
   装置６６および蓄積レジスタ６８を備え、色同期
   信号期間に当り演算装置６６により連続するサン
   プルの各サンプルを蓄積レジスタ４８の内容に加
   算し、蓄積レジスタの内容は事前に零に設定され
   かつ蓄積レジスタの内容の最大値が振幅値を示す
   特許請求の範囲第１または２項記載の調整回路。 ６ デイジタル・サンプルをしてデイジタル自乗
   回路を通過させ、色同期信号の周波数の２倍の周
   波数より低い遮断周波数を有するデイジタル低域
   通過フイルタ５０を介してアキユムレータ５２に
   より所定数の自乗され濾波されたサンプルを互に
   加算し、アキユムレータ５２において加算された
   値のうち所定数の自乗され濾波されたサンプルに
   対応する部分を制御回路１４に供給する特許請求
   の範囲第１または２項記載の調整回路。 ７ デイジタル自乗回路が乗算回路８であり、３
   個の切換スイツチ５４，５６，５８を設け、色同
   期信号発生に当りこれら切換スイツチを作動さ
   せ、第１切換スイツチ５４により乗算回路８の乗
   算係数入力を制御回路１４の出力１７から乗算回
   路８の入力に切換え、第２切換スイツチ５６によ
   り乗算回路８の出力９′の供給を制御可能増幅器
   ２の出力から低域通過フイルタ５０の入力へ切換
   え、第３切換スイツチ５８によりシフト段６の入
   力を制御回路１４の出力１５から固定制御信号５
   ７に切換える特許請求の範囲第６項記載の調整回
   路。 ８ 画像情報を含まない時間間隔、特に垂直帰線
   消去期間の少なくとも一部に際し、所定閾値を超
   えた場合、振幅検出器１０の出力により、制御可
   能増幅器２の前段に配置した色信号フイルタ４の
   レスポンス曲線を一層狭い帯域幅へ順次切換え、
   最後に色信号をスイツチオフする特許請求の範囲
   第３〜７項中のいずれか一項記載の調整回路。 ９ 制御回路１４が、所定値を振幅値で割算する
   割算回路を備える特許請求の範囲第１〜９項中の
   いずれか一項記載の調整回路。 １０ 割算回路がROM２２，２４であり、その
   アドレス信号をデイジタル振幅値から導出し、か
   つROMの各アドレスにこの振幅と関連する制御
   信号および関連の乗算係数を含む特許請求の範囲
   第９項記載の調整回路。 １１ ROMを数個のサブメモリ２２，２４に分
   割し、そのうち所定のサブメモリ２２が制御信号
   を含み、かつ他のサブメモリ２４が乗算係数を含
   み、すべてのサブメモリを並列にアドレス指示す
   る特許請求の範囲第１０項記載の調整回路。 １２ 所定値を、彩度を設定するため特に調整可
   能とする特許請求の範囲第１〜１１項中のいずれ
   か一項記載の調整回路。 １３ 所定値が彩度を設定するため調整可能であ
   り、この調整可能な所定値により演算回路２６を
   介してデイジタル振幅値をシフトし、シフトした
   振幅値が一つまたはすべてのROM２２，２４の
   アドレスを示す特許請求の範囲第１０または１１
   項記載の調整回路。 １４ 制御回路１４がマイクロプロセツサを備
   え、このマイクロプロセツサが割算回路を構成
   し、かつ異なる色同期信号間に制御信号および乗
   算係数を供給する特許請求の範囲第１〜９項中の
   いずれか一項記載の調整回路。 １５ 振幅検出器１０の後段にデイジタル低域通
   過フイルタ１２を設ける特許請求の範囲第１〜１
   ４項中のいずれか一項記載の調整回路。 １６ 低域通過フイルタ１２が１次巡回デイジタ
   ルフイルタの形態に構成され、サンプルを蓄積す
   る蓄積レジスタ９６および加算／減算回路９２，
   ９４を備え、この加算／減算回路は入力サンプル
   を蓄積レジスタ９６の内容に加算しかつ蓄積レジ
   スタ９６の内容から、低域通過フイルタ１２の出
   力値をも示す所定部分を減算し、その結果を色同
   期信号の終端に蓄積レジスタ９６に書込む特許請
   求の範囲第１５項記載の調整回路。 １７ マイクロプロセツサが振幅検出器１０の出
   力信号を供給され、かつ制御信号および乗算信号
   の決定以前に毎回多数の所定振幅値と共に低域濾
   波動作を行う特許請求の範囲第１４項記載の調整
   回路。 １８ マイクロプロセツサが低域通過フイルタに
   従つて振幅値の巡回形低域濾波動作を行う特許請
   求の範囲第１６項記載の調整回路。 １９ マイクロプロセツサにより振幅値の決定を
   行つて色同期信号の多数のサンプルを直ちに蓄積
   し、これを低い周波数で読出してその後の処理の
   ためマイクロプロセツサへ供給する特許請求の範
   囲第３〜６項中のいずれか一項記載の調整回路。