JPH042020B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は電気的なデータパルスプロセス（処
理）回路、とくに伝送中に波形に歪の生じたデー
タパルス波形の形状を改良する回路に関するもの
である。

従来技術 標準として矩形の波形のパルスを伝送する場
合、一般に伝送媒体の利用可能な帯域幅によりパ
ルスの高周波成分が減衰され、受信パルスは傾斜
した前縁（フランク）を有し波形が丸くなること
は既知である。これを換言すると、伝送すべきも
とのパルスは伝送媒体の利用可能な帯域幅の外側
の高周波成分を有している。

さらに“クリスピニング（crispening）”と称
する技術によつてパルス波形の前縁および後縁の
両方の傾斜を増加させること、すなわち急峻にす
ることも良く知られているところであり、この技
術においては、パルス波形の微分によつて得られ
る補助波形を原のパルス波形に加え、縁部傾斜に
不所望のオーバーシユートが生ずるにもかかわら
ず原のパルス波形よりも急峻な縁部傾斜を有する
合成波形を得ている。

英国特許明細書第706341号にはテレビジヨンビ
デオ信号の各瞬時（インスタント）パルスの“ク
リスピニング”に関する回路が記載してある。こ
の先行特許中の一例では各瞬時パルス波形の微分
によつて得た補助波形を原パルス波形に直接加え
ることなく、ピーク分離回路によつて補助波形を
クリツプし、補助波形の上側および下側部分を形
成し、各瞬時のパルス波形にこれらの上側および
下側部分のみを加算している。これらの上側およ
び下側部分のみを加算する効果としては、各瞬時
パルスに全体の補助波形を加算した場合に生ずる
オーバーシユートに比して各瞬時のパルスの縁部
の傾斜に生ずるオーバーシユートが小となること
があげられる。補助波形を上側および下側の部分
に分けるクリツプレベルはこれら両部分の絶対振
幅を変えるように調節することができる。

ラジオメントール（Redio mentor）1971.3月
の142−143頁にテレビジヨンビデオ信号波形の
“クリスピニング”の他の回路例が記載されてい
る。これは上述の特殊“クリスピング”回路の改
良と考えられる。この回路では瞬時パルス波形の
微分によつて得た補助波形をクリツプし、次でか
くクリツプした補助波形の第２微分を行い合成補
助波形を形成し、これを各瞬時パルス波形に加算
して合成ビデオ信号波形を形成する。この補助波
形をクリツプするクリツプレベルを動的に制御す
る。この動的制御はある特定の傾斜を増加させる
場合に、合成ビデオ信号波形の縁部傾斜内に生ず
るオーバーシユートを減少させることを目的とす
る。

発明の目的 本発明の目的はこのようなクリツピング工程ま
たは第２次微分工程の何れをも必要とせずして上
述の“クリスピニング”技術における改良した特
性を得られる回路を得んとするにある。

本発明における“クリスピニング”技術では、
クリツピングまたは第２次微分を行わないため、
その回路構成が簡単となるにもかかわらず、上に
説明した従来技術に比し、“クリスピニング”技
術に関し遥に改良した特性を有している。

本発明は受信データパルス波形の形状を改良し
ようとするものであり、該データパルス波形は連
続のビツト流中に生じ、これらは一連のクロツ
ク・ラン−イン・パルス（クロツク時間同期のた
めのパルス）とこれにつづく一連の符号パルスと
を有する連続バースト波として配列されているも
のである。このようなデータパルス波形は例えば
テレテキストデータ伝送に使用される。（British
Broadcasting Corporation、Independent
Broadcasting AuthorityおよびBritish Radio
Manufacturers′ Association共同発行1976年９
月“Broadcast Teletext Specification”参照） 上述のようなデータパルスを満足に受信するに
はいくつかの難かしい問題がある。すなわち最低
限の要求として、受信波形をほぼもとの（伝送さ
れた）形状に回復させることが必要であるが、伝
送中の近端正エコーの有害な影響または受信機の
ミス（誤）同調によつて受信波形が歪んでいる場
合、これは極めて難かしい問題である。このよう
な形態の各種歪の影響としてデータパルス波形内
の高周波成分の振幅を大幅に減少させ、また帯域
幅上の制約によつても同じ問題が生ずる。さらに
これらの各歪はデータパルス波形の各個別パルス
の非直線性を拡大する傾向を有し、その場合各パ
ルスの対応ビツト幅を超えることもあり、１ビツ
ト長のパルスが隣接のビツト幅にまで延びて誤パ
ルスレベルを生ずることもある。

以下詳説する如く、本発明回路によるパルス波
形整形は、これら各パルスを対応ビツト長内に復
せしめるにある。これは“クリスピニング”がデ
ータパルス波形の前縁、後縁の傾斜とその平均位
置とを変化させるように作用するからである。

発明の構成 本発明によるデータパルスプロセス回路は、一
連のビツト流として生じ、各連続バースト内に配
置され、その各々はクロツク・ラン−イン・パル
スに続く符号のパルスの連続を有してなるデータ
パルス波形の形状を改良する回路であつて、前記
データパルス波形を受信するように接続され、こ
の波形中の高周波成分を他の部分より分離するよ
うに動作する高域波器と、かく分離した高周波
成分を補助波形とし、前記データパルス波形並び
に前記補助波形を受信するように接続され、これ
らの波形の合成パルス波形を形成する結合回路と
を有するデータパルス波形プロセス回路であり、
合成パルス波形を受信し、データパルスバースト
内の連続クロツク・ラン−イン・パルスの平均ピ
ーク対ピーク振幅の関数たる値に各データパルス
バーストを調整する振幅修正信号を生ずるように
動作する制御回路と、前記振幅修正信号に応動し
てデータパルスバースト内の後続する連続符号パ
ルスに対する前記補助波形の振幅を決定する制御
回路とを具えて成ることを特徴とする。

さらに本発明では、前記制御回路は基準信号を
発生する基準信号源と、前記合成パルス波形を供
給するスイツチと、各データパルスバースト内の
連続クロツク・ラン−イン・パルスの期間中に対
し前記スイツチを閉じるよう動作するタイマと、
前記スイツチ出力に接続され連続クロツク・ラン
−イン・パルスの平均ピーク対ピーク値を蓄積す
るコンデンサを有し、このコンデンサに蓄積され
る電荷が制御信号となるようにするピーク対ピー
ク検出回路と、前記基準信号と前記制御信号とを
受信しこれらに応動して前記振幅修正信号を達成
する差信号を生ずる減算回路とを有するようにし
て構成する。

発明の効果 本発明によりかく構成した回路は、制御信号が
ほぼ零の場合であつても振幅修正信号の値を充分
正しく定めるような差信号を生じ得る利点があ
る。制御信号が零の場合この差信号は最大値とな
り（基準信号のみにより定まる）、また、この差
信号は制御信号の値が増加するにつれて減少し、
振幅修正信号の値を減少せしめる。制御信号を比
較する基準信号がない場合には、振幅修正信号は
制御信号の減算値に直接頼る必要がある。

本発明は必ずしもそれに限定されることはない
が、文字・数字テキスト、或いはその他のメツセ
ージ情報を有する符号化データパルスを、通常の
テレビジヨン画像情報が存在していないテレビジ
ヨン水平線内にビデオ信号として伝送するような
形態のテレビジヨン方式の受像機に利用すると有
利である。

現在においてはこのような伝送は垂直帰線消去
期間内の伝送のみにおいて可能であるが、所謂
“フルフイールド”伝送においても利用する可能
性があり、このような方式においては１フイール
ドの全てのテレビジヨン水平線（ライン）に対し
符号化データパルスを伝送することができる。こ
れを換言すると、全テレビジヨンチヤネルをデー
タ伝送に利用し得る場合である。このような特性
のテレビジヨン方式の例はそれぞれBBXおよび
IBAにより使用されるCEEFAX（シーフアツク
ス）およびORACLE（オラクル）方式であり、こ
れらにおいては英国内で使用される625ラインの
国内用標準放送方式内でテレテキストデータを伝
送するものである（これに関しては前述の“テレ
テキスト放送明細書”を参照。） 上述の特性のテレビジヨン方式の受信装置はマ
ラード・テクニカル誌M81−0001、1981年６月で
既知である。（Mullard Technical Publication）
この方式に対するこれら既知の受信機は付属装置
を設け、この装置には受信したビデオ信号より符
号化データパルスを抽出するデータ取出し回路を
設ける。このようなデータ取出し回路を実際構成
する場合において、符号化データパルスを再生す
るため後続するデータスライス端に充分送り得る
ような歪みのないデータパルス波形を得る点で困
難があつた。このような困難の１つの理由は、前
述した如く近端正エコーまたは受信機のミス同調
によるパルスの減衰効果である。本発明はデータ
パルス波形に加わつたこれらの歪みをデータスラ
イスを行う前において少なくとも一部においてこ
れを修正するに役立つものである。

実施例 以下図面により本発明を説明する。

第１ａ図はフイールド（垂直）帰線消去期間に
生じ、符号化したパルスデータを有するテレテキ
ストテレビジヨンビデオ信号の１水平線の波形を
示す波形図である。この図形において関連のテレ
ビジヨン水平線に関する水平同期パルスをLS１
で示し、次のテレビジヨン水平線に対する水平同
期パルスをLS２で表わす。当該水平線および後
続水平線のカラーパーストをCB１およびCB２で
それぞれ示す。英国で使用されている625本の水
平線を有する標準テレビジヨン放送信号を考える
と、テレビジヨンの１水平線の期間（即ち連続水
平同期パルスの前縁間の時間長）は図面に示す如
く64μSである。このようなテレビジヨン１水平
線をテレビジヨンデータラインと称し、360の２
進ビツトを表わす符号化データパルスを有し、こ
れは45の８ビツトバイトと考えることができる。
データライン内の符号化パルスデータの位置を
CPDで示す。２進ビツト信号速度は約7Mビツ
ト／秒であり、２進ビツト信号レベルを黒レベル
BLとピーク白レベルWLの間に定める。２進
“０”レベルはBLレベルであり、２進“１”レベ
ルはWLレベルである。

第１ｂ図はテレビジヨンデータライン内の符号
化パルスデータの可能なフオルマツトを示す。上
述の如く２進ビツトは符号化パルスデータを示
し、８ビツトのバイト１，２……２０，……に分
割される。始めの２つのバイト１および２はクロ
ツク・ラン−イン・パルス（起動パルス）の連続
を有し、これは本例において一連の交互ビツトの
連続10101010/10101010より成つている。第３バ
イト３はフレーミング或いは起動コード11100100
を有し、この符号はテレビジヨン受像機が残りの
８ビツトのバイト４，５，……２０，……に含ま
れるメツセージ情報を受信するため、応答する前
に識別する必要がある。

第１ｃ図はテレビジヨンデータ線のビデオ信号
波形の第１部分の理想化した波形を示し、これは
一連のクロツク・ラン−イン・パルスCLとフレ
ーミングコードFRを有する連続パルスを有する。
文字数字（アルフアーニユーメリツクキヤラクタ
ー）または他のメツセージ情報を表わす始めの数
個の符号化データをDPで示す。水平同期パルス
をLSで示し、カラーバーストをCBで示す。

第２図に示す波形図はデータパルススペクトル
に対するエコーの妨害効果を示すものである。こ
の図は振幅Ａ対周波数ＭHzの相関であり、伝送さ
れたデータパルススペクトルdwが周波数範囲f_p
からf_nまでを示すものである。このスペクトル
dwに対する近端正エコーの影響を受信データパ
ルススペクトルdw′で示す。この図面より高周波
領域において相対的な振幅減少が著しいことがわ
かる。またこの表より、中間周波f_iより上になる
と受信データパルススペクトルの振幅が許容でき
ないほど低くなることがわかる。

BBC／IBAテレテキスト方式においては、こ
の周波数f_iからf_nまでの範囲は約3.5MHzより5.5M
Hzまでの高周波範囲であり、この範囲に対し本発
明の回路はデータスライスを行う前のテレテキス
トデータパルス波形の形状を改良しようとするも
のである。

第３図にブロツク図として示す回路はデータパ
ルス波形の高周波成分の振幅減少を少なくとも部
分的に修正するように適した回路である。この回
路は高域波器１、増倍回路２、ピーク検出回路
３、減算回路４、タイマ５、結合回路６およびス
イツチ７を有する。データパルス波形は通常の利
得制御段（図示せず）を通じ、入力端子８に供給
される。この場合この供給波形は前述の第１ｃ図
に示す波形により表わされる如くのテレビジヨン
ビデオ信号とする。この供給データパルス波形は
結合回路６の一方の入力に直接供給される。この
供給データパルス波形はさらに高域波器１にも
供給され、この高域波器１は供給波形のうち他
の部分に比し振幅減少が大であると予想される高
周波成分のみを増倍回路２に対し通過させる。こ
の振幅減少は近端の正エコーによるもの、または
受信機のミス同調によるものである。この高域
波器１は従来既知の抵抗容量波器で構成するこ
とができる。

既知の４象限増倍回路として構成できる増倍
波器出力と減算回路４より供給される振幅修正信
号の積である、振幅を修正された補助波形を形成
する。この振幅修正補助波形を結合回路６の第２
入力に供給する。この結合回路６内でこの振幅修
正補助波形は供給されたデータパルス波形に加え
られ、波形を改良された“クリスピンド”合成波
形を形成する。この合成パルス波形は結合回路６
の出力より出力端子９に通過し、これをデータ利
用回路（細部の図示を省略）のデータスライサ１
０に供給し、この利用回路は供給されたデータパ
ルス波形はテレビジヨンビデオ信号として使用さ
れる。

この合成パルス波形はタイマ５により動作する
スイツチ７にも供給され、このスイツチ７はテレ
ビジヨンビデオ信号のクロツクパルスCLの連続
が生ずる時間長だけ閉じるようになつている。す
なわちこの時間の間合成パルス波形はスイツチ７
を通じピーク検出回路３に供給され、この回路は
この供給に応じてその時間長における合成パルス
波形の平均ピーク対ピーク振幅に対応する制御信
号を形成する。この制御信号を減算回路４に供給
し、この減算回路４には基準信号源RFよりの基
準信号を供給する。この減算回路４は制御信号お
よび基準信号に応答し、振幅修正信号を形成する
差信号を生じ、これを増倍回路２に供給する。こ
のようにして供給されたデータパルス波形のうち
高域波器１を通過した高周波成分は連続クロツ
クパルス（CL）が生ずる期間の間における合成
パルス波形の平均ピーク対ピーク振幅に比例して
その振幅を修正され、振幅修正後の補助波形を形
成する。

第４ａないし４ｄ図に示す波形図は、第３図の
回路において入力端子８に供給されるデータパル
ス波形に対する“クリスピニング”効果を示すた
め振幅ａを時間ｔに対し示す図表である。

第４ａ図において波形wiは供給波形の理想化
した形状であり、４つのデータビツト期間dp１
〜dp４に対し示すものである。データビツト期
間dp１およびdp４においては波形wiはほぼ零振
幅ａ０であり、これは２進“０”レベルに対応す
る。データビツト期間dp２およびdp３において
は、波形wiは振幅ａ１を有し、これは２進“１”
レベルに対応する。この供給波形の実際の形状
を、波形waで示し、この波形は近端エコー或い
は受信機のミス同調によつて前述の理想波形wi
に対し歪が加わつたものである。この図に見られ
るように、データビツト期間dp３においてこの
波形waはこれを越えると２進“１”レベルが検
出される限界振幅a_tを越える部分を有しており、
このため期間dp３内においては２進レベル“１”
が正しく検出される。しかしながらデータビツト
期間dp２の全体において波形waはこの限界振幅
a_tよりも低い。そのためこの波形より期間dp２に
おいては２進レベル“０”が誤検出される。さら
に波形waはその歪みのためデータビツト期間dp
４内においても正しい２進レベル“０”に代えて
２進レベル“１”が誤検出される。このため波形
waを直接データスライス回路１０に供給したと
すると、誤つたデータビツトが再生される。

第４ｂ図に示す波形は高域波器１と増倍回路
２の出力に生ずる振幅修正補助波形を表わす第４
ｃ図に示す波形wdmとの減算作用により生じた
ものである。第４ｄ図に示す波形wtは波形waと
wdmとの瞬時振幅を加算して得られたもので
（結合回路６の作用）、これは本回路により生ずる
合成パルス波形を表わす。この合成パルス波形
wtを原の理想波形wiと比較すれば、波形wtは４
つのデータビツト期間dp１〜dp４の全てにわた
つて正しく修正された２進レベルを有することが
わかる。これは本回路による“クリスピニング”
によつて実際に供給された歪んでいるデータパル
ス波形waの時間的な位置を変化させ、さらにそ
の前縁および後縁の傾斜を増加させたからであ
る。

基準信号発生源RFよりの基準信号は検出器３
よりの制御信号がない場合、波形wdmの最大振
幅を生じ、また制御信号が最大値の場合波形
wdmの最小振幅を生ずるような振幅修正信号を
生ずる値とすると好都合である。即ちこの制御信
号が例えばその値を減少させると（合成パルス波
形の平均振幅が減少する）、振幅修正信号はその
値をこれに応じて増加させ、波形wdmの振幅を
増加させ、これは制御信号が一連のクロツク起動
パルスの平均ピーク対ピーク振幅により定まる値
において制御信号を安定値とし、平衡が得られる
までこれを行う。

各テレビジヨンデータラインのクロツク起動期
間に対し、本発明回路による“クリスピニング”
作用の適合制御を制限することにより、制御信号
レベル内に大なるドリフトが生ずる問題が回避で
きる。これは供給されたデータパルス波形が
“０”または“１”データパルスの長い連続より
成る場合、これらには有効な補助波形が生じない
ので普通上述のドリフトの問題があるが、これら
は上述の手段で回避できる。各テレビジヨンデー
タラインのクロツク起動期間内において供給され
たデータパルス波形の高周波成分は容易にこれを
検出することができる。

第３図の回路において高域波器１および増倍
回路２は上述の如く既知のもので構成できる。さ
らに減算および結合回路６はそれぞれ既知の減算
器および加算器によつて構成できる。スイツチ７
は既知の電子スイツチで構成する。ピーク検出回
路３は一般に第５図に示す如くの回路として構成
でき、この回路は２個のダイオード１１および１
２と２個のコンデンサ１３および１４とを有す
る。入力端子１５に供給された交流信号はコンデ
ンサ１３を通じ２個のダイオード１１および１２
に供給され、このうちダイオード１２は正の半サ
イクルにおいて通電し、交流信号の正ピーク値を
コンデンサ１４に蓄積し、ダイオード１１は負の
半サイクルにおいて通電し、交流信号の負の半サ
イクルにおける振幅をコンデンサ１４のリターン
側に生ずる。このコンデンサ１４の放電通路は高
い値のシヤント（並列）抵抗（図示せず）によつ
て設けることができ、またこのコンデンサ１４を
漏洩抵抗とすることにより構成することができ
る。合成出力信号が出力端子１６に現れる。この
回路が第１ｃ図に示すような両方向レベルテレビ
ジヨンビデオ信号の形状のデータパルス波形とす
る場合、第５図の回路の説明において入力端子１
５に供給される交流信号はこのパルス波形のピー
ク値の極性に関しこれらを検出するものである。

タイマ５は第６図に示す如き形態とすることが
できる。第６図の回路は水平同期パルス分離回路
１７とパルス発生器１８とを有する。水平同期パ
ルス分離回路１７は受信したビデオ信号VS内の
水平同期パルスLS１，LS２（第１ａ図に示す）
を検出し、パルス発生器１８をトリガし、この回
路１８はこれに応じてタイミングパルスｔを発生
し、これによつてスイツチ７が動作する。パルス
発生器１８はタイミングパルスｔが第１ｃ図にお
ける一連のクロツクパルスCLの始めにおいて生
じ、その継続期間だけ持続するようなトリガチエ
ーンを有する。テレビジヨンデータラインにおけ
る符号化パルスデータのタイミングの偏差許容値
は、このパルス発生器１８のトリガチエーンを決
定する場合にこれを考慮に入れる必要がある。

第３図の回路の可能な変形例としては、供給デ
ータ波形と組合せるべき補助波形の振幅修正制御
は波器１による分離作用の前に供給データパル
ス波形自体に加えることによつても行うことがで
きる。この目的に対しては第３図に点線で示す如
く通常の利得制御増幅器を入力端子８と波器１
の間に挿入する。この増幅器を減算回路４より供
給される振幅修正信号により制御する。この場合
増倍回路２を省略することができる。この変形回
路を第３図に点線で示してある。供給されるデー
タパルス波形は常に最大値と最少値の間の位置極
性のみであるので、この変形例においては利得制
御増幅器として四象限増倍回路を必要としない。
この増倍回路２を使用するのは回路設計上の問題
であり、波器１より交流信号出力とまた、各対
抗する極性間の一定限界を越える修正信号の振幅
を理由よりである。しかしながらこのような選択
を必要としない場合には、通常の利得制御増幅器
を第３図に示すもとの回路に増倍回路２と代えて
使用することができる。

【図面の簡単な説明】

第１ａ図はテレテキストテレビジヨンビデオ信
号の一水平期間内の波形図、第１ｂ図はテレビジ
ヨンデータライン内の符号化パルスデータのフオ
ルマツトを示す図、第１ｃ図はテレビジヨンデー
タライン内のビデオ信号波形の前半部の理想的図
形、第２図はデータパルススペクトルに及ぼすエ
コーの減衰効果を示す図、第３図は本発明の１例
の回路を示すブロツク図、第４ａ〜第４ｄ図は第
３図の回路により行う本発明の“クリスピニン
グ”手段を説明するための各波形図、第５図およ
び第６図は第３図の回路の各構成部分の説明用回
路図である。 １……高域波器、２……増倍回路、３……ピ
ーク対ピーク検出回路、４……減算回路、５……
タイマ、６……結合回路、７……スイツチ、８…
…入力端子、９……出力端子、１０……データス
ライサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 一連のビツト流として生じ、各連続バースト
   内に配置され、その各々はクロツク・ラン−イ
   ン・パルスに続く符号パルスの連続を有してなる
   データパルス波形の形状を改良する回路であつ
   て、前記データパルス波形を受信するように接続
   され、この波形中の高周波成分を他の部分より分
   離するように動作する高域波器と、かく分離し
   た高周波成分を補助波形とし、前記データパルス
   波形並びに前記補助波形を受信するように接続さ
   れ、これらの波形の合成パルス波形を形成する結
   合回路とを有するデータパルス波形プロセス回路
   において、前記合成パルス波形を受信し、データ
   パルスバースト内の連続クロツク・ラン−イン・
   パルスの平均ピーク対ピーク振幅の関数たる値に
   各データパルスバーストを調整する振幅修正信号
   を生ずるよう動作する制御回路と、前記振幅修正
   信号に応動してデータパルスバースト内の後続す
   る連続符号パルスに対する前記補助波形の振幅を
   決定する制御回路とを具えて成ることを特徴とす
   るデータパルスプロセス回路。 ２ 前記制御回路は基準信号を発生する基準信号
   源と、前記合成パルス波形を供給するスイツチ
   と、各データパルスバースト内の連続クロツク・
   ラン−イン・パルスの期間中に対し前記スイツチ
   を閉じるよう動作するタイマと、前記スイツチ出
   力に接続され連続クロツク・ラン−イン・パルス
   の平均ピーク対ピーク値を蓄積するコンデンサを
   有し、このコンデンサに蓄積される電荷が制御信
   号となるようにするピーク対ピーク検出回路と、
   前記基準信号と前記制御信号とを受信しこれらに
   応動して前記振幅修正信号を達成する差信号を生
   ずる減算回路とを具えて成る特許請求の範囲第１
   項記載の回路。 ３ 前記利得制御回路は波器よりの補助波形と
   修正信号とを受信するように接続した四象限増倍
   回路であり、この増倍回路よりその出力に振幅を
   修正した補助波形を生ずるようにした特許請求の
   範囲第１項または第２項記載の回路。 ４ 前記利得制御回路は、前記修正信号を受信す
   るよう接続され、これにより原パルス波形を高域
   波器に供給する利得制御増幅器とし、前記波
   器よりの補助波形によつて振幅修正補助波形を形
   成する特許請求の範囲第１項または第２項記載の
   回路。