JPS5847030B2 - 回転体の回転速度表示装置 - Google Patents

回転体の回転速度表示装置

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JPS5847030B2
JPS5847030B2 JP52036524A JP3652477A JPS5847030B2 JP S5847030 B2 JPS5847030 B2 JP S5847030B2 JP 52036524 A JP52036524 A JP 52036524A JP 3652477 A JP3652477 A JP 3652477A JP S5847030 B2 JPS5847030 B2 JP S5847030B2
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Description

【発明の詳細な説明】 本発明は回転体の回転速度表示装置に係り、きわめて容
易に基準回転速度からのずれを確認することの出来る装
置を提供するものである。
従来よりこの種の装置として、例えばレコードプレヤー
などにおいてはターンテーブルの外周部付近に設けられ
た一定間隔のストロボ縞を一定周期で点滅するネオン管
などで照射し、前記ターンテーブルの回転速度が基準の
回転速度（例えば、３３１／３．ｒｐｌＩ）になったと
きには前記ストロボ縞が静止して見え、前記ターンテー
ブルの回転速度が前記基準回転速度よりも速くなったと
きには前記ストロボ縞が回転方向に流れて見え、前記タ
ーンテーブルの回転速度が前記基準速度よりも遅くなっ
たときには前記ストロボ縞が回転方向と逆方向に流れて
見えるように構成したものが多用されてきた。
しかしながら、このようなストロボ縞による回転速度表
示装置ではターンテーブルの回転速度が基準の回転速度
から大きくずれている場合などには２〜３ｒｒＬ離れた
ところから一目見ただけで確認出来るが、ごくわずかだ
けずれている場合にはストロボ縞の移動速度が遅くなる
ため、近くに寄ってしばらくの間注視していないと判別
がつかないと云う問題があった。
また、特にレコードプレヤーなどにおいては、ターンテ
ーブルの外周部付近にストロボ縞を設けなければならな
いと云うことは、レコードプレヤーのデザイン上に大き
な制約を受け、さらにターンテーブルの製造コストの上
昇をも招く原因となっていた。
本発明の回転体の回転速度表示装置は以上のような問題
を解消するものである。
本発明の一実施例における回転体の回転速度表示装置の
ブロックダイアグラムを第１図に示す。
第１図において、水晶発振子１を有する水晶発振器２の
出力は分局器３に印加され、前記分周器３の出力はその
単安定時間が前記水晶発振器２の出力周波数によって制
御される単安定回路４の入力端子Ｘ１に印加され、前記
単安定回路４の出力端子Ｚ１は抵抗５とコンデンサ６か
らなる平滑回路に接続され、前記コンデンサ６と並列に
同じ抵抗値を有する抵抗７と抵抗８による分圧回路が接
続され、前記分圧回路の分圧中点には比較増幅器９の非
反転入力端子９ａが接続されている。
一方、コンデンサ１０を有する電圧制御発振器１１の出
力端子Ｊは前記単安定回路４と全く同じ構成の単安定回
路１２の入力端子Ｘ２に印加され、前記単安定回路１２
の出力端子Ｚ２は抵抗１３とコンデンサ１４からなる平
滑回路に接続され、前記コンデンサ１４と並列に抵抗１
５、可変抵抗器１６ならびに前記抵抗１５と同じ抵抗値
を有する抵抗１７による分圧回路が構成され、この分圧
中点である前記可変抵抗器１６の中点には前記比較増幅
器９の反転入力端子９ｂが接続され、前記比較増幅器９
の出力は前記電圧制御発振器１１の制御入力端子Ｋに印
加されている。
尚、前記水晶発振器２の出力信号は前記単安定回路４の
制御入力端子￥１および前記単安定回路１２の制御入力
端子￥２に印加されている。
また、前記電圧制御発振器１１の出力信号は、分局比切
り換えのためのスイッチ１８を有する分局器１９に印加
され、前記分周器１９の出力信号は分周器２０を介して
位相比較器２１の一方の入力端子２１ａに印加されてい
る。
一方、回転体に連結されたモータ２２には速度検出器２
３が連結され、前記速度検出器２３の出力信号は増幅器
２４に印加され、前記増幅器２４の出力信号は前記位相
比較器２１の他方の入力端子２１ｂに印加されるととも
に単安定回路２５の入力端子Ｘ３に印加されている。
前記単安定回路２５の出力端子Ｚ３は合成回路２６の一
方の入力端子Ｑに接続され、前記合成回路２６の他方の
入力端子Ｒには前記位相比較器２１の出力信号が印加さ
れている。
前記合成回路２６の出力端子Ｔはモータ駆動回路２７の
入力端子に接続され、前記モータ駆動回路２７の出力側
にモータ２２が接続されている。
尚、前記単安定回路２５の制御入力端子￥３には前記分
周器１９の出力信号が印加されている。
さて、前記電圧制御発振器１１の出力信号はまた、ＡＮ
Ｄゲ゛−ト２８の一方の入力端子２８ａに印加され、前
記分周器３の出力信号はトリガパルス発生回路２９の入
力端子Ｖ１に印加され、前記トリガパルス発生回路２９
の出力端子Ｗ１は前記ＡＮＤゲート２８の他方の入力端
子２８ｂに接続され、前記ＡＮＤゲート２８の出力信号
は単安定回路３０の入力端子Ｘ４に印加され、前記単安
定回路３０の出力端子Ｚ４は分周器３１の入力端子に接
続され、前記分周器３１の出力信号はＡＮＤゲ゛−ト３
２の入力端子３２ａ１ トリガパルス発生回路３３の入
力端子Ｖ２、ＡＮＤゲ゛−ト３４の入力端子３４ａに印
加されている。
一方、抵抗５とコンデンサ６によって構成された平滑回
路の出力側、すなわち前記抵抗５とコンデンサ６の接続
点には比較増幅器３５の反転入力端子３５ｂが接続され
、抵抗１３とコンデンサ１４によって構成された平滑回
路の出力側、すなわち前記抵抗１３とコンデンサ１４の
接続点には前記比較増幅器３５の非反転入力端子３５ａ
が接続され、前記比較増幅器３５の出力信号は前記ＡＮ
Ｄゲート３２の入力端子３２ｂに印加されるとともに反
転増幅器３６を介して前記ＡＮＤゲート３４の入力端子
３４ｂに印加されている。
また、前記トリガパルス発生回路３３の出力端子Ｗ２は
単安定回路３７の入力端子Ｘ、に接続され、前記単安定
回路３７の出力端子Ｚ、は反転増幅器３８の入力端子に
接続されるとともに、前記ＡＮＤゲ゛−ト３２の入力端
子３２ｃ１前記ＡＮＤゲート３４の入力端子３４ｃに接
続され、前記ＡＮＤゲート３２の出力信号は増幅器３９
に印加され、前記ＡＮＤゲート３４の出力信号は増幅器
４０に印加されている。
さらに、前記反転増幅器３８の出力側、前記増幅器３９
の出力側、前記増幅器４０の出力側にはそれぞれ、抵抗
４１．４２，４３を介して、表示素子として用いられて
いる発光ダイオード４４゜４５．４６が接続されている
。
尚、第１図の装置において、抵抗５と抵抗１３の抵抗値
は同じで、コンデンサ６とコンデンサ１４の容量も同じ
で、抵抗７と抵抗８の合成抵抗と、抵抗１５、可変抵抗
器１６、抵抗１７の合成抵抗も同じ値をとるものとする
。
第１図の装置において、水晶発振器２、分周器３、比較
増幅器９、電圧制御発振器１１、分周器１９、分周器２
０、位相比較器２１、増幅器２４、合成回路２６、モー
タ駆動回路２７．分周器３１比較増幅器３５、反転増幅
器３６、反転増幅器３８、増幅器３９、増幅器４０はい
ずれも周知の回路構成で実現出来るので、その構成およ
び動作の詳しい説明は省略するが、第２図に０Ｍ０８−
ＩＣによる反転増幅器を用いた水晶発振器２の一構成例
を示し、第３図には同じ＜０Ｍ０８−ＩＣによる反転増
幅器を用いた電圧制御発振器１１の一構成例を示し、第
４図ａ、ｂ、ｃには、抵抗あるいは抵抗とコンデンサに
よる合成回路２６の３つの構成例を示す。
第２図では端子Ｇが信号出力端子であり、第３図では端
子Ｓが電源電圧供給端子で、Ｊが信号出力端子、Ｋが制
御入力端子であり、前記制御入力端子ＫＩＩ′ｉＰチャ
ネルエンハンスメント形ＭＯＳトランジスタ４７のゲー
トに接続されている。
尚、前記Ｐチャネルエンハンスメント形ＭＯＳトランジ
スタ４７のドレイン・ソース間に接続されている抵抗４
８は制御用の抵抗であり、第３図に示した電圧制御発振
器はコンデンサ１０と抵抗４９を含むリングオシレータ
の電源印加電圧を前記Ｐチャネルエンハンスメント形Ｍ
ＯＳトランジスタ４７によって制御して発振周波数を制
御するものである。
第４図ａは最も多く用いられる合成回路で、Ｑ端子に接
続される抵抗とＲ端子に接続される抵抗の抵抗比を調整
して位相制御ゲインを設定するものである。
第４図すに示した合成回路は、位相比較器２１から得ら
れるディジタル出力信号と単安定回路２５から得られる
ディジタル出力信号を、一度、平滑回路によって直流化
したあと合成するもので、第４図Ｃに示した合成回路は
第４図すの回路を簡略化した例である。
この他、合成回路に複数な機能をもたせたい場合にはス
イッチング回路、ゲート回路などが合成回路の中に挿入
される。
さて、第１図においてトリガパルス発生回路、２９およ
び３３は入力信号のレベル変化時に非常に短かい時間幅
の微分パルスを発生するもので、その具体的な回路構成
例および各部の信号波形を第５図および第６図にそれぞ
れ示し、次に動作の概要について説明する。
第５図において、入力端子ＶにはＮＡＮＤゲートＡの入
力端子１人が接続され、前記ＮＡＮＤゲ゛−トＡの出力
端子ＯＡはＮＡＮＤゲートＣの入力端子１Ｃに接続され
ている。
一方、前記入力端子Ｖには反転増幅器Ｅの入力端子１Ｅ
が接続され、前記反転増幅器Ｅの出力端子ＯＥは、ＮＡ
ＮＤゲートＢの入力端子１Ｂに接続され、前記ＮＡＮＤ
ゲ゛−トＢの出力端子ＯＢはＮＡＮＤゲートＤの入力端
子１Ｄに接続されるとともに反転増幅器Ｆの入力端子１
Ｆに接続されている。
また、前記ＮＡＮＤゲートＣの他方の入力端子２Ｃは、
前記ＮＡＮＤゲートＡの他方の入力端子２人に接続され
るとともに、前記ＮＡＮＤゲー１−Ｄの出力端子ＯＤに
接続され、前記ＮＡＮＤゲ゛−トＤの他方の入力端子２
Ｄは、前記ＮＡＮＤデートＢの他方の入力端子２Ｂに接
続されるとともに前記ＮＡＮＤゲートＣの出力端子ＯＣ
に接続されている。
さらに、前記反転増幅器Ｆの出力端子ＯＦは出力端子Ｗ
に接続されている。
さて、第５図に示したトリガ゛ノくルス発生回路の動作
を第６図に示す各部の信号波形図を用いて説明する。
第６図の信号波形図において、高電位の状態をＨとし、
低電位（零電位）の状態をＬとする。
まず、入力端子■に印加される電位がＬレベルのとき、
各Ｎ０（１）ゲートの出力レベルは一義的に定まり、Ｎ
ＡＮＤゲートＡがＨ，ＮＡｌ’、のゲートＢがＨ，ＮＡ
ＮＤゲートＣがり、ＮＡＮＤゲ゛−トＤがＨとなってい
る。
すなわち、ＮＡＮＤゲートＡは一方の入力端子１人のレ
ベルがＬであるので、その出力端子ＯＡは確実にＨにな
る。
もしＮＡＮＤゲートＣがＨｌすなわち、その出力端子Ｏ
ＣのレベルがＨであるとすると、その入力端子２Ｃのレ
ベルはＬでなければならない。
前記ＮＡＮＤゲートＣの入力端子２ＣのレベルがＬであ
るためにはＮＡＰ＞Ｄゲ゛−トＤの出力端子ＯＤのレベ
ルがＬになっている必要があり、このことは前記ＮＡＮ
ＤゲートＤの入力端子１ＤがＨになる必要があることを
意味し、前記ＮＡＮＤゲートＤの入力端子１ＤがＨにな
るためにはＮＡＮＤゲ゛−トＢの入力端子１ＢがＬでな
ければならない。
しかしながら、入力端子ＶのレベルはＬであるから、前
記ＮＡＮＤゲ“−トＢの入力端子１ＢのレベルはＨであ
る。
すなわち、入力端子■のレベルがＬのときには前記ＮＡ
ＮＤゲートＣの出力端子ＯＣのレベルがＨになることは
あり得ず、必らずＬになる。
さて、第６図Ｖに示す如く、入力端子Ｖのレベルが急に
上昇してＬからＨに移ったとすると、ＮＡＮＤゲ゛−ト
Ａの入力端子２人のレベルがＨになっているから前記Ｎ
ＡＤ■ゲ’−トＡの出力端子ＯＡのレベルはＨからＬに
変化し、同時にＮＡＮＤゲートＣの出力端子ＯＣのレベ
ルもＬからＨに変化する。
これによって、ＮＡＮＤゲ゛−トＤの入力端子２Ｄのレ
ベルがＬからＨに変化するから前記ＮＡＮＤゲートＤの
出力端子ＯＤのレベルはＨからＬに移行し、ＮＡＮＤゲ
ートＡの出力端子ＯＡのレベルは再びＬからＨに戻る。
これらの動作は瞬間的に終了し、前記ＮＡＮＤゲートＡ
の出力端子ＯＡのレベルは第６図Ａに示すように入力レ
ベルがＬからＨに変化した瞬間に非常に短かい時間の間
、ＨからＬに移行する。
前記入力端子ＶのレベルがＨに保持されている間は第６
図Ｂ１第６図Ｃ１第６図りに示すようにＮＡＮＤゲー）
Ｂの出力端子ＯＢのレベルがＨ１ＮＡＮＤゲ゛−トＣの
出力端子ＯＣのレベルがＨ１ＮＡＮＤゲ゛−トＤの出力
端子ＯＤのレベルがＬになっている。
前記入力端子■のレベルが急に下降してＨからＬに移っ
た瞬間には、それまでＮＡＮＤゲートＢの入力端子２Ｂ
のレベルがＨになっているから、前記ＮＡＮＤゲ゛−ト
Ｂの出力端子ＯＢのレベルはＨからＬに移行し、これに
よって前記ＮＡＮＤゲートＤの出力端子ＯＤのレベルは
ＬからＨに上昇する。
このとき、ＮＡＮＤゲ゛−トＡの出力端子ＯＡのレベル
は非常に短かい時間の間、ＨからＬに移行する。
前記入力端子■のレベルがＬに保持されている間は、先
にも述べたように、ＮｏのゲートＡの出力端子ＯＡのレ
ベルはＨ，ＮＡＮＤゲートＢの出力端子のＯＢのレベル
もＨ１ＮＡＮＤゲ゛−トＣの出力端子のＯＣのレベルが
ＬｌＮＡ［）ゲ゛−ｔ−Ｄの出力端子ＯＤのレベルはＨ
になっている。
以後、入力端子■のレベルがＬからＨｌあるいはＨから
Ｌに変化するたびに同じような動作を繰り返し、結局、
前記入力端子Ｖのレベルが第６図Ｖに示す如く変化した
とき、ＮＡＮＤゲートＡの出力端子ＯＡのレベル、ＮＡ
ＮＤゲー１−Ｂの出力端子ＯＢのレベル、ＮＡＮＤゲー
トＣの出力端子ＯＣのレベル、ＮＡＮＤゲートＩ）の出
力端子ＯＤのレベルの変化はそれぞれ、第６図Ａ１第６
図Ｂ１第６図Ｃ１第６図りに示す如くなる。
すなわち、人力信号の正方向の変化によって、ＮＡＮＤ
ゲートＡの出力端子ＯＡには負方向のトリガパルスが発
生し、入力信号の負方向の変化によってＮＡＮＤゲート
Ｂの出力端子ＯＢには負方向のトリガパルスが発生する
。
第５図に示したトリがパルス発生回路では、ＮＡＮＤゲ
ートＢの出力端子ＯＢに反転増幅器Ｆの入力端子１Ｆを
接続し、前記反転増幅器Ｆの出力端子ＯＦを出力端子Ｗ
に接続しているので、前記出力端子Ｗには第６図Ｗに示
すような信号波形が現われる。
つぎに、第１図に示したブロックのなかで、単安定回路
４，１２，２５，３０，３７はいずれも単安定マルチバ
イブレータと同様の動作をするものであるが、その入力
端子Ｘに印加される信号の１サイクルの期間に制御入力
端子Ｙに印加される信号の任意のサイクルに相当する単
安定時間を有する出力信号を発生するもので、第７図に
基本的な構成例を示し、第８図、第９図には各部の信号
波形図を示し、第１０図、第１１図には他の構成例と各
部の信号波形図をそれぞれ示す。
第７図において、第１の信号入力端子Ｘには２人力ＮＡ
ＮＤケ＝ ｈ ａの入力端子２ａが接続され、前記２人
力ＮＡＮＤゲ゛＝ トａの出力端子Ｏａは２人力ＮＡＮ
Ｄゲートｂの入力端子２ｂに接続されるとともに、４人
力ＮＡＮＤゲ゛−トｃの入力端子２ｃに接続され、前記
２人力ＮＡＮＤゲ゛−トｂの出力端子Ｏｂは前記２人力
ＮＡＮＤゲ゛−トａの入力端子１ａに接続され、さらに
３人力ＮＡＮＤゲ゛−トｆの入力端子２ｆに接続されて
いる。
また、基準信号入力端子である第２の信号入力端子Ｙに
は前記４人力ＮＡＮＤゲ゛＝ トｃの入力端子４ｃおよ
び２人力ＮＡＮＤゲートｊの入力端子２ｊ、反転増幅器
ｎの入力端子１ｎが接続され、前記反転増幅器ｎの出力
端子Ｏｎには２人力ＮＡＮＤゲ゛−トｇの入力端子２ｇ
１２人力ＮＡＮＤゲ゛−トｍの入力端子２ｍが接続され
ている。
さらに、前記４人力Ｎ００ゲ゛−トｃの出力端子Ｏｃは
２人力ＮＡＮＤゲ゛−トｄの入力端子２ｄに接続され、
前記２人力ＮＡＮＤゲ゛−）ｄの出力端子Ｏｄは前記２
人力ＮＡＮＤゲ゛−トｇの入力端子１ｇに接続されると
ともに、３人力ＮＡＮＤゲ゛−トｅの入力端子３ｅ？こ
接続され、前記３人力ＮＡＮＤゲ゛−トｅの出力端子Ｏ
ｅは前記２人力ＮＡＩ’Ｓのゲ゛−）−ｄの入力端子１
ｄに接続されるとともに前記２人力Ｎ■■ゲートｂの入
力端子１ｂならびに前記４人力ＮＡＮＤゲートｃの入力
端子１ｃに接続されている。
前記２人力〜■助ゲ゛−トｇの出力端子Ｏｇは２人力Ｎ
■のゲートｈの入力端子２ｈに接続され、前記２人力Ｎ
ＡＮＤゲ゛−１−ｈの出力端子Ｏｈは前記２人力Ｎ■の
ゲ゛−１−ｊの入力端子１ｊに接続されるとともに、３
人力Ｎυ■ゲ゛−トｉの入力端子３ｉならびに２人力Ｎ
ＡＮＤゲートｔの入力端子１ｔに接続され、前記３人力
ＮＡ１’Ｓのゲートｉの出力端子Ｏ３は前記２人力ＮＡ
ＮＤゲ゛−）ｈの入力端子１ｈに接続されるとともに、
反転増幅器０の入力端子１０に接続され、前記反転増幅
器０の出力端子００は信号出力端子Ｚに接続されている
。
また、前記２人力ＮＡＮＤゲ゛−１ｊの出力端子Ｏｊは
２人力ＮＡＮＤゲートにの入力端子２ｋに接続され、前
記２人力ＮＡＮＤゲ゛−トにの出力端子Ｏｋは２人力Ｎ
ＡＮＤゲ゛−トｍの入力端子１ｍに接続されるとともに
、前記２人力ＮＡＮＤゲートｔの入力端子２ｔならびに
前記３人力ＮＡＮＤゲ’−トｆの入力端子１ｆに接続さ
れ、前記２人力ＮＡＮＤゲ゛−トｔの出力端子Ｏｔは前
記２人力Ｎυのゲ′−トにの入力端子１ｋに接続され、
前記２人力ＮＡＮＤゲ゛＝）ｍの出力端子Ｏｍは前記３
人力ＮＡＮＤゲートｅの入力端子２ｅならびに前記３人
力ＮＡＩ’■ゲ゛−トｉの入力端子２ｉに接続され、前
記３人力ＮＡＮＤゲ’−トｆの出力端子Ｏｆは前記３人
力ＮＡＮＤゲ゛ ｈｅの入力端子１ｅならびに前記３人
力ＮＡＮＤゲ゛−トｉの入力端子１ｉに接続されている
。
さて、第１図に示した単安定回路の信号入力端子Ｘおよ
びＹに第８図ＸおよびＹに示すような信号波形が印加さ
れたときの動作について説明すると、まず、時刻１＝１
８においてはＸ端子およびＹ端子のレベルはＬであるか
ら、ＮＡ］’■ゲ゛−トａの出力レベルＵＨであり、Ｎ
ＡＮＤゲートｃの出力レベル、ＮＡＮＤゲ゛−トｆの出
力レベル、ＮＡＮＤゲ゛−トｊの出力レベルもすべてＨ
である。
また、ＮＡＮＤゲートｅ、、ＮＡＮＤゲートｉは時刻を
二ｔ。
以前にＮＡＮＤゲートｍによってリセットされているの
で、その出力レベルはともｌこＨになっている。
したがってＮＡＮＤゲートｂ、、ＮＡＮＤゲートｄの出
力レベルはともにＬであり、一方、反転増幅器ｎの出力
レベルはＨであるが、前記ＮＡＮＤゲ゛−トｄの出力レ
ベルがＬであるので、ＮＡＮＤゲ゛−１−ｇの出力レベ
ルはＨになり、ＮＡＮＤゲ゛−トｈの出力レベルはＬに
なり、これによって、ＮＡＮＤゲート１の出力レベルも
Ｈになるので ＮＡＮＤゲ゛−トにの出力レベルはＬで
ある。
また、ＮＡＮＤゲ゛−トｍの出力レベルはＨで、反転増
幅器０の出力レベルはＬである。
時刻１＝１．において、Ｘ端子の信号レベルがＬからＨ
に移行するが、出力レベルがＨになっているＮＡＮＤゲ
ートａ ｔ Ｃｙ ｅ ｔ ｆ ＋ ｇ ＋ １ ｙ
Ｊ ｓｌｙｍはいずれも他の入力端子にそのレベルがＬ
のものがあるので、各ＮＡＮＤゲ゛−トの出力レベルは
変動しない。
時刻ｔ＝ｔ２においてＹ端子の信号レベルがＬからＨに
移行すると、それまでのＮＡＮＤゲートｃの入力端子１
ｃ、２ｃ、３ｃのレベルがＨであるので、前記ＮＡＮＤ
ゲ゛−トｃの出力レベルはＨからＬに移行する。
この瞬間、ＮＡＮＤゲ゛−１−ｄの出力レベルはＬから
Ｈに移行し、ＮＡＮＤゲ゛＝）ｅの出力レベルがＨから
Ｌに移行し、これによってＮＡＮＤゲートｂの出力レベ
ルがＬからＨに移行し、同時にＮＡＮＤゲ゛＝）ａの出
力レベルがＨからＬに移行する。
前記ＮＡＮＤゲートａの出力レベルがＨからＬに移行す
ると、前記ＮＡＮＤゲ゛−トｃの出力レベルはＬから再
びＨに戻る。
第８図ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅはそれぞれＮＡＮＤゲートａ
、ｂ、Ｃ２ｄ、ｅの出力レベルの変化を示したものであ
る。
時刻ｔ＝ｔ３においてＹ端子の信号レベルがＨからＬに
移行すると、今度はＮＡＮＤゲートｇの入力端子１ｇの
レベルがそれまでにＨになっているので、前記ＮＡＮＤ
ゲ゛−トｇの出力レベルはＨからＬに移行する。
これによってＮＡＮＤゲ゛−トｈの出力レベルがＬから
Ｈに移行し、同時にＮＡＮＤゲ゛一口の出力レベルはＨ
からＬに移行する。
第８図ｇ、ｈ、ｉはそれぞれＮＡＮＤゲートｇ。
ｈ、ｉの出力レベルの変化を示したものである。
時刻１＝１．において、Ｘ端子の信号レベルがＨからＬ
に移行し、これによってＮＡＮＤゲートａの出力レベル
がＬからＨに移行するが、ＮＡＮＤゲ゛−）ｅの出力レ
ベルが依然としてＬであるのでＮＡＮＤゲ゛−トｂおよ
びＮＡＮＤゲ゛−トＣの出力レベルは変化しない。
同時刻にＹ端子の信号レベルがＬからＨに移行し、これ
によってＮＡＮＤゲ゛−ｔ−ｇの出力レベルがＬからＨ
に移行する。
また、ＮＡＩ＞（１）ゲ゛−１−ｊの入力端子１Ｊのレ
ベルはそれまでにＨになっているので、同時に前記ＮＡ
ＮＤゲ゛−トｊの出力レベルはＨからＬに移行し、これ
によってＮＡＮＤゲ゛−１−にの出力レベルはＬからＨ
に変化し、同時にＮＡＮＤゲ゛−トｔの出力レベルもＨ
からＬに移行する。
第８図ｊ、に、ｔはそれぞれＮＡ１’５（１）ゲートＪ
。
ｋ、ｔの出力レベルの変化を示したものである。
時刻ｔ＝１５においてＹ端子の信号レベルがＨからＬに
移行したとき、ＮＡＮＤゲ゛−１ｍの出力レベルはＨか
らＬに移行し、これによってＮＡＮＤゲートｅおよびＮ
ＡＮＤゲートｉの出力レベルがＬからＨに移行する。
また、ＮＡＮＤゲ’−１−ｊの出力レベルもＬからＨに
移行する。
前記ＮＡＩ＞■ゲートｅの出力レベルがＬからＨに移行
するとＮＡＮＤゲートｂおよびＮＡＮＤゲートｄの出力
レベルもＨからＬに移行し、前記ＮＡＮＤゲートｉの出
力レベルのＬからＨへの移行によってＮＡＮＤゲーｔ−
ｈの出力レベルもＨからＬに移行し、これによってＮＡ
ＮＤゲ゛−トｔの出力レベルがＬからＨに移行し、同時
にＮＡＮＤゲ゛−トにの出力レベルがＨからＬに移行す
る。
前記ＮＡＮＤゲー１−にの出力レベルがＨからＬに移行
するとＮＡＮＤゲートｍの出力レベルは再びＬからＨに
戻るが、ＮＡＮＤゲートｅおよびＮＡＮＤゲートｉはす
でに他の入力端子がＬになっているためその出力レベル
は変化しない。
第８図ｍはＮＡＮＤゲートｍの出力レベルの変化を示し
たものである。
また、信号出力端子Ｚには第８図Ｚに示すような信号波
形が現われる。
さて、時刻１＝１６においてＹ端子の信号レベルがＬか
らＨに移行するが、出力レベルがＨになっているＮＡＮ
Ｄゲートａ、ｃ、ｅ、ｆ２ｇ、ｉ。
」、ｔ２ｍはいずれも他の入力端子にそのレベルがＬの
ものがあるので、各ＮＡＮＤゲ゛−トの出力レベルは変
動しない。
時刻１＝１７においてＸ端子の信号レベルがＬからＨに
移行すると、それまでのＮＡＮＤゲートｃの入力端子１
ｃ、２ｃ、３ｃのレベルがＨであるので、前記ＮＡＮＤ
ゲ゛−トｃの出力レベルはＨからＬに移行する。
この瞬間、ＮＡＩ’■ゲー１−ｄの出力レベルＩ／ｉＬ
からＨに移行し、ＮＡＮＤゲートｅの出力レベル力用か
らＬに移行し、これによってＮＡＮＤゲートｂの出力レ
ベルがＬからＨに移行し、同時に、ＮＡＮＤゲ゛−トａ
の出力レベルがＨからＬに移行する。
前記ＮＡＮＤゲートａの出力レベルがＨからＬに移行す
ると、前記ＮＡＮＤゲートｃの出力レベルはＬから再び
Ｈに戻る。
時刻を二ｔ８においてＹ端子の信号レベルがＨからＬに
移行すると、今度はＮＡＮＤゲー１−ｇの入力端子１ｇ
のレベルがそれまでにＨになっているので、前記ＮＡＮ
Ｄゲ゛−トｇの出力レベルはＨからＬに移行する。
これによってＮＡＮＤゲ゛−トｈの出力レベルがＬから
Ｈに移行し、同時にＮＡＮＤゲ゛一口の出力レベルはＨ
からＬに移行する。
時刻を二１９においてＹ端子の信号レベルがＬからＨに
移行し、これによってＮＡＮＤゲートｇの出力レベルが
ＬからＨに移行する。
また、ＮＡＮＤゲートｊの入力端子１ｊのレベルはそれ
までにＨになっているので、同時に前記ＮＡＮＤゲート
ｊの出力レベルはＨからＬに移行し、これによってＮＡ
ＮＤゲートにの出力レベルはＬからＨに変化し、同時に
ＮＡＮＤゲートｔの出力レベルもＨからＬに移行する。
時刻ｔ＝ｔ１ｏにおいてＸ端子の信号レベルがＨからＬ
に移行したとき、ＮＡＮＤゲ゛−）ａの出力レベルはＬ
からＨに移行し、同時にＸ端子の信号レベルがＨからＬ
に移行したとき、ＮＡＮＤゲートｍの出力レベルはＨか
らＬに移行し、これによってＮＡＮＤゲートｅおよびＮ
０■ゲ゛−トｉの出力レベルがＬからＨに移行する。
また、ＮＡＮＤゲ゛−１−ｊの出力レベルもＬからＨに
移行する。
前記ＮＡＮＤゲートｅの出力レベルがＬからＨに移行す
るとＮＡＮＤゲートｂおよびＮＡＮＤゲートｄの出力レ
ベルもＨからＬに移行し、前記ＮＡＮＤゲートｉの出力
レベルのＬからＨへの移行によってＮＡＮＤゲートｈの
出力レベルもＨからＬに移行し、これによってＮＡＮＤ
ゲ゛ニドｔの出力レベルがＬからＨに移行し、同時にＮ
ＡＮＤゲー１−にの出力レベルがＨからＬに移行する。
前記ＮＡＮＤゲ’−トにの出力レベルがＨからＬＪと移
行するとＮＡＮＤゲートｍの出力レベルは再びＬからＨ
に戻るが、ＮＡＮＤゲートｅおよびＮＡＮＤゲートｉは
すでに他の入力端子がＬになっているため、その出力レ
ベルはＨのまま変化しない。
第８図Ｚに示した出力信号波形を見ればわかるように第
７図の装置ではＸ端子に印加される信号波形の１サイク
ルの間にＸ端子に印加される信号波形の１サイクルに相
当する単安定時間を有している。
ところで、第８図ｆに示した信号波形は、第７図のＮＡ
ＮＤゲ゛−トｆの出力レベルを示したものであるが、第
８図ではずっとＨレベルを維持し続け、同図を見ただけ
ではその機能が不明である。
第９図は前記ＮＡＮＤゲートｆの機能を説明するために
示した各部の信号波形図であり、時刻ｔ＝ｔ１４におい
て、Ｘ端子およびＸ端子の信号レベルがともにＨになっ
たとき、ＮＡＮＤゲートｃの出力レベルはＨからＬに移
行し、これによってＮＡＮＤゲートｄの出力レベルはＬ
からＨに移行し、同時にＮＡＮＤゲ゛−トｅの出力レベ
ルはＨからＬに移行するので、前記ＮＡＮＤゲートｃの
出力レベルは再びＨに戻るとともに、ＮＡＮＤゲ゛−ｔ
−ｂの出力レベルはＬからＨに移行し、同時に、ＮＡＮ
Ｄゲートａの出力レベルはＨからＬに移行する。
時刻ｔ＝ｔ１５においてＸ端子の信号レベルがＨからＬ
に移行すると、ＮＡＮＤゲ゛−トｇの出力レベルはＨか
らＬに移行し、ＮＡＮＤゲ゛−トｈの出力レベルもＬか
らＨに移行し、同時にＮＡＮＤゲーロの出力レベルがＨ
からＬに移行する。
時刻ｔ＝ｔ１６においてＸ端子の信号レベルがＨからＬ
に移行すると、ＮＡ１’？（１）ゲ゛−トａの出力レベ
ルがＬからＨに移行するが、他のＮＡＮＤゲートの出力
レベルは変化しない。
時刻ｔ＝ｔ１７においてＸ端子の信号レベルがＬからＨ
に移行すると、ＮＡＮＤゲ゛−１−ｇの出力レベルもＬ
からＨに移行し、また、ＮＡＮＤゲートｊの出力レベル
がＨからＨに移行するのでＮＡＮＤゲ゛−トにの出力レ
ベルはＬからＨに移行し、同時にＮＡＮＤゲ゛−トｔの
出力レベルはＨからＬに移行する。
このとき、ＮＡＮＤゲ゛−トｆの入力端子１ ｆｌ な
らびに３ｆはともにＨになっている。
時刻ｔ＝ｔ１８においてＸ端子の信号レベルがＬからＨ
に移行すると前記ＮＡＮＤゲートｆの出力レベルはＨか
らＬに移行し、ＮＡＮＤゲートｅおよびＮＡＮＤゲーｈ
ｉの出力レベルがＬからＨｉこ移行する。
これによってＮいＤゲ′−トｄおよびＮＡＮＤゲ゛−ト
ｂ ＮＡＮＤゲートｈ ＮＡＮＤゲ゛−トにの出力
レベルがＨからＬに移行し、〜イオゲ゛−トｚの出力レ
ベルはＬからＨに移行する。
その直後にＮＡＮＤゲ゛＝）Ｃの出力レベルがＨからＬ
に移行し、ＮＡＩ’Ｓ■ゲ゛−トｄの出力レベルがＬか
らＨに移行して新しい周期が始まる。
尚、ＮＡＮＤゲ゛−トｆの出力レベルがＨからＬに移行
した直後にＮＡＮＤゲ゛−トにの出力レベルがＨからＬ
に移行するので、前記Ｎ■■ゲートｆの出力レベルはす
ぐに再びＨに戻る。
さて、前記ＮＡＮＤゲ゛−１ｄの出力レベルがＬからＨ
に移行すると同時にＮＡＮＤゲ゛＝）ｅの出力レベルは
ＨからＬに移行し、ＮＡＮＤゲートｂの出力レベルがＬ
からＨに移行し、同時にＮＡＮＤゲートａの出力レベル
はＬとなる。
時刻ｔ＝ｔ１９においてＮＡＮＤゲ゛−トｇの出力レベ
ルがＨからＬに移行し、これによってＮＡＮＤゲートｈ
の出力レベルはＬからＨに移行し、同時にＮＡＩ＞（１
）ゲ゛−トｉの出力レベルはＨからＬに移行する。
時刻１＝ｉ２ｏにおいてＸ端子の信号レベルがＨからＬ
に移行すると、ＮＡＮＤゲートａの出力レベルだけがＬ
からＨに移行する。
時刻ｔ−ｔ２１においてＹ端子の信号レベルがＬからＨ
に移行すると、ＮＡＮＤゲ゛−トｇの出力レベルはＬか
らＨに移行し、また、ＮＡＮＤゲートｊの出力レベルが
ＨからＬに移行するので、ＮＡＮＤゲートにの出力レベ
ルはＬからＨに移行し、同時にＮＡＮＤゲートｔの出力
レベルはＨからＬに移行する。
時刻ｔ＝ｔ２２において、Ｘ端子の信号レベルがＬかＨ
に移行すると、ＮＡＮＤゲートｆの出力レベルはＨから
Ｌに移行し、以後同様の動作を繰り返す。
すなわち、ＮＡＩ’Ｓ■ゲ゛−１にの出力レベルがＨに
なっているとき、Ｘ端子の信号レベルがＬからＨに移行
すると、ＮＡＮＤゲートｆはリセットパルスを発生し、
単安定時間中に前記Ｘ端子の信号レベルの変化がかくれ
てしまうのを防止するものである。
第１０図に示した回路では、第１の信号入力端子Ｘには
３人力ＮＡＮＤゲ゛−トｃの入力端子２ｃおよび反転増
幅器Ｖの入力端子１■ならびに２人力ＮＡＮＤゲート１
の入力端子１±が接続され、第２の信号入力端子Ｙには
前記３人力ＮＡＮＤゲ゛−トｃの入力端子３ｃおよび反
転増幅器ｎの入力端子１ｎならびに２人力ＮＡＮＤゲー
トｊの入力端子２ｊが接続され、前記３人力ＮＡＮＤゲ
ートｃの出力端子Ｏｃは２人力ＮＡＮＤゲ’−トｄの入
力端子２ｄに接続され、前記２人力ＮＡＮＤゲ゛−１ｄ
の出力端子Ｏｄは２人力ＮＡＮＤゲ゛−トｅの入力端子
２ｅに接続されるとともに、前記２人力ＮＡＮＤゲ゛−
トｇの入力端子１ｇに接続され、前記２人力ＮＡＮＤゲ
゛−トｅの出力端子Ｏｅは前記２人力ＮＡＮＤゲートｄ
の入力端子１ｄ−に接続され、前記２人力Ｎ■■ゲ’−
トｇの出力端子Ｏｇは２人力ＮＡＮＤゲ゛−ｔ−ｈの入
力端子２ｈに接続され、前記２人力ＮＡＮＤゲ゛＝）ｈ
の出力端子Ｏｈは２人力ＮＡＮＤゲ゛＝ トｉの入力端
子２１に接続されるとともに前記２人力ＮＡＮＤゲ゛−
トｊの入力端子１ｊに接続され、前記２人力ＮＡＩ＞■
ゲートｉの出力端子Ｏｉは前記２人力ＮＡＮＤゲ゛−ト
ｈの入力端子１ｈに接続されるとともに、反転増幅器０
の入力端子１ｏに接続され、前記反転増幅器０の出力端
子Ｏｏは出力端子Ｚに接続されている。
一方、前記２人力ＮＡＮＤゲ゛−１−１の出力端子０１
は２人力ＮＡＮＤゲ゛−ト旦の入力端子１．！！に接続
されるとともに、３組のＴフリップフロップを構成する
４人力ＮＡＮＤゲ゛＝ トａの入力端子２ａ同４人力Ｎ
ＡＮＤゲ゛−ト旦の入力端子２旦、同３人力ＮＡＮＤゲ
゛−ト旦の入力端子１立、同３人力ＮＡＮＤゲ゛−トに
の入力端子１ ｋ、同３人力Ｎ００ゲ゛−トｑの入力端
子１旦にそれぞれ接続されている。
前記２人力ＮＡＮＤゲ゛−トｕの出力端子Ｏｕは２人力
ＮＡＮＤゲ゛＝ｈｗの入力端子１と、２人力ＮＡＮＤゲ
ートＸの入力端子１Ｘにそれぞれ接続され、前記反転増
幅器ヱの出力端子０ヱは前記２人力ＮＡＩＩ’■ゲート
ｗの入力端子２ｗに接続され前記２人力ＮＡＮＤゲ゛＝
トｗの出力端子Ｏｗは前記２人力ＮＡＮＤゲ゛−ト考の
入力端子２きに接続され、前記２人力ＮＡＮＤゲートＸ
の出力端子ＯＸは前記２人力ＮＡＮＤゲ’−トｔの入力
端子２ｔ１前記２人力Ｎａゲ’＝ トｕの入力端子２ｕ
にそれぞれ接続されている。
また、４人力Ｎ００ゲ゛−ト旦、４人力Ｎ０のゲ゛−ト
旦、２人力ＮＡＮＤゲ゛−ト９．２人力ＮＡＮＤゲート
ｄ、 ３人力Ｎす■ゲ゛−ト旦、２人力ＮＡＮＤゲート
ｆの６個のＮＡＮＤゲートは周知の１組のＴフリップフ
ロップを構威し、同様に、３人力〜イＤゲ゛−ト且、３
人力ＮＡＮＤゲ゛−トｈ、 ２人力ＮＡＮＤゲ゛−トエ
、２人力Ｎりのゲ゛−トＪ１３人力ＮＡＮＤゲート瓢２
人力ＮＡＮＤゲ゛＝１−２．さらには３人力ＮＡＮＤゲ
゛−トｍ、 ３人力ＮＡＮＤゲ゛−ト旦、２人力ＮＡＮ
Ｄゲ゛−トｏ１２人力ＮＡＮＤゲ゛−ト旦、３人力ＮＡ
ＮＤゲ゛−トｑ、 ２人力Ｎりのゲートｒもまたそれ
ぞれ周知のＴフリップフロップを構成している。
前記２人力ＮＡＮＤゲ゛−トｊの出力端子Ｏｊは初段の
Ｔフリップフロップを構成する４人力ＮＡＮＤゲ゛−）
ａの入力端子２ａならびに４人力ＮＡＮＤゲ゛−トｂの
入力端子２ｂに接続され、前記初段のＴフリップフロッ
プを構成する２人力ＮＡＮＤゲートｆの出力端子Ｏｆは
２段目のＴフリップフロップを構成する３人力ＮＡＮＤ
ゲ゛−トｇの入力端子２ｇおよび３人力ＮＡＮＤゲ゛−
１−ｈの入力端子２ｈに接続され、前記２段目のＴフリ
ップフロップを構成する２人力Ｎ０■ゲート 目のＴフリップフロップを構成する３人力ＮＡＮＤゲ゛
＝トｍの入力端子２ｍおよび３人力ＮＡＮＤゲ゛ートｎ
の入力端子２ｎに接続されている。
また、前記４人力ＮＡＮＤゲ゛−トａの出力端子Ｏａは
反転増幅器ｙの入力端子１ｙに接続され、前記反転増幅
器ｙの出力端子Ｏｙはβ入力Ｎ０■ゲートｔの入力端子
１ｓに接続され、前記２段目のＴフリップフロップを構
成する３人力ＮＡＮＤゲートにの出力端子０ｋｌｆｉ、
＠記３人力ＮＡＮＤゲ゛ートＳの入力端子２Ｓに接続さ
れ、前記３段目のＴフリップフロップを構成する３人力
ＮＡＮＤゲ゛ーｔーｑの出力端子Ｏｑは前記３人力ＮＡ
ＮＤゲ’−トｓの入力端子３ｓに接続されている。
さて、第１０図に示した回路のうち、それぞれ６個のＮ
ｏのゲートによって構成された３組のＴフリップフロッ
プはよく知られた構成なので、その動作の詳しい説明は
省略するが、リセット用の信号人力ラインを構成してい
るＮＡＮＤゲートａの入力端子２ ａ、、ＮＡＮＤゲー
トｂの入力端子２ｂ。
ＮＡＮＤゲ゛−トｅの入力端子１ ｅ、、ＮＡＮＤゲ′
−トにの入力端子１に、ＮＡＮＤゲートｑの入力端子１
ｑにそれぞれ、第１１図ｔに示すような信号波形を印加
しつつ、前記ＮＡＮＤゲートａの入力端子３ａおよび前
記ＮＡＮＤゲートｂの入力端子３ｂに第１１図」に示す
ような信号波形を印加したとき、ＮＡＮＤゲートａ、
ｂ 、 ｃ 、 ｄ ＋ ｅ ＋ ｆ ｐ ｋ ｐ ｌ
ｓｑ、ｒの出力信号レベルの変化は第１１図ａ 、
ｂ。
Ｃｙ ｄ ＋ ｅ ｔ ｆ ｓ ｋ ＋ ｌ ｐ Ｑ
ｙ ｒのようになる。
ところで、ＮＡＮＤゲートｔ、ｕ、ｗ、ｘおよび反転増
幅器■は負方向のトリガパルス発生回路を構成しており
、その動作は次の如くなる。
まず、ＮＡＮＤゲ゛−トｔの入力端子１ｔおよび反転増
幅器Ｖの入力端子１■に印加される電位がＬレベルのと
き、各ＮＡＮＤゲ゛−トの出力レベルは一義的に定まり
、Ｎ０■ゲートｔがＨ１ＮＡＮＤゲートｗがＨ，、ＮＡ
ＮＤゲートＵがり、 ＮＡＮＤゲートＸがＨとなってい
る。
すなわち、ＮＡＮＤゲ゛−トｔは一方の入力端子１ｔの
レベルがＬであるので、その出力端子Ｏｔのレベルは確
実にＨになる。
もし、ＮＡＮＤゲ゛−トｕがＨｌすなわち、その出力端
子ＯｕのレベルがＨであるとすると、その入力端子２ｕ
のレベルはＬでなければならない。
前記ＮＡＮＤゲ゛−トｕの入力端子２ｕのレベルがＬで
あるためにはＮＡＮＤゲ゛−トｘの出力端子Ｏｘのレベ
ルがＬになっている必要があり、このことは前記ＮＡＮ
Ｄゲ゛−トＸの入力端子２ＸがＨになる必要があること
を意味し、前記ＮＡＮＤゲートＸの入力端子２Ｘに”な
るためにはＮＡＮＤゲ゛−トｗの入力端子２ｗがＬでな
ければならない。
しかしながら、反転増幅器■の入力端子１ｖのレベルは
Ｌであるから、前記ＮＡＮＤゲ゛＝トｗの入力端子２ｗ
のレベルはＨ−である。
すなわち、前記入力端子１ＶのレベルがＬのときには前
記ＮＡＮＤのゲ゛ ）ｕの出力端子ＯｕのレベルがＨに
なることはあり得ず、必らずＬになる。
さて、前記入力端子１ｔおよび１Ｖのレベルが急に上昇
してＬからＨに移ったとすると、ＮＡＮＤケ’−ｔ−ｔ
の入力端子２ｔのレベルがＨになっているから前記ＮＡ
ＮＤゲートｔの出力端子ＯｔのレベルはＨからＬに変化
し、同時にＮＡＮＤゲー）ｕの出力端子Ｏｕのレベルも
ＬからＨに変化する。
これによって、ＮＡＮＤゲ゛ ’ｒ−ｘの入力端子１Ｘ
のレベルがＬからＨに変化するから前記ＮＡＮＤゲート
Ｘの出力端子ＯＸのレベルはＨからＬに移行し ＮＡＮ
Ｄゲ゛−＋−１の出力端子Ｏｔのレベルは再びＬからＨ
に戻る。
これらの動作は瞬間的に終了し、前記ＮＡＩ’■ゲ＝ト
１の出力端子Ｏｔのレベルは、人力レベルがＬからＨに
変化した瞬間に非常に短かい時間の間、ＨからＬに移行
する。
前記入力端子１ｔおよび１■のレベルがＨに保持されて
いる間は、ＮＡＮＤゲ’＝トｗの出力端子Ｏｗのレベル
がＨ，ＮＡＮＤゲ゛−）ｕの出力端子ＯｕのレベルがＨ
，ＮＡＮＤＮ０■ゲートｔ子ＯＸのレベルがＬになって
いる。
前記入力端子１ｔおよび１■のレベルが急に下降してＨ
からＬに移った瞬間には、それまでＮＡＮＤゲ゛−ｈｗ
の入力端子１ｗのレベルがＨになっているから、前記Ｎ
ＡＮＤゲ゛−ト１Ｗの出力端子ＯｗのレベルはＨからＬ
に移行し、これによって前記ＮＡＮＤゲ゛−トＸの出力
端子ＯＸのレベルはＬからＨに上昇する。
このとき ＮＡＮＤゲ゛−トｔの出力端子Ｏｔのレベル
は非常に短かい期間の間、ＨからＬに移行する。
前記入力端子１ｔおよび１■のレベルがＬに保持されて
いる間は、先にも述べたようにＮＡＮＤゲートｔの出力
端子ＯｔのレベルはＨ１ＮＡＮＤゲ′−トｗの出力端子
ＯｗのレベルもＨ，ＮＡＮＤゲ゛−トＵの出力端子Ｏｕ
のレベルがり、 ＮＡＮＤゲ゛−トＸの出力端子ＯＸの
レベルはＨになっている。
以後、入力端子１ｔおよび１ｖｙ）レベルがＬからＨｌ
あるいはＨからＬに変化するたびに同じような動作を繰
り返し、結局、前記入力端子１ｔおよび１Ｖのレベルが
第１１図ノに示す如く変化したときＮＡＮＤゲ゛−トｔ
の出力端子Ｏｔのレベルは第１１図ｔに示す如くなる。
すなわち、人力信号の正方向の変化によってＮＡＮＤゲ
ートｔの出力端子Ｏｔには負方向のトリガパルスが発生
する。
さて、入力端子ＸおよびＹに第１１図に示すような信号
波形が印加されたとき、まずＸ端子に印加される信号レ
ベルのＬからＨへの変化によってＮＡＮＤゲートｔは負
方向のトリガパルス、すなわちリセットパルスを発生し
、ＮＡＮＤゲートａｂｅ、に、ｑの出力をＨにせしめる
から、ＮＡＮＤゲートＳの出力もＨになる。
これによってＮＡＮＤゲートＣの出力端子ＯＣには、そ
の入力端子１ｃおよび２ｃのレベルがＨに保持されてい
る間は入力端子￥１すなわち前記ＮＡＮＤゲートｃの入
力端子３Ｃに印加される信号波形の反転出力が現われる
。
ところで、入力端子Ｘに印加される信号レベルがＬから
Ｈに変化する以前にはＮＡＮＤゲートＳの出力レベルは
Ｌになっているので、これによってＮＡＮＤゲ゛−トｅ
およびＮＡＮＤゲ゛−トｉの出力レベルはＨになってお
り、ＮＡＮＤゲートｄおよびＮＡＮＤゲートｈの出力レ
ベルがＬになっている。
前記ＮＡＮＤゲ゛−トｃの出力レベルがＨからＬに移行
した瞬間に前記ＮＡＮＤゲー１−ｄはその出力レベルが
ＬからＨに移行し、前記ＮＡＮＤゲートｅの出力レベル
は反対にＨからＬに移行する。
前記ＮＡ：Ｉ’［）ゲートｄの出力レベルがＨになった
瞬間からＮＡＮＤゲ゛−トｇの出力端子Ｏｇには入力端
子Ｙに印加される信号波形と回し信号が現われる。
前記ＮＡＮＤゲ゛−１−ｇの出力レベルがＨからＬに移
行した瞬間にＮＡＮＤゲートｈはその出力レベルがＬか
らＨに移行し、ＮＡＮＤゲ゛−トｉの出力レベルは反対
にＨからＬに移行する。
前記ＮＡＮＤゲートｈの出力レベルがＨになった瞬間か
らＮＡＮＤゲートｊの出力端子０」には入力端子Ｙに印
加される信号波形の反転信号が現われる。
このようにして、Ｎいのゲートｃ 、 ｄ 、 ｅ 、
ｇ。
ｈ、ｉ＋ｊの出力レベルはそれぞれ第１１図Ｃ２ｄ ｓ
ｅ ｐ ｇ、ｈ ＋ ｌ ＋ Ｊに示す如く変化する
。
さて、初段のＴフリップフロップの入力端子に第１１図
Ｊに示すような信号波形が印加され、リセット用の信号
入力ラインに第１１図ｔに示すような信号波形が印加さ
れたとき、フリップフロップを構成するＮＡＮＤゲート
ａ ｙ ｂ ＋ Ｃ＋ ｄ ＋ ｅ ｓｆ、に、ｔ、ｑ
、ｒの出力レベルはそれぞれ第１１図ａ 、 ｂ 、
Ｃ＋ ｄ ＋ ｅ ＋ ｆ ＋ ｋ ＋ Ｚ ＋ ｑ
ｓ ｒｌこ示す如く変化する力５、ＮＡＮＤゲートａの
出力レベルがり、、ＮＡＮＤゲ゛−トにの出力レベルが
Ｈ１ＮＡＮＤゲ゛−トｑの出力レベルがＨになった瞬間
にＮＡＮＤゲ゛＝）ｓの出力レベルはＨからＬに移行し
、〜い（１）ゲートｃ＋ｅ＋ｉの出力レベルはともｊこ
Ｈになる。
（ただし、前記ＮＡＮＤゲ゛−トｃの出力レベルは、前
記ＮＡＮＤゲートｓの出力レベルがＬになる以前にＸ端
子の信号レベルがＬになっていれば、このとき以前にＨ
になっている。
）この状態はＸ端子の信号レベルが再びＬからＨに変化
してＮＡＮＤゲー１−１によってフリップフロップがリ
セットされるまで保持される。
したがって第１０図の回路ではＸ端子およびＹ端子の信
号レベルが第１１図ＸおよびＹに示す如く変化したとき
、出力端子ＺにはＮＡＮＤゲ゛＝ ’ｒ−ｉの出力信号
の反転信号、すなわち第１１図Ｚに示すような信号波形
が現われる。
第１１図Ｚの信号波形を見れば明らかなように第１０図
に示した回路の出力信号はＸ端子に印加される信号の１
サイクル中にＹ端子に印加される信号の７サイクルに相
当する単安定時間を有しており、また、Ｘ端子に印加さ
れる信号の１サイクルの時間がＹ端子に印加される信号
の７サイクルの時間よりも短かい場合には出力端子Ｚの
信号レベルはずっとＨのままになる。
さて、第１図に示した装置をその機能別に分けてみると
、まず、水晶発振器２と分周器３による基準周波数発生
器と、前記基準周波数発生器を含み、単安定回路４、抵
抗５とコンデンサ６による平滑回路、抵抗７，８による
分圧回路、比較増幅器９、電圧制御発振器１１、単安定
回路１２、抵抗１３とコンデンサ１４による平滑回路、
抵抗１５．１７と可変抵抗器１６による分圧回路によっ
て構成された可変周波数発生器と、分周器１９゜２０、
位相比較器２１、増幅器２４、単安定回路２５、合成回
路２６、モータ駆動回路２１、ならびに速度検出器２３
によって構成され回転体の回転位相を前記可変周波数発
生器からの出力信号に同期すべく制御する位相制御手段
と、回転体の回転速度が基準の回転速度よりも速くなっ
たか、あるいは遅くなったかを判別する判別回路と、前
記判別回路の出力信号によって表示器を駆動する第１の
表示手段と、前記回転体の回転速度の基準値からのずれ
に応じて変化する周期信号（表示パルス）を得る変換回
路と、前記周期信号によって表示器を点滅させる第２の
表示手段とに分けることが出来、第１図の例では、判別
回路はトリガパルス発生回路３３、比較増幅器３５、単
安定回路３７によって構成され、第１の表示手段はＡＮ
Ｄゲート３２，３４、反転増幅器３６．３８、増幅器３
９．４０によって構成され、変換回路は可変周波数発生
器より得られる出力信号と基準周波数信号の論理積出力
を得る論理回路、すなわちＡＮＤゲート２８によるＡＮ
Ｄ回路と、トリガパルス発生回路２９、単安定回路３０
、分周器３１によって構成され、第２の表示手段はＡＮ
Ｄゲー１３２．３４、増幅器３９．４０によって構成さ
れ、発光ダイオード４４，４５．４６によって表示器が
構成されている。
以上のように機能別に第１図の装置の構成を分類するこ
とが出来るが以下に個々のブロックについて動作の概要
を説明する。
まず、可変周波数発生器について説明すると、第１図に
おいて、単安定回路４および単安定回路１２に第１０図
に示したような回路を用いるとすると、その出力は単安
定期間中のレベルカ用であり、非単安定期間中はＬとな
る。
前記単安定回路４および１２のＨレベルは供給電圧■ｃ
ｃに等しく、Ｌレベルの電位は零であるとすると、前記
単安定回路４および１２の出力信号が充分に平滑される
ように平滑回路を構成する抵抗５および１３、コンデン
サ６および１４の定数を設定したとき、抵抗５，７，８
，１３，１５゜１１、可変抵抗器１６の抵抗値をそれぞ
れＲ５゜Ｒ７，Ｒ８，Ｒ□３ ｆｆ Ｒ１５Ｊ Ｒ１□
、Ｒ１６、前記単安定回路４の単安定時間をＴＨｌ、非
単安定時間をＴＬｌ、単安定回路１２の単安定時間をＴ
Ｈ２、非単安定時間をＴＬ２ とすると、平滑電圧であ
るコンデンサ６の両端の電圧Ｖ６およびコンデンサ１４
の両端の電圧Ｖ１４は次のようになる。
ところで先にも述べた通り、抵抗５と抵抗１３の抵抗値
は等しく、抵抗７と抵抗１８の合成抵抗値と、抵抗１５
．１７と可変抵抗器１６の合成抵抗値も等しく設定され
ており、また、単安定回路４と単安定回路１２にはその
回路構成が全く同じものを用いるから、 一方、比較増幅器９の入力端子９ａおよび９ｂに印加さ
れる電圧Ｖａおよびｖｂは前記入力端子の入力インピー
ダンスが無限大と見なせるものとすると、 抵抗１５の抵抗値Ｒ１５と可変抵抗器１６の前記抵抗１
５側の抵抗値との合成抵抗をＲ■、抵抗１７の抵抗値Ｒ
１７と可変抵抗器１６の前記抵抗１１側の抵抗値との合
成抵抗をＲ１とすると、分周器３よりの出力信号の周波
数をｆｓ、電圧制御発振器１１の出力周波数をｆＶとす
ると、が成立する。
さて、第１図に示した装置では比較増幅器９の出力によ
って電圧制御発振器１１の発振周波数が制御される。
すなわちフィードバックコントロールループを形成して
いるから、前記比較増幅器９は誤差増幅器として働き、
入力端子９ａに印加される電圧ｖａと入力端子９ｂＪこ
印加される電圧Ｖｂの差が零になるように制御される。
したがって （１３）式より、電圧制御発振器１１の出力信号の周波
数ｆ■は水晶発振器２の出力信号の周波数ｆｓと可変発
振器１６による分圧回路の分圧比に依存し、前記可変抵
抗器１６の中点を摺動させることによって連続的に可変
出来ることがわかる。
つぎに位相制御手段について説明すると、電圧制御発振
器１１の出力信号は分周比切り換えのためのスイッチ１
８を有する分周器１９に印加されるが 前記分周器１９
の出力信号は次段の分周器２０に印加されるとともに単
安定回路２５の制御入力端子￥３に印加される。
一方、速度検出器２３の出力信号は増幅器２４によって
増幅され、矩形波になるまで増幅された出力信号は前記
単安定回路２５の入力端子Ｘ３に印加されるとともに位
相比較器２１によって前記分周器２０の出力信号と位相
比較される。
前記位相比較器２０の出力信号は合成回路２６を介して
モータ駆動回路２７に印加され、前記速度検出器２３の
出力信号の位相、すなわちモータ２２の回転位相と前記
分局器２０の出力信号の位相の関係が常に一定になるよ
うに制御されるのであるが、一般の位相比較器は位相差
に対しては有限のゲインを有するが、入力端子に印加さ
れる信号の周波数差ｌこ対してはゲインを有さず（厳密
に云えは、定常状態における速度ゲインは無限大である
が、速度変化に対するゲインの勾配は零である。
）、位相制御系だけでは回転体の過渡応答が非常に不安
定になるために、別に周波数制御系を併用して同期引き
込みの手段としている。
すなわち、第１図の装置ではモータ２２の回転速度が設
定値からかなりずれているときには単安定回路２５によ
る周波数制御系によって、モータ２２の回転速度を設定
値近くになるまで制御し、その後は位相比較器２１によ
る位相制御系によって速度検出器２３から得られる検出
位相信号、つまり前記モータ２２の回転位相信号と、分
周器２０から得られる基準位相信号の間の位相差が一定
値を保つように位相制御が行なわれる訳である。
さて、スイッチ１８を操作して分周器１９の出力周波数
が高くなるように設定したとすると、位相比較器２１の
入力端子２１ａに印加される基準位相信号の周波数が高
くなるとともに、単安定回路２５の単安定時間が短かく
なる。
前記単安定回路２５の単安定時間が短かくなるとその出
力端子Ｚ３に現われる出力信号の平均レベルは低下し、
モータ２２の回転速度を加速する方向にモータ駆動回路
２７が動作する。
前記モータ２２の回転速度が加速され、前記単安定回路
２５の出力信号の平均レベルかもとの状態に戻ったとき
、すなわち、前記出力信号のＨレベル期間とＬレベル期
間の比率がスイッチ１８を操作する前と同じになったと
き、位相比較器２１の入力端子２１ａに印加される基準
位相信号と、前記位相比較器２１の入力端子２１ｂに印
加される検出位相信号の周波数が等しくなり、今度は位
相制御が行なわれる。
このように第１図の位相制御手段では基準周波数信号の
切り換えに応じて自動的に周波数制御系を構成する単安
定回路の単安定時間が切り換わるため、回転速度の切り
換えを行なう場合には、ただ１個のスイッチ１８を操作
すれば良いし、可変抵抗器１６によって、基準周波数（
回転位相の制御のための）を連続的に変化させても、そ
の変化に自動的に追随して単安定回路２５の単安定時間
が変化するため、常に周波数制御系の平均出力レベルを
一定に維持することが出来る。
第１図に示した本発明の実施例では以上に示したような
モータの回転速度（回転位相）制御装置に回転体の回転
速度表示手段を連結している。
第１図に示した本発明の回転速度表示装置は、位相制御
手段を有する回転体の回転速度が位相制御のための基準
位相信号（第１図の例では可変周波数発生器からの出力
信号すなわち、電圧制御発振器１１の出力信号、あるい
は分局器２０の出力信号）の周波数に依存する。
つまり、位相制御系においては位相偏差は有限の値を示
すが、速度偏差は常に零となることに着眼してなされた
もので、基準周波数発生器からの信号周波数と、可変周
波数発生器からの信号周波数の差に応じて変化する周期
信号でもって回転体の回転速度の基準からのずれを表示
するものである。
さて、分周器３の出力信号が第１２図ｇに示す如くなっ
ているとすると、トリガパルス発生回路２９の出力端子
Ｗ１には第１２図すに示すような微分パルス列が現われ
る。
いま、可変抵抗器１６を調節してモータ２２の回転速度
を基準の回転速度よりも少し速くさせたとすると、その
ときの電圧制御発振器１１の出力信号波形は第１２図ｇ
に示す如くなる。
第１２図ｇの信号波形はＡＮＤゲート２８の入力端子２
８ａに加えられ、前記ＡＮＤゲ゛−ト２８の他方の入力
端子２８ｂに加えられた信号、すなわち第１２図すの信
号波形と前記第１２図Ｃの信号波形がともにＨレベルに
なったときのみ、前記ＡＮＤゲ゛−ト２８の出力はＨレ
ベルとなるから、前記ＡＮＤゲート２８の出力側には第
１２図ｇに示す如き信号波形が現われる。
ここで単安定回路３０の単安定時間を第１２図ｇの信号
波形の繰り返し周期よりも少し長くしておくと（これは
、例えば分周器３の分周比を１４分の１に設定しておい
て、前記単安定回路３０は制御入力端子￥４に印加され
る信号の１５サイクルに相当する単安定時間を有するよ
うに構成することによって可能となる。
）、第１２図ｇに示した信号波形の１発目のパルスで前
記単安定回路３０はトリガされ、単安定期間が終わらな
いうちに２発目のパルスが印加されて再び単安定期間が
始まる。
すなわち、前記単安定回路３０に最初のトリガパルス（
微分パルス）が印加されてから、前記単安定回路３０の
出力はＨレベルに維持され続け、５発目のトリガパルス
が印加されてから前記単安定回路３０の単安定期間が終
了した後に前記単安定回路３０の出力レベルはＬに戻る
。
結局、前記単安定回路３０に第１２図ｇに示す如き信号
波形が印加されたとき、その出力信号波形は第１２図ｇ
に示す如くなる。
つぎに、モータ２２の回転速度をさらに基準の回転速度
よりも速く調節したとすると、電圧制御発振器１１の出
力信号波形は第１２図ｆに示す如くなり、同様にしてＡ
ＮＤゲ゛−１２８の出力信号波形は第１２図ｇに示す如
くなる。
第１２図ｇに示すトリガパルス列によって単安定回路３
０はトリガされ、その出力信号波形は第１２図りに示す
如くなる。
さて、モータ２２の回転速度がもつと速くなったとする
と、電圧制御発振器１１の出力信号波形ＡＮＤゲート２
８の出力信号波形、単安定回路３０の出力信号波形はそ
れぞれ第１２図ｉ１第１２図ｊ１第１２図ｋに示す如く
なり、第１２図ｇ、第１２図りの信号波形よりもさらに
短かい周期でレベル変化を繰り返す。
一方、モータ２２の回転速度を基準の回転速度゛よりも
少し遅くなるように調節したときには、電圧制御発振器
１１の出力信号波形は第１３図ｇに示す如くなり、ＡＮ
Ｄゲート２８、単安定回路３０の出力信号波形はそれぞ
れ、第１３図ｇ、第１３図ｇに示す如くなる。
モータ２２の回転速度がさらに遅くなったときには、同
様に、電圧制御発振器１１、ＡＮＤゲート２８、単安定
回路３０の出力信号波形はそれぞへ第１３図１１第１３
図ｇ１第１３図りに示す如くなる。
モータ２２の回転速度かもつと遅くなったときには電圧
制御発振器１１、ＡＮＤゲート２８、単安定回路３０の
出力信号波形はそれぞれ、第１３図１１第１３図ｊ１第
１３図ｋに示す如くなる。
尚、単安定回路３０の出力信号が印加される分周器３１
は前記単安定回路３０の出力信号のレベル変化をゆっく
りとしたレベル変化にカウントダウンするもので、次に
述べる発光ダイオード４５あるいは発光ダイオード４６
の点滅周期をゆっくりとしたものにするために挿入され
ている。
もちろん、分周器３１を通さずとも前記発光ダイオード
４５あるいは発光ダイオード４６の点滅周期がゆっくり
していれば、前記分周器３１は不要となる。
ところで、可変抵抗器１６を調節してモータ２２の回転
速度が基準の回転速度よりも速くなるように設定したと
きには、比較増幅器３５の入力端子３５ａの電位が同入
力端子３５ｂの電位よりも高くなり、このとき前記比較
増幅器３５の出力レベルはＨになる。
反対に、モータ２２の回転速度が基準の回転速度よりも
遅くなるように設定したときには、前記比較増幅器３５
の入力端子３５ｂの電位が同人力端子３５ａの電位より
も高くなり、このとき前記比較増幅器３５の出力レベル
はＬになる。
ところで、ＡＮＤゲ゛−ト２８の入力端子２８ａとトリ
ガパルス発生回路２９の入力端子■１に印加されるディ
ジタル信号の周波数が異なっている場合にはその差に依
存した繰り返し周期を有するディジタル信号が単安定回
路３０の出力端子Ｚ４に現われるのは先に述べたとおり
であるが、両方のディジタル信号の周波数が全く等しい
場合には当然、前記単安定回路３０の出力端子Ｚ４に現
われるディジタル信号の繰り返し周期は無限大であるが
、両方のディジタル信号の位相差によって、前記単安定
回路３０の出力端子Ｚ４のレベルはＨであったり、Ｌで
あったりする。
このもようを第１４図を用いて説明すると、分局器３よ
り得られる出力信号（第１４図ａ）と第１４図Ｃに示す
電圧制御発振器１１の出力信号の位相がほぼ等しくなっ
たとき、ＡＮＤゲート２８の出力信号は第１４図ｄに示
すような連続したパルス列となり、単安定回路３０の出
力はずっとＨレベルになる。
一方、前記電圧制御発振器１１の出力信号が第１４図ｆ
に示すように、第１４図ａの信号よりも位相がほぼπ／
２ずれている場合にはＡＮＤゲート２８の出力は第１４
図ｇに示すように、ずっとＬレベルに保たれるので単安
定回路３０は全くトリガされず、第１４図りに示すよう
にその出力は零のままになる。
このことは、モータ２２の回転速度がちょうど基準の回
転速度に等しくなったことを表示したい場合には非常に
不都合であり、第１図に示した装置では次に説明するよ
うな構成によって不都合を解消している。
すなわち、分周器３１の出力側にトリガパルス発生回路
３３を介して接続される単安定回路３７の基本回路構成
は第１０図に示した単安定回路と同じにして、Ｔフリッ
プフロップの段数をもつと増やしてその単安定時間が単
安定回路３０の単安定時間よりもはるかに長くなるよう
に設定しておく。
前記単安定回路３０あるいは前記分周器３１の出力信号
のレベル変化があると、前記トリガパルス発生回路３３
は微分パルスを発生し、これによって前記単安定回路３
７は非常に長い時間の間Ｈレベルとなり、反転増幅器３
８の出力はＬレベルを維持するので発光ダイオード４４
は点灯しない。
このとき、モータ２２の回転速度が基準の回転速度より
も速くなっていれば比較増幅器３５の出力レベルがＨに
なるので、ＡＮＤゲート３２の出力側には前記分局器３
１の出力信号が現われ、増幅器３９によって発光ダイオ
ード４５は、モータ２２の回転速度の基準の回転速度か
らのずれに依存した点滅周期で点滅を繰り返す。
前記比較増幅器３５の出力レベルがＨになっている間は
反転増幅器３６の出力レベルはＬであるのでＡＮＤゲー
ト３４、増幅器４０の出力レベルはＬとなり、発光ダイ
オード４６は点灯しない。
反対に、モータ２２の回転速度が基準の回転速度よりも
遅くなっていれば前記比較増幅器３５の出力レベルがＬ
になるので前記ＡＮＤゲート３４の出力側には前記分周
器３１の出力信号が現われ増幅器４０によって発光ダイ
オード４６はモータ２２の回転速度の基準の回転速度か
らのずれに依存した点滅周期で点滅を繰り返す。
前記比較増幅器３５の出力レベルがＬになっている間は
ＡＮＤゲート３２、増幅器３９の出力レベルはＬとなり
、前記発光ダイオード４５は点灯しない。
一方、モータ２２の回転速度が基準の回転速度に等しく
なったときには第１４図ｅ１第１４図りに示したように
単安定回路３０あるいは分周器３１の出力レベルの変化
は生じないから単安定回路３７の出力レベルはＬのまま
で、反転増幅器３８の出力レベルが■となるから発光ダ
イオード４４が点灯し、ＡＮＤゲート３２、ＡＮＤゲー
ト３４の出力レベルはいずれもＬとなるので発光ダイオ
ード４５．４６は点灯しない。
すなわち、モータ２２の回転速度が基準の回転速度より
も速くなったときには発光ダイオード４５だけが基準の
回転速度からのずれに依存した点滅周期で点滅を繰り返
し、モータ２２の回転速度が基準の回転速度に一致した
ときには発光ダイオード４４のみが点灯し、モータ２２
の回転速度が基準の回転速度よりも遅くなったときには
発光ダイオード４６だけが基準の回転速度からのずれに
依存した点滅周期で点滅を繰り返す。
さて、第１図に示した本発明の回転速度表示装置は以上
のような動作をなすものであるが、回転体の回転速度の
基準の回転速度からのずれに依存した点滅周期で発光ダ
イオードなどの表示素子を点滅させるため、従来０スト
ロボ縞を用いた回転速度表示装置に比べて、回転速度の
ずれを容易に確認することが出来、また表示素子である
発光ダイオードは装置のどこに配置しても差し仕えない
ので装置（機器）のデザイン上の自由吸がかなり大きく
なる。
また、従来のストロボ縞による表示装置に比べて電子回
路が複雑になると云う難点があるが、位相制御が行なわ
れている装置では、基準周波数発生器、可変周波数発生
器など多くの部分が制御回路部分と共用することが出来
るし、回路をＩＣ化すれば、ターンテーブルなどの外周
にストロボ縞を設ける必要があることと比較すると、さ
ほど大きな問題とはならない。
さらに、第１図に示した本発明の回転体の回転速度表示
装置では、回転体の回転速度の制御系で特に回転速度の
可変時に速度制御のための基準信号となる可変周波数発
生器の出力周波数と、周波数が固定された基準周波数発
生器からの出力信号の周波数との差に応じて変化する周
期信号でもって表示手段を駆動しているので、回転体の
回転速度切換時にも表示レートが不変であると云う効果
を呈する。
このことを詳述するに、いま、分周器３の出力周波数を
ｆｓ、電圧制御発振器１１の出力周波数をｆＶ、単安定
回路３０の出力周波数ｆｏとすると、ｆｓとｆＶが大幅
に違わない領域では次式が成立する。
分周器３１の分周比をβとするとその出力周波数ｆｍは
、 ｆｍは発光ダイオード４５あるいは発光ダイオード４６
の点滅周波数ともなる。
ここで、具体的な数値をあげて説明すると、ます分周器
３の出力周波数ｆ８が１００ ＫＨｚであるとする。
モータ２２の回転速度を基準の回転速度よりも１パーセ
ントだけ上昇させたとき電圧制御発振器１１の出力周波
数ｆ■は１０１ Ｋ［−（ｚになっており１４式より、 ｆｏ＝１ （ＫＨｚ） 分周器３１の分周比βを１０００分の１に設定しておく
と、 ｆｍ＝ １−（Ｈｚ ） すなわち、モータ２２の回転速度を基準の回転速度より
も１パーセントだけ上昇させたときには発光ダイオード
４５が１秒間に１回の割合で点滅を繰り返す。
同様に、モータ２２の回転速度を基準の回転速度よりも
１パーセントだけ下降させたときには、発光ダイオード
４６が１秒間に１回の割合で点滅を繰り返す。
つぎに、モーター２２の回転速度を基準の回転速度より
も２パーセント上昇させたときには、ｆ ｙ ＝ １０
２ （ＫＨｚ） ｆｍ＝ ２（Ｈ２） すなわち、モータ２２の回転速度を基準の回転速度より
も２パーセント上昇させたときには発光ダイオード４５
が１秒間に２回の割合で点滅を繰り返し、２パーセント
下降させたときにも同じ割合で発光ダイオード４６が点
滅を繰り返す。
したがって、本発明によれば、一定時間内に表示素子が
何回点滅するかを確認する、あるいは前記表示素子の点
滅周期を測定することによって基準の回転速度から何パ
ーセントずれているかを知ることが出来る。
例えば、第１図の装置において、発光ダイオード４５の
点滅間隔が１０秒であったとすると、そのときモータ２
２は基準の回転速度よりも０．１パーセント速くなって
いるのである。
ところで、第１図の装置ではこの表示レートは回転速度
の切換によって変化することはない。
第１図の装置において、スイッチ１８を操作シてモータ
２２の回転速度を切り換えても回転速度表示部分に変化
は生じないから、回転速度切換前に発光ダイオードが１
０秒間隔で点滅して基準速度からのずれが０．１パーセ
ントであったのなら、回転速度切換後においても、前記
発光ダイオードが１０秒間隔で点滅していれば、ずれは
０．１パーセントである。
ちなみに、従来のストロボ縞による回転速度の表示方法
ではどのようになるかを説明すると、外周にストロボ縞
が設けられたターンテーブルの回転数Ｎ （ｒｐｍ ）
とストロボ縞照射周波数Ｆ （Ｈｚ ）と回転速度（回
転数）にずれが生じたときの前記ストロボ縞の１秒間あ
たりの移動数Ｘの間の関係は次のようにして求めること
が出来る。
ターンテーブルの外周に設けられたストロボ縞の数をΣ
とすると、前記ターンテーブルが回転したときの前記タ
ーンテーブルの外周付近の任意の一点での前記ストロボ
縞の１秒間あたりの通過個数ｎは、 １秒間にストロボ縞照射ランプが消えている回数と前記
通過個数ｎが全く等しければ前記ストロボ縞は止まって
見え、前記ストロボ縞照射ランプが消えている回数と前
記通過個数が異なれば、その差のストロボ縞の個数だけ
１秒間に動いて見える。
したがって、パルス信号で前記ストロボ縞照射ランプを
駆動するときには、 Ｘがプラスの値をとるときには前記ストロボ縞は回転方
向に動いて見え、Ｘがマイナスの値をとるときには前記
ストロボ縞は回転方向と逆方向に動いて見える。
いま、ターンテーブルの外周に等間隔に１８０個の一条
のストロボ縞を設けたとする。
ターンテーブルの回転数が３３ ”／、 Ｅｌ）Ｉｎの
とき、前記ストロボ縞が止まって見えるようにするため
のストロボランプ照射周波数は、１７式においてＸ＝Ｏ
を代入して次式により求めることが出来る。
ストロボランプ照射周波数を１００Ｈｚとしたとき、前
記ターンテーブルの回転速度が１パーセントだけ速くな
った場合の前記ストロボ縞の１秒間あたりの移動個数Ｘ
１を求めてみると、 すなわち、１秒間に１個の縞が移動することになる。
つぎに、ターンテーブルの回転数が４５ｒｐｍのとき、
前記ストロボ縞が止まって見えるようｌこするためのス
トロボランプ照射周波数Ｆ２は１８式により、 ストロボランプ照射周波数を１３５Ｈｚとしたとき（当
然のことながら、回転速度の切り換えと同時にストロボ
ランプ照射周波数も切り換える必要が生じてくる。
）、前記ターンテーブルの回転速度が１パーセントだけ
速くなった場合の前記ストロボ縞の１秒間あたりの移動
個数Ｘ２を求めてみると、 すなわち、約０．７秒に１個のストロボ縞が移動するこ
とになる。
このように、従来の一条のストロボ縞による回転速度の
表示方法では、回転速度の切り換えによって表示レート
までが変化してしまうと云う欠点がある。
これを解決するには各回転速度専用のストロボ縞を何条
にでも分けて設ければ良いが、その場合には、回転速度
の切り換えとともに回転速度確認用のストロボ縞も違う
箇所を見なければならず、非常に不便である。
まベ ターンテーブルなどの回転体あるいはモータに連
結された速度検出器の出力周波数を利用して回転速度の
ずれの表示を行なう場合にも一条のストロボ縞の場合と
全く同じ不都合が生じる。
それに比べて、第１図に示した本発明の回転体の回転速
度表示装置では回転速度の切り換えによっても、表示レ
ートが変化しないと云う大きな特徴がある。
このような特徴を充分生かして、第１５図に示すような
装置を実現することも出来る。
第１５図は本発明の他の実施例を示したもので、第１図
と全く同じブロック、素子については同一図番で示しで
ある。
第１５図において、単安定回路３０の出力端子Ｚ４には
計数回路４γの入力側が接続され、前記計数回路４７の
出力信号は駆動回路４８を介して数字表示素子群４９に
印加されるとともに、前記計数回路４７には水晶発振器
２からクロックパルスが印加されている。
また比較増幅器３５の出力信号は増幅器５０を介してプ
ラス記号表示素子５１に印加され、反転増幅器３６の出
力信号はマイナス記号表示素子５２に印加されている。
第１５図の装置において、計数回路４７、駆動回路４８
、数字表示素子群４９の周知の周波数カウンタを構成し
、入力周波数がＩ ＫＨｚのとき１，０を表示し、１０
０Ｈｚのときには０．１を表示するものとする。
さて、第１図の装置と同じように、分周器３の出力周波
数を１００ ＩＧ（ｚに設定しておくと、モータ２２の
回転速度が基準の回転速度よりも１パーセントだけ速く
なったときには、プラス記号表示素子５１が点灯し、数
字表示素子群４９は１．０を表示するので全体としてｒ
＋１．ｏｊの表示が行なわれる。
モータ２２の回転速度が基準の回転速度よりも１パーセ
ントだけ遅くなったときには同様にしてｒ−１，Ｏｊの
表示が行なわれる。
また、モータ２２の回転速度が基準の回転速度よりも０
．１パーセントだけ速くなったときには、単安定回路３
０の出力周波数は０．１ ＫＨｚであるからｒ＋ｏ、Ｉ
Ｊの表示が行なわれ、同様に０．１パーセント遅くなっ
たときにはｒ−０，ＩＪの表示が行なわれる。
このように、第１５図の装置では回転体（モータ２２）
の回転速度が基準の回転速度から伺パーセントだけプラ
ス方向あるいはマイナス方向にずれているかを瞬間にし
て読み取ることが出来る。
もちろん、回転体の回転速度が基準の回転速度に一致し
たときにはその表示は「±Ｏ，ＯＪとなるし、これらの
表示レートは第１図の装置と同様に回転速度の切り換え
によって変化しない。
尚、第１図ならびに第１５図に示した本発明の実施例で
は可変周波数発生器として基準周波数発生器と電圧制御
発振器との出力周波数を比較して前記電圧制御発振器の
発振周波数を制御するものを示したが、前記可変周波数
発生器としてコンデンサと抵抗によって発振周波数が決
定される一般の無安定マルチバイブレータや弛張発振器
などを用いても、制御系の安定度はともかく、回転速度
の表示装置としては全く同じ効果を得ることが出来る。
さらに、変換回路としては実施例に示した論理積回路と
単安定回路の組み合わせによって実現出来るのみならず
、周知のＤフリップフロップやその他のフリップフロッ
プ回路の組み合わせあるいはラジオ受信機などに用いら
れるアナログ式の変換回路を用いることも可能である。
以上にその製作ならびに効果を詳述した如く、本発明の
回転速度表示装置は、位相制御手段によって位相制御が
行なわれている回転体の回転速度は位相比較器の入力端
子に印加される基準位相信号の周波数に依存する、つま
り、前記回転体に連結された回転速度検出手段の出力周
波数と前記基準位相信号の周波数が完全に一致すること
、すなわち、位相制御系においては速度偏差が零である
ことに着眼して得られたもので、回転体の回転位相を制
御するための可変周波数発生器から得られる周波数と、
基準周波数発生器より得られる周波数との差に依存した
周期信号（表示パルス）を変換回路によって得て、この
周期信号でもって回転速度表示手段を駆動しているので
きわめて容易に回転体の回転速度が基準の回転速度から
ずれているか否かの確認が出来、また従来のストロボ縞
を利用した表示装置のように機器の外観デザイン上の制
約もあまり受けることがないなど、きわめて大なる効果
を奏する。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の一実施例におけるところの、回転体の
位相制御手段を含む回転体の回転速度表示装置のブロッ
クダイアグラムであり、第２図は水晶発振器の具体例を
示した回路結線図であり、第３図は電圧制御発振器の具
体例を示した回路結線図であり、第４図は合成回路の具
体例を示した回路結線図であり、第５図はトリガパルス
発生回路の具体例を示した回路結線図であり、第６図は
その各部の信号波形図であり、第１図は単安定回路の具
体例を示した回路結線図であり、第８図、第９図はその
各部の信号波形図であり、第１０図は単安定回路の別具
体例を示した回路結線図であり、第１１図はその各部の
信号波形図であり、第１２図、第１３図、第１４図はい
ずれも第１図の装置の動作を説明するための変換回路の
各部の信号波形図であり、第１５図は本発明の他の実施
例における回転体の回転速度表示装置のブロックダイア
グラムである。 ２・・・・・・水晶発振器（基準周波数発生器）、３・
・・・・・分周器（基準周波数発生器）、１１・・・・
・・電圧制御発振器（可変周波数発生器）、２１・・・
・・・位相比較器（位相制御手段）、２８・・・・・・
ＡＮＤゲート（変換回路）、３０・・・・・・単安定回
路（変換回路）、４４．４５，４６・・・・・・発光ダ
イオード（表示器）、４７・・・・・・計数回路（表示
器）。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 回転体に連結された速度検出器と、その出力周波数
    がほぼ連続的に変えられる可変周波数発生器と、前記回
    転体の回転速度の切り換えに応じて分周比が切り換えら
    れる切換分局器と、前記速度検出器からの出力信号と、
    前記可変周波数発生器ならびに前記切換分周器の系統か
    らの基準位相信号を位相比較して前記回転体の回転位相
    を前記基準位相信号に同期すべく制御する位相制御手段
    と、前記可変周波数発生器の出力信号周波数の基準周波
    数からのずれに応じた繰り返し周期を有し、その周期が
    前記切換分周器の分周比の切り換えによって変化しない
    表示パルスを得る変換回路と、前記表示パルスによって
    前記回転体の回転速度の基準速度からのずれを表示する
    表示手段を備えたことを特徴とする回転体の回転速度表
    示装置。 ２ 変換回路は、可変周波数発生器より得られる出力信
    号と基準周波数信号の論理積出力を得る論理積回路と、
    前記論理積回路の出力信号が印加される単安定回路によ
    って構成したことを特徴とする特許請求の範囲第１項記
    載の回転体の回転速度表示装置。 ３ 前記表示手段は、変換回路の出力信号の一定時間毎
    のサイクル数を計数する計数回路と、前記計数回路の出
    力を表示する表示素子と、前記表示素子を駆動する駆動
    回路によって構成したことを特徴とする特許請求の範囲
    第１項記載の回転体の回転速度表示装置。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62156739U (ja) * 1986-03-27 1987-10-05

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4296446A (en) * 1979-11-15 1981-10-20 Rca Corporation Motor speed control circuit
DE3221365C1 (de) * 1982-06-05 1983-12-22 Chemie Und Filter Gmbh, Verfahrenstechnik Kg, 6900 Heidelberg Einrichtung zum Regeln einer Groesse durch Einspeisen eines Zusatzmittels in ein Medium
JPS611286A (ja) * 1984-06-13 1986-01-07 Fuji Photo Film Co Ltd モ−タ制御方法
JPS6146186A (ja) * 1984-08-07 1986-03-06 Mitsubishi Electric Corp 速度制御方法
US4680515A (en) * 1985-05-21 1987-07-14 Crook James C Digital speed control of motors
JP2523609B2 (ja) * 1987-03-31 1996-08-14 株式会社東芝 モ−タ−の速度制御装置
US4808932A (en) * 1987-05-15 1989-02-28 Electric Power Research Institute, Inc. Rotor fault and location detector for induction motors
US4816723A (en) * 1988-04-04 1989-03-28 Sony Corporation Variable speed motor control method and apparatus
IT1240703B (it) * 1990-06-22 1993-12-17 Hospal Dasco Spa Dispositivo di controllo della velocita' di rotazione di motori elettrici.
US5265188A (en) * 1990-12-10 1993-11-23 Ricoh Company, Ltd. Control system for controlling object at constant state

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS4846371A (ja) * 1971-10-06 1973-07-02
JPS5125102A (en) * 1974-07-01 1976-03-01 Strathearn Audio Ltd Butsutaino kaitensokudonikanrenshitahyojiookonautamenosochi

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3268788A (en) * 1963-01-09 1966-08-23 Minnesota Mining & Mfg Phase difference speed control system
US3295039A (en) * 1964-01-22 1966-12-27 Honeywell Inc Digital comparator for speed control system
DE1463629A1 (de) * 1964-08-29 1969-04-17 Siemens Ag Verfahren und Anordnung zum Nullabgleich und zur Beruecksichtigung des Nullkorrekturwertes bei numerisch gesteuerten Werkzeugmaschinen
US3458823A (en) * 1967-03-20 1969-07-29 Weston Instruments Inc Frequency coincidence detector
NL7405286A (ja) * 1973-04-18 1974-10-22
US3932812A (en) * 1974-03-20 1976-01-13 Peripheral Equipment Corporation Motor speed indicator
AT332939B (de) * 1974-10-16 1976-10-25 Philips Nv Schaltungsanordnung zum in-phase-bringen eines servoantriebes fur ein rotierendes system
JPS5623822Y2 (ja) * 1974-11-28 1981-06-04
JPS5185412A (en) * 1975-01-20 1976-07-27 Hitachi Ltd Kaitenkino hensokuseigyohoshiki
US3982190A (en) * 1975-07-31 1976-09-21 Rockwell International Corporation Phaselock circuitry with lock indication

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS4846371A (ja) * 1971-10-06 1973-07-02
JPS5125102A (en) * 1974-07-01 1976-03-01 Strathearn Audio Ltd Butsutaino kaitensokudonikanrenshitahyojiookonautamenosochi

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62156739U (ja) * 1986-03-27 1987-10-05

Also Published As

Publication number Publication date
DE2813526C2 (de) 1983-12-01
FR2386040B1 (ja) 1984-09-28
US4203061A (en) 1980-05-13
GB1593238A (en) 1981-07-15
CA1110762A (en) 1981-10-13
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JPS53120576A (en) 1978-10-21

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