JPS5816268Y2 - 発振回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 この考案は発振回路特にマルチバイブレータに関する。

従来ＭＯ３やＣＭＯ８などで無安定マルチバイブレータ
を構成するには第１図のようにしている。

すなわち３個のインバータ１．２．３を縦続接続し、そ
の第２段のインバータの出力と第１段の入力間にコンデ
ンサ４を接続しかつ第３段のインバータの出力と第１段
のインバータの入力との間に可変抵抗器５を接続してい
る。

この場合発振周波数は ＲＴ；可変抵抗器５の抵抗値 ＣＴ：コンデンサ４の容量 ＶＤＤ ；電源電圧 ■ｔｈ：インバータ１のスレソショルｌ＝”！圧−ｑ央
定される。

ここでＶ、ｈはＭＯＳやＣＭＯ８等のＩＣなどでは素子
の内部で決定されるため外部から可変することができな
−。

したがって発振周波数を変えるにはＲＴ ｔたはｃＴを
変えることによっている。

ところでこの発振回路をたとえば計数式タイマに適用す
る場合には可変抵抗器５を時間設定器として使用するの
であるがその回転角度（可変抵抗値）と目盛られた時間
（周波数）を一致させる必要がある。

このためＣＴを可変して調整するしかないがコンデンサ
４を可変型とした場合には容量、大きさ、コストで問題
があり実用化は困難である。

さらに第１図の点線で示すように可変抵抗器６を接続す
ることも考えられているへ発振周波数の調整範囲が狭い
という欠点がある。

この考案は、上記の各問題を解決し、発振周波数の調整
範囲を広くできる発振回路を提供することを目的とする
。

すなわち、この考案による発振回路は、縦続接続された
３個のインバータと、その第２段のインバータの出力よ
り第１段のインバータの入力へ接続されたコンデンサと
、第３段のインバータの出力より第１段のインバータの
入力へ接続された可変抵抗器とを有する無安定マルチバ
イブレータに卦いて、前記第１段のインバータの人力を
可変抵抗器とコンデンサの直列回路を介して接地したこ
とを特徴とする。

そのため簡単な回路で各回路定数のばらつきを補償する
ことができ所定の発振周波数を得ることができるととも
に、発振周波数の調整範囲を広くできる。

以下この考案の一実施例について図面を参照しながら説
明する。

第２図は本考案に係る発振回路を計数式タイマに適用し
た実施例を示す。

この図で端子１１．１２は正負の電力入力端子でその間
に定電圧素子２１が接続され、回路各部に電源電圧■。

を加えるようにしている。発振回路３０はインバータ３
１及びインバータを兼ねるＮＯＲゲート３２、インバー
タ３３を縦続接続しＮＯＲゲート３２の出力を抵抗３６
とコンデンサ３５を介してインバータ３１０入力に接続
し、かつインバータ３３の出力を可変抵抗器３４を経て
インバータ３１の入力へ接続して成る無安定マルチバイ
ブレータになっていもさらにインバータ３１の入力は半
固定可変抵抗器３１とコンデンサ３８の直列回路を経て
接地されている。

な訟ここで端子１３は発振入力端子、端子１４はこの発
振回路をＩＣで構成した場合にコンデンサ３５を外部か
ら取付けるための端子、端子１５は計数入力端子である
。

この発振回路３０の出力は計数回路４０に送られる。

計数回路４０は波形整形回路４１と多数の縦続接続され
たフリップフロップ４２から構成されている。

この計数回路４０の出力はインバータを経て発振回路３
０のＮＯＲゲート３２に入力されておυ計数回路４０に
出力が生じたときＮＯＲゲート３２を遮断して発振回路
３０の発振を停止させるようにしている。

端子１１は表示端子で計数回路４０を構成するフリップ
フロップ４２の所定の１個の出力か送られている。

この表示端子１７に表示装置を接続すれば、その表示装
置はタイマ動作前でＯＦＦ、 タイマ動作中では点滅し
、タイムアツプ後には点灯し続ける。

したがって表示端子１７の出力を用いることによってタ
イマの３つの動作状態を表示できることになる。

端子１８は出力端子である。

このタイマのリセットはリセット入力端子１６を Ｌ
とすることによシ行なわれる。

リセット回路５０はトランジスタ５１とツェナダイオー
ド５２と抵抗５３，５４゜５５．５６とで構成されてお
り、リセット端子１６か Ｌ のときトランジスタ５１
がＯＦＦとなりリセット出力が生じるようになっている
。

このリセット回路５０は電源投入時あるいは電源電圧に
異常があった場合に自動的にリセット出力を生じるよう
になっている。

すなわち電源電圧投入時など電源電圧ＶＤＤが低い場合
には抵抗５３．５４で分圧された電圧がツェナー電位を
越えないためトランジスタ５１はＯＦＦであシリセット
出力が生じている。

電源電圧ＶＤＤが所定の電圧に達するとツェナダイオー
ド５２がＯＮしトランジスタ５１がＯＮすることにより
リセット出力が停止する。

発振回路３０の等何回路は第３図に示す通りであり、ｓ
点の電圧波形は第４図に示す通シである。

第４図のＡ区間でのＳ点の電流は第３図の工ｌ。

Ｉ２のように流れる力＾ＣＴが放電してＣＡの電圧がＣ
Ｔの電圧以上になると逆にＣＡからＲＴ。

Ｃｒへ電流■３が流れる。

第４図のＢ区間ではＲｒよりＣＴｔＣＡを充電する電流
が流れる。

このような動作の中で、コンデンサＣＡが無い場合（第
１図参照）、Ｂ区間では、Ｓ点の電圧は、ＲＴとＲＡＯ
比によって決する。

この場合、ＲＡの小さい値に対しては、Ｓ点の電圧、イ
ンバータのスレッショルドを圧Ｖｔ ｈに達しないこと
が起こってくる。

又、逆にＲＡがＲＴに比較して非常に大きくなると、や
はｐＸＳ点の電圧は、スレッショルド電圧Ｖｔｈ以下に
ならず、いずれも発振が停止することになる。

このように、コンデンサＣＡがないと、発振周波数を調
整するＲＡＯ値に、上限、下限の制限がでてくる。

コンデンサＯＡ金設けることにより、例えば、ＲＡＯ値
を小さくした場合ｓ点の電圧はコンデンサＣＡにより（
ＲＡ＋−）ωＣＡ の抵抗となるので、Ｓ点の電圧はインバータのスレッシ
ョルド電圧Ｖｔｈをこえて、発振を続けることができる
。

またＲＡの値を大きくした場合には、逆に、Ｓ点の電圧
がスレッショルド電圧以下に下がシにくくなるが、ＣＡ
がない場合に比較して、ＲＡが小さい場合の発振周波数
の調整範囲を広くできる。

（ＲＡＯ値を大きくした時、ＲＴＯ値が小さいと問題に
なる八ＲＴが小さいと発振周波数が高くなるため
の値が小さくなり、ωＣＡ −の影響は小さくなる。

ωＣＡ 上記発振回路ではインバータ３１の入力に半固定可変抵
抗器３７とコンデンサ３８とを直列接続して接地してい
る。

そのため抵抗器３１の抵抗最大側で発振周波数最大、抵
抗最小側で周波数最小となる。

インバータ３１．３３ＮＯＲゲート３２をＣＭＯ８ＩＣ
で構成し、例えばコンデンサ３５．３８の容量を０．０
１〜０．００１μＦとし、可変抵抗器３４の抵抗をＯ〜
５００［７乃至０〜３ Ｍ 、ｕ ｒＥＪ変でさるよう
にしかつ可変抵抗器３７をＯ〜］、０ＯＫ４７の抵抗値
を有するものを使用した場合可変抵抗器３７の値を変え
ることにより５０＠〜６０％の発振周波数の可変範囲が
得られた。

したがって通常生じるコンデンサ３５の容量のばらつき
±５φ〜±１０％及び可変抵抗器３４の抵抗のばらつき
±１０％〜±２０％を十分に補償することが可能である
。

したがってインバータのスレッショルド電圧や可変抵抗
器３４の抵抗、コンデンサ３５の容量が通常生じる程度
でばらついていたとしてもそのばらつきは可変抵抗器３
７の調整により補償することが可能であり、そのため可
変抵抗器３４の目盛を発振周波数つ昔りタイマの設定時
間に一致させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の発振回路を示す回路図、第２図はこの考
案の一実施例の回路図、第３図は第２図の発振回路の等
価回路図、第４図は第３図の８点の電圧波形図である。 ３０・・・・・・発振回路、４０・・・・・・計数回路
、５０・・・・・・リセット回路。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 縦続接続された３個のインバータと、その第２段のイン
   バータの出力より第１段のインバータの入力へ接続され
   たコンデンサと、第３段のインバータの出力より第１段
   のインバータの入力５接続された可変抵抗器とを有する
   無安定−マルチバイブレータにあ・いて、前記第１段の
   インバータの人力金町変抵抗器とコンデンサの直列回路
   を介して接地したことを特徴とする発振回路。