JPH1155216A - Ｃｄｍａ適応受信装置 - Google Patents
Ｃｄｍａ適応受信装置Info
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- JPH1155216A JPH1155216A JP21033697A JP21033697A JPH1155216A JP H1155216 A JPH1155216 A JP H1155216A JP 21033697 A JP21033697 A JP 21033697A JP 21033697 A JP21033697 A JP 21033697A JP H1155216 A JPH1155216 A JP H1155216A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
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- H04B7/0848—Joint weighting
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- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 装置規模が小さく、パス数が多くても適応制
御特性に優れること。 【解決手段】 第ｋユーザ用アンテナの重み付け合成回
路２は、第ｋユーザ固有のアンテナ指向性パターンによ
る受信信号を生成出力し、この出力を遅延回路５2 〜５
M が各マルチパスに応じて遅延させるので、重み付け合
成回路２は一つで済む。またこのＭ個の出力を逆拡散回
路６1 〜６M 、復調回路７1 〜７M が、各パス毎に逆拡
散および復調処理し、この出力を合成器８が加算した
後、加算結果から判定器９が第ｋユーザ判定信号を出力
する。誤差生成回路１０は第ｋユーザ判定信号に対して
各パス毎の判定誤差を検出し、合成して一つの誤差信号
を生成するため、パス数が多くても適応制御特性に優れ
ている。重み制御回路４は、合成された誤差信号と遅延
回路３により遅延させた各アンテナ１1 〜１N の受信信
号とからアンテナ重み係数Ｗk1〜ＷkNを計算しているの
で、一つで済む。
御特性に優れること。 【解決手段】 第ｋユーザ用アンテナの重み付け合成回
路２は、第ｋユーザ固有のアンテナ指向性パターンによ
る受信信号を生成出力し、この出力を遅延回路５2 〜５
M が各マルチパスに応じて遅延させるので、重み付け合
成回路２は一つで済む。またこのＭ個の出力を逆拡散回
路６1 〜６M 、復調回路７1 〜７M が、各パス毎に逆拡
散および復調処理し、この出力を合成器８が加算した
後、加算結果から判定器９が第ｋユーザ判定信号を出力
する。誤差生成回路１０は第ｋユーザ判定信号に対して
各パス毎の判定誤差を検出し、合成して一つの誤差信号
を生成するため、パス数が多くても適応制御特性に優れ
ている。重み制御回路４は、合成された誤差信号と遅延
回路３により遅延させた各アンテナ１1 〜１N の受信信
号とからアンテナ重み係数Ｗk1〜ＷkNを計算しているの
で、一つで済む。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線伝送方式にお
いてＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：符号
分割多元接続）通信方式とこの通信方式に適した適応ア
ンテナとを用いたＣＤＭＡ適応受信装置に関し、特に、
装置の規模を縮小し、かつ適応制御特性に優れたＣＤＭ
Ａ適応受信装置に関する。
いてＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access：符号
分割多元接続）通信方式とこの通信方式に適した適応ア
ンテナとを用いたＣＤＭＡ適応受信装置に関し、特に、
装置の規模を縮小し、かつ適応制御特性に優れたＣＤＭ
Ａ適応受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線伝送方式として、小ゾーンによるセ
ルラ方式移動通信システムなどでは、あるユーザに対す
る他ユーザからの干渉、または遅延波による干渉が受信
品質を決定する支配的要因となる。このため一方では、
下記に説明するような、適応アンテナを用いてこれらの
干渉を除去する方式が検討されつつある。他方、加入者
の大容量対応が期待できる無線伝送方式としてＣＤＭＡ
通信方式が注目されている。
ルラ方式移動通信システムなどでは、あるユーザに対す
る他ユーザからの干渉、または遅延波による干渉が受信
品質を決定する支配的要因となる。このため一方では、
下記に説明するような、適応アンテナを用いてこれらの
干渉を除去する方式が検討されつつある。他方、加入者
の大容量対応が期待できる無線伝送方式としてＣＤＭＡ
通信方式が注目されている。
【０００３】従って、ここに、ＣＤＭＡ通信方式に適し
た適応アンテナを用いた受信装置として、拡散処理利得
を利用した方式が提案されている。
た適応アンテナを用いた受信装置として、拡散処理利得
を利用した方式が提案されている。
【０００４】この種のＣＤＭＡ適応受信装置では、例え
ば、王、河野、今井による「スペクトル拡散多元接続の
ための拡散処理利得を用いたＴＤＬアダプティブアレー
アンテナ」（電子情報通信学会論文誌 Vol.J75- ＢII，
No.11,pp815-825,1992.)、および田中、三木、佐和橋に
よる「ＤＳ−ＣＤＭＡにおける判定帰還型コヒレント適
応ダイバーシチの特性」（電子情報通信学会技報 ＲＣ
Ｓ96-102，1996-11 ）に記載されるように、アンテナ重
み制御の際、逆拡散後に抽出した重み制御誤差信号を用
いることで、適応制御において処理利得によるＳＩＮＲ
（Signal to Interference and Noise Ratio：希望信号
対干渉雑音電力比）の改善効果が得られる。
ば、王、河野、今井による「スペクトル拡散多元接続の
ための拡散処理利得を用いたＴＤＬアダプティブアレー
アンテナ」（電子情報通信学会論文誌 Vol.J75- ＢII，
No.11,pp815-825,1992.)、および田中、三木、佐和橋に
よる「ＤＳ−ＣＤＭＡにおける判定帰還型コヒレント適
応ダイバーシチの特性」（電子情報通信学会技報 ＲＣ
Ｓ96-102，1996-11 ）に記載されるように、アンテナ重
み制御の際、逆拡散後に抽出した重み制御誤差信号を用
いることで、適応制御において処理利得によるＳＩＮＲ
（Signal to Interference and Noise Ratio：希望信号
対干渉雑音電力比）の改善効果が得られる。
【０００５】従来、この種のＣＤＭＡ適応受信装置は、
図８に示されるように、第ｋユーザ（ｋは“１”以上の
整数）に対して、受信用のＮ個（Ｎは“１”以上の整
数）のアンテナ１1 〜１N 、パス数Ｍ（Ｍは“１”以上
の整数）のマルチパスに対応して遅延回路（以後、Ｄと
略称する）Ｄ2 ２０５2 〜ＤM ２０５M （Ｄ1 ２０５1
は遅延を零とするため省略）および適応受信サブブロッ
ク２００1 〜２００M 、並びに合成器８および判定器９
が備えられている。
図８に示されるように、第ｋユーザ（ｋは“１”以上の
整数）に対して、受信用のＮ個（Ｎは“１”以上の整
数）のアンテナ１1 〜１N 、パス数Ｍ（Ｍは“１”以上
の整数）のマルチパスに対応して遅延回路（以後、Ｄと
略称する）Ｄ2 ２０５2 〜ＤM ２０５M （Ｄ1 ２０５1
は遅延を零とするため省略）および適応受信サブブロッ
ク２００1 〜２００M 、並びに合成器８および判定器９
が備えられている。
【０００６】また、適応受信サブブロック２００1 〜２
００M それぞれは、図９に第ｍ適応受信サブブロック２
００m により示されるように、重み付け合成回路２、遅
延回路（Ｄ）３、重み制御回路４、逆拡散回路６、復調
回路７、乗算器１１，１３、および減算器１２を備え
る。
００M それぞれは、図９に第ｍ適応受信サブブロック２
００m により示されるように、重み付け合成回路２、遅
延回路（Ｄ）３、重み制御回路４、逆拡散回路６、復調
回路７、乗算器１１，１３、および減算器１２を備え
る。
【０００７】Ｎ個のアンテナ１1 〜１N それぞれは、希
望波信号および複数の干渉波信号が符号多重化されてい
る信号を受ける。Ｎ個のアンテナ１1 〜１N それぞれ
は、それぞれの受信信号が相関を有するように近接して
配置される。
望波信号および複数の干渉波信号が符号多重化されてい
る信号を受ける。Ｎ個のアンテナ１1 〜１N それぞれ
は、それぞれの受信信号が相関を有するように近接して
配置される。
【０００８】Ｄ2 ２０５2 〜ＤM ２０５M （Ｄ1 ２０５
1 は遅延を零とするため省略）それぞれは、Ｎ個のアン
テナ１1 〜１N それぞれで受けた受信信号をマルチパス
のＭ個のパスそれぞれに対応して遅延させる。
1 は遅延を零とするため省略）それぞれは、Ｎ個のアン
テナ１1 〜１N それぞれで受けた受信信号をマルチパス
のＭ個のパスそれぞれに対応して遅延させる。
【０００９】従って、第１パス用の適応受信サブブロッ
ク２００1 では、重み付け合成回路２1 がアンテナ１1
〜１N からの受信信号を入力し、第ｍ（ｍ＝２〜Ｍ）パ
ス用の適応受信サブブロック２００m では、重み付け合
成回路２m がＤm ２０５m の出力を入力する。
ク２００1 では、重み付け合成回路２1 がアンテナ１1
〜１N からの受信信号を入力し、第ｍ（ｍ＝２〜Ｍ）パ
ス用の適応受信サブブロック２００m では、重み付け合
成回路２m がＤm ２０５m の出力を入力する。
【００１０】第ｋユーザ第ｍパス用の重み付け合成回路
２m は、図２に示されると同様な構成を有し、Ｎ個の入
力それぞれを複素乗算器２１1 〜２１N それぞれで第ｋ
パスに対するアンテナ重み係数Ｗk1〜ＷkNそれぞれを乗
算し、次いで、これら出力を乗算器２２で加算して、第
ｋユーザ第ｍパス固有のアンテナ指向性パターンにより
受けた信号を生成し出力する。アンテナ重み係数Ｗk1〜
ＷkNは、重み制御回路４m から出力される。
２m は、図２に示されると同様な構成を有し、Ｎ個の入
力それぞれを複素乗算器２１1 〜２１N それぞれで第ｋ
パスに対するアンテナ重み係数Ｗk1〜ＷkNそれぞれを乗
算し、次いで、これら出力を乗算器２２で加算して、第
ｋユーザ第ｍパス固有のアンテナ指向性パターンにより
受けた信号を生成し出力する。アンテナ重み係数Ｗk1〜
ＷkNは、重み制御回路４m から出力される。
【００１１】第ｋユーザ第ｍパス用の逆拡散回路６
m は、第ｋユーザ第ｍパス用のアンテナ重み付けによる
重み付け合成回路２m の出力と第ｋユーザの拡散符号Ｃ
k との相関計算を行う。
m は、第ｋユーザ第ｍパス用のアンテナ重み付けによる
重み付け合成回路２m の出力と第ｋユーザの拡散符号Ｃ
k との相関計算を行う。
【００１２】復調回路７m は、図３に示されると同様な
構成を有し、逆拡散回路６m からの入力を伝送路推定回
路７１および複素乗算器７３に接続し、伝送路推定回路
７１の出力である複素伝送路推定値から複素共役操作回
路７２により求めた複素共役を乗算して適応受信サブブ
ロック２００m の出力とする。
構成を有し、逆拡散回路６m からの入力を伝送路推定回
路７１および複素乗算器７３に接続し、伝送路推定回路
７１の出力である複素伝送路推定値から複素共役操作回
路７２により求めた複素共役を乗算して適応受信サブブ
ロック２００m の出力とする。
【００１３】合成器８は、第１パスから第Ｍパスまでそ
れぞれの適応受信サブブロック２００1 〜２００M の出
力を加算する。
れぞれの適応受信サブブロック２００1 〜２００M の出
力を加算する。
【００１４】判定回路９は、加算器８の出力に対して好
判定を行い、第ｋユーザ判定信号を出力する。この判定
信号は、判定シンボルレプリカとして適応受信サブブロ
ック２００1 〜２００M それぞれに入力される。
判定を行い、第ｋユーザ判定信号を出力する。この判定
信号は、判定シンボルレプリカとして適応受信サブブロ
ック２００1 〜２００M それぞれに入力される。
【００１５】適応受信サブブロック２００m では、図９
に示されるように複素乗算器１１mが、受けた判定シン
ボルレプリカに、復調回路７m の出力の複素伝送路推定
値を乗算する。減算器１２m は、複素乗算器１１m の出
力と逆拡散回路６m の出力の差を計算し判定誤差を検出
する。複素乗算器１３m は、この判定誤差に拡散符号Ｃ
k を乗算して重み制御回路４m に出力する。
に示されるように複素乗算器１１mが、受けた判定シン
ボルレプリカに、復調回路７m の出力の複素伝送路推定
値を乗算する。減算器１２m は、複素乗算器１１m の出
力と逆拡散回路６m の出力の差を計算し判定誤差を検出
する。複素乗算器１３m は、この判定誤差に拡散符号Ｃ
k を乗算して重み制御回路４m に出力する。
【００１６】一方、遅延回路Ｄ３m は、適応受信サブブ
ロック２００m の入力１〜Ｎを遅延させ、重み制御回路
４m に出力する。
ロック２００m の入力１〜Ｎを遅延させ、重み制御回路
４m に出力する。
【００１７】重み制御回路４m は、複素乗算器１３m の
出力と遅延回路Ｄ３m の出力とからアンテナ重み係数Ｗ
k1〜ＷkNそれぞれを計算し、重み付け合成回路２m へ出
力する。
出力と遅延回路Ｄ３m の出力とからアンテナ重み係数Ｗ
k1〜ＷkNそれぞれを計算し、重み付け合成回路２m へ出
力する。
【００１８】Ｎ個のアンテナ１1 〜１N それぞれからの
受信信号には、希望波信号成分および干渉波信号成分、
並びに熱雑音が含まれている。更に、希望波信号成分お
よび干渉波信号成分それぞれにはマルチパス成分が存在
する。通常、これらの信号成分は異なった方向から到来
する。
受信信号には、希望波信号成分および干渉波信号成分、
並びに熱雑音が含まれている。更に、希望波信号成分お
よび干渉波信号成分それぞれにはマルチパス成分が存在
する。通常、これらの信号成分は異なった方向から到来
する。
【００１９】従来のＣＤＭＡ適応受信装置は、希望波信
号成分のマルチパス成分に対して独立にＭ個の適応受信
サブブロック２００1 〜２００M を用意し、それぞれの
パスの信号成分の希望波信号対干渉波信号電力比（ＳＩ
Ｒ：Signal to InterferenceRatio）を最大にするよう
に、重み付け合成回路２1 〜２M それぞれにおいて受信
信号の重み付けを行う。この結果、適応受信サブブロッ
ク２００1 〜２００Mにおける受信信号の到来方向に対
するアンテナ利得、すなわち、指向性パターンは、パス
それぞれの信号成分の到来方向に対して大きくなり、他
の遅延波信号成分または干渉波信号成分に対しては小さ
くなるように形成される。
号成分のマルチパス成分に対して独立にＭ個の適応受信
サブブロック２００1 〜２００M を用意し、それぞれの
パスの信号成分の希望波信号対干渉波信号電力比（ＳＩ
Ｒ：Signal to InterferenceRatio）を最大にするよう
に、重み付け合成回路２1 〜２M それぞれにおいて受信
信号の重み付けを行う。この結果、適応受信サブブロッ
ク２００1 〜２００Mにおける受信信号の到来方向に対
するアンテナ利得、すなわち、指向性パターンは、パス
それぞれの信号成分の到来方向に対して大きくなり、他
の遅延波信号成分または干渉波信号成分に対しては小さ
くなるように形成される。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来のＣＤＭ
Ａ適応受信装置では、次のような問題点がある。
Ａ適応受信装置では、次のような問題点がある。
【００２１】第一の問題点は、装置の規模が大きいこと
である。
である。
【００２２】その理由は、マルチパスにおける複数のパ
スそれぞれに対応して独立な適応受信サブブロックを備
えるからである。適応受信サブブロックには、各パスに
応じたアンテナ指向性を形成するため、第ｋユーザに対
する第ｍパス用の重み付け合成回路と重み制御回路とを
含んでいるからである。
スそれぞれに対応して独立な適応受信サブブロックを備
えるからである。適応受信サブブロックには、各パスに
応じたアンテナ指向性を形成するため、第ｋユーザに対
する第ｍパス用の重み付け合成回路と重み制御回路とを
含んでいるからである。
【００２３】第二の問題点は、パス数が多い場合、適応
制御特性が劣化し、特に電力の小さなパスの指向性パタ
ーンを形成することが困難なことである。
制御特性が劣化し、特に電力の小さなパスの指向性パタ
ーンを形成することが困難なことである。
【００２４】その理由は、各パス単位で独立な誤差信号
を用い、独立な指向性パターンを形成しているため、電
力の小さなパスの誤差信号は、伝送路推定誤差により信
頼性が低下するからである。
を用い、独立な指向性パターンを形成しているため、電
力の小さなパスの誤差信号は、伝送路推定誤差により信
頼性が低下するからである。
【００２５】本発明の課題は、上記問題点を解決して、
共通回路を削減して装置の小形化を図ることができると
共に、パス数が多い場合でも優れた適応制御特性を得る
ことができるＣＤＭＡ適応受信装置を提供することであ
る。
共通回路を削減して装置の小形化を図ることができると
共に、パス数が多い場合でも優れた適応制御特性を得る
ことができるＣＤＭＡ適応受信装置を提供することであ
る。
【００２６】
【課題を解決するための手段】本発明によるＣＤＭＡ適
応受信装置は、符号分割多重信号を受けるＮ個のアンテ
ナそれぞれの入力に対応して、重み付けを行う重み付け
合成手段とこの重み付けのためのアンテナ重み係数を出
力する重み制御手段とを一組のみ備え、かつ、マルチパ
スを構成するＭ個のパスそれぞれに対応したタイミング
で前記重み付け合成手段から出力するＭ個の復調信号と
伝送路推定値とから希望波信号に対する各パス成分の判
定誤差を合成して重み制御用のＭ個の誤差信号を生成
し、これを更に一つに合成して前記重み制御手段へ出力
する誤差生成手段を備えている。
応受信装置は、符号分割多重信号を受けるＮ個のアンテ
ナそれぞれの入力に対応して、重み付けを行う重み付け
合成手段とこの重み付けのためのアンテナ重み係数を出
力する重み制御手段とを一組のみ備え、かつ、マルチパ
スを構成するＭ個のパスそれぞれに対応したタイミング
で前記重み付け合成手段から出力するＭ個の復調信号と
伝送路推定値とから希望波信号に対する各パス成分の判
定誤差を合成して重み制御用のＭ個の誤差信号を生成
し、これを更に一つに合成して前記重み制御手段へ出力
する誤差生成手段を備えている。
【００２７】この構成により、従来、各パス毎に備えら
れた重み付け合成手段と重み制御手段とが一ユーザに対
して一組で済む。また、誤差生成手段がＭ個の誤差信号
を一つに合成して重み制御手段へ出力することにより、
マルチパスにおけるパス数が多い場合でも優れた適応制
御特性を得ることができる
れた重み付け合成手段と重み制御手段とが一ユーザに対
して一組で済む。また、誤差生成手段がＭ個の誤差信号
を一つに合成して重み制御手段へ出力することにより、
マルチパスにおけるパス数が多い場合でも優れた適応制
御特性を得ることができる
【００２８】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。
て図面を参照して説明する。
【００２９】図１は本発明の実施の一形態を示す機能ブ
ロック図である。図１には、受信用のＮ個のアンテナ１
1 〜１N を有し、Ｍ個のパスによりマルチパスを構成す
る第ｋユーザに対するＣＤＭＡ適応受信装置の第１の実
施形態が示されている。
ロック図である。図１には、受信用のＮ個のアンテナ１
1 〜１N を有し、Ｍ個のパスによりマルチパスを構成す
る第ｋユーザに対するＣＤＭＡ適応受信装置の第１の実
施形態が示されている。
【００３０】図示されたＣＤＭＡ適応受信装置では、Ｎ
個のアンテナ１1 〜１N から受信信号を受ける重み付け
合成回路２、遅延回路３、重み制御回路４、遅延回路５
2 〜５M （遅延回路５1 は、遅延零のため省略）、逆拡
散回路６1 〜６M 、復調回路７1 〜７M 、合成器８、判
定器９、および誤差生成回路１０が設けられているもの
とする。
個のアンテナ１1 〜１N から受信信号を受ける重み付け
合成回路２、遅延回路３、重み制御回路４、遅延回路５
2 〜５M （遅延回路５1 は、遅延零のため省略）、逆拡
散回路６1 〜６M 、復調回路７1 〜７M 、合成器８、判
定器９、および誤差生成回路１０が設けられているもの
とする。
【００３１】誤差生成回路１０は、Ｍ個のパスそれぞれ
に対応してＭ個ずつの乗算器１１1〜１１M 、減算器１
２1 〜１２M 、および乗算器１３1 〜１３M を有し、更
にＭ個のパスそれぞれに対応して遅延回路１４1 〜１４
(M-1) （最後の第Ｍ遅延回路１４M は、遅延零のため省
略）を備え、Ｍ個のパス対応の出力を加算する合成器１
５を設けるものとする。
に対応してＭ個ずつの乗算器１１1〜１１M 、減算器１
２1 〜１２M 、および乗算器１３1 〜１３M を有し、更
にＭ個のパスそれぞれに対応して遅延回路１４1 〜１４
(M-1) （最後の第Ｍ遅延回路１４M は、遅延零のため省
略）を備え、Ｍ個のパス対応の出力を加算する合成器１
５を設けるものとする。
【００３２】また、重み付け合成回路２は、図２に示さ
れるようにＮ個の複素乗算器２１1〜２１N および合成
器２２を有するものとする。
れるようにＮ個の複素乗算器２１1〜２１N および合成
器２２を有するものとする。
【００３３】また、復調回路７1 〜７M それぞれは、図
３に示されるように伝送路推定回路７１、複素共役操作
回路７２および乗算器７３を有するものとする。
３に示されるように伝送路推定回路７１、複素共役操作
回路７２および乗算器７３を有するものとする。
【００３４】次に、図１から図３までを併せ参照して、
各構成要素について説明する。
各構成要素について説明する。
【００３５】重み付け合成回路２は、Ｎ個の受信用のア
ンテナ１1 〜１N それぞれからの入力をＮ個の複素乗算
器２１1 〜２１N それぞれにおいて、重み制御回路４か
ら受けるアンテナ重み係数Ｗk1〜ＷkNそれぞれを乗算
し、この結果を合成器２２により加算し、出力するもの
とする。この生成された出力は、第ｋユーザ固有のアン
テナ指向性パターンによる受信信号である。
ンテナ１1 〜１N それぞれからの入力をＮ個の複素乗算
器２１1 〜２１N それぞれにおいて、重み制御回路４か
ら受けるアンテナ重み係数Ｗk1〜ＷkNそれぞれを乗算
し、この結果を合成器２２により加算し、出力するもの
とする。この生成された出力は、第ｋユーザ固有のアン
テナ指向性パターンによる受信信号である。
【００３６】遅延回路３は、図２に示されるように、重
み付け合成回路２のＮ個の入力それぞれを遅延量Ｄだけ
遅延させて重み制御回路４へ出力する。
み付け合成回路２のＮ個の入力それぞれを遅延量Ｄだけ
遅延させて重み制御回路４へ出力する。
【００３７】重み制御回路４は、遅延回路３から出力さ
れる遅延量Ｄを持ったアンテナ１1〜１N それぞれから
の受信信号と誤差生成回路１０の合成器１５から出力さ
れる重み制御誤差信号とからアンテナ重み係数Ｗk1〜Ｗ
kNそれぞれを計算して重み付け合成回路２の複素乗算器
２１1 〜２１N それぞれに供給する。
れる遅延量Ｄを持ったアンテナ１1〜１N それぞれから
の受信信号と誤差生成回路１０の合成器１５から出力さ
れる重み制御誤差信号とからアンテナ重み係数Ｗk1〜Ｗ
kNそれぞれを計算して重み付け合成回路２の複素乗算器
２１1 〜２１N それぞれに供給する。
【００３８】遅延回路５1 〜５M は、遅延回路５1 が遅
延零のため省略されるが、重み付け合成回路２の出力を
Ｍ個のパスそれぞれに分割し、各パスに応じて順次遅延
させる。遅延回路５2 〜５M それぞれは、遅延量Ｄ2 〜
ＤM それぞれを有するものとする。
延零のため省略されるが、重み付け合成回路２の出力を
Ｍ個のパスそれぞれに分割し、各パスに応じて順次遅延
させる。遅延回路５2 〜５M それぞれは、遅延量Ｄ2 〜
ＤM それぞれを有するものとする。
【００３９】逆拡散回路６1 〜６M のうち、第ｍ逆拡散
回路６m は、遅延回路５m の出力、第１逆拡散回路６1
の場合には重み付け合成回路２の出力、と第ｋユーザ用
アンテナの重み付け合成回路２の出力とを入力し、第ｋ
ユーザの拡散符号Ｃk を加えて、後述する相関計算（数
式２参照）を行う。
回路６m は、遅延回路５m の出力、第１逆拡散回路６1
の場合には重み付け合成回路２の出力、と第ｋユーザ用
アンテナの重み付け合成回路２の出力とを入力し、第ｋ
ユーザの拡散符号Ｃk を加えて、後述する相関計算（数
式２参照）を行う。
【００４０】復調回路７1 〜７M のうち、第ｍ復調回路
７m は、逆拡散回路６m の出力に対し伝送路推定回路７
１により伝送路推定を行い、この伝送路推定の出力に対
し複素共役操作回路７２により複素共役を求め、この複
素共役を逆拡散回路６m の出力に対し乗算器７３により
乗算するものとする。
７m は、逆拡散回路６m の出力に対し伝送路推定回路７
１により伝送路推定を行い、この伝送路推定の出力に対
し複素共役操作回路７２により複素共役を求め、この複
素共役を逆拡散回路６m の出力に対し乗算器７３により
乗算するものとする。
【００４１】合成器８は、復調回路７1 〜７M の出力を
加算する。判定器９は、合成器８の出力に対して硬判定
を行い、第ｋユーザ判定信号を出力する。
加算する。判定器９は、合成器８の出力に対して硬判定
を行い、第ｋユーザ判定信号を出力する。
【００４２】誤差生成回路１０では各パス毎に、乗算器
１１1 〜１１M が、合成器８が出力する第ｋユーザ判定
信号に復調回路７1 〜７M それぞれが出力する伝送路推
定出力を乗算する。減算器１２1 〜１２M の第ｍ減算器
１２m は、乗算器１１m の出力と逆拡散回路６m の出力
との差を計算し、。各パス毎の判定誤差を検出する誤差
検出回路である。乗算器１３1 〜１３M の第ｍ乗算器１
３m は、減算器１２mが出力する判定誤差に第ｋユーザ
の拡散符号Ｃk を乗算する。遅延回路１４1 〜１４
(M-1) それぞれは、遅延回路５2 〜５M それぞれにより
各パスに与えられた遅延量Ｄ2 〜ＤM それぞれを打ち消
すだけの遅延量を、乗算器１３1 〜１３M それぞれの出
力に与える。従って、第１パスでは遅延量（ＤM −０
＝）ＤM 、第２パスでは遅延量（ＤM −Ｄ2 ）となり、
第Ｍパスでは遅延量（ＤM −ＤM ＝）０となるので、第
Ｍの遅延回路１４M が省略される。合成器１５は、遅延
回路１４1 〜１４(M-1) の出力および乗算器１３M の出
力を加算して重み制御誤差信号を生成し、誤差生成回路
１０から出力する。
１１1 〜１１M が、合成器８が出力する第ｋユーザ判定
信号に復調回路７1 〜７M それぞれが出力する伝送路推
定出力を乗算する。減算器１２1 〜１２M の第ｍ減算器
１２m は、乗算器１１m の出力と逆拡散回路６m の出力
との差を計算し、。各パス毎の判定誤差を検出する誤差
検出回路である。乗算器１３1 〜１３M の第ｍ乗算器１
３m は、減算器１２mが出力する判定誤差に第ｋユーザ
の拡散符号Ｃk を乗算する。遅延回路１４1 〜１４
(M-1) それぞれは、遅延回路５2 〜５M それぞれにより
各パスに与えられた遅延量Ｄ2 〜ＤM それぞれを打ち消
すだけの遅延量を、乗算器１３1 〜１３M それぞれの出
力に与える。従って、第１パスでは遅延量（ＤM −０
＝）ＤM 、第２パスでは遅延量（ＤM −Ｄ2 ）となり、
第Ｍパスでは遅延量（ＤM −ＤM ＝）０となるので、第
Ｍの遅延回路１４M が省略される。合成器１５は、遅延
回路１４1 〜１４(M-1) の出力および乗算器１３M の出
力を加算して重み制御誤差信号を生成し、誤差生成回路
１０から出力する。
【００４３】上記説明では拡散符号Ｃk を用いたが、２
系列の直交関係にある符号Ｃk,I と符号Ｃk,Q とからな
る複素符号を用いる場合、Ｍ個の逆拡散回路は、１個の
複素乗算器とシンボル区間に亘る平均化回路とにより実
現できる。また、Ｍ個の逆拡散回路は、拡散符号Ｃk を
タップ重みとするトランスバーサルフィルタ構成でも実
現することができる。
系列の直交関係にある符号Ｃk,I と符号Ｃk,Q とからな
る複素符号を用いる場合、Ｍ個の逆拡散回路は、１個の
複素乗算器とシンボル区間に亘る平均化回路とにより実
現できる。また、Ｍ個の逆拡散回路は、拡散符号Ｃk を
タップ重みとするトランスバーサルフィルタ構成でも実
現することができる。
【００４４】次に、図１から図３までを併せ参照してＣ
ＤＭＡ適応受信装置の動作について説明する。説明する
動作は、第ｋユーザの第ｉチップ目の信号処理であるも
のとする。
ＤＭＡ適応受信装置の動作について説明する。説明する
動作は、第ｋユーザの第ｉチップ目の信号処理であるも
のとする。
【００４５】重み付け合成回路２の複素乗算器２１1 〜
２１N それぞれは、重み制御回路４で生成された最適な
アンテナ重み係数Ｗk1〜ＷkNそれぞれをＮ個のアンテナ
１1〜１N それぞれからの受信信号に乗算する。合成器
２２は複素乗算器２１1 〜２１N の出力を加算する。
２１N それぞれは、重み制御回路４で生成された最適な
アンテナ重み係数Ｗk1〜ＷkNそれぞれをＮ個のアンテナ
１1〜１N それぞれからの受信信号に乗算する。合成器
２２は複素乗算器２１1 〜２１N の出力を加算する。
【００４６】この結果、第ｋユーザ用アンテナの重み付
け合成回路２の出力Уk (i) は、受信アンテナｉ個の要
素を持つ列ベクトルの受信信号ｒ(i) 、また受信アンテ
ナｉ個の要素を持つ列ベクトルのアンテナ重み係数Ｗk
の場合、かつ符号Ｔが転置、符号＊が複素共役を表すと
した場合、下記数式１で表される。
け合成回路２の出力Уk (i) は、受信アンテナｉ個の要
素を持つ列ベクトルの受信信号ｒ(i) 、また受信アンテ
ナｉ個の要素を持つ列ベクトルのアンテナ重み係数Ｗk
の場合、かつ符号Ｔが転置、符号＊が複素共役を表すと
した場合、下記数式１で表される。
【００４７】
【数１】 また、逆拡散回路６1 〜６M それぞれは、各パス毎に、
重み付け合成回路２の上記出力Уk (i) を、遅延回路５
2 〜５M それぞれの出力信号（第１逆拡散回路６1 の場
合には重み付け合成回路２の出力信号）に対して逆拡散
処理を行う。第ｋユーザのシンボル周期の拡散符号（シ
ョートコード）Ｃk 、整数ｊ、および、第ｋユーザの拡
散符号Ｃk の符号長Ｌとした場合の第ｍパス用の逆拡散
回路６mの出力Ｚk,m (j) は、下記数式２で表される。
重み付け合成回路２の上記出力Уk (i) を、遅延回路５
2 〜５M それぞれの出力信号（第１逆拡散回路６1 の場
合には重み付け合成回路２の出力信号）に対して逆拡散
処理を行う。第ｋユーザのシンボル周期の拡散符号（シ
ョートコード）Ｃk 、整数ｊ、および、第ｋユーザの拡
散符号Ｃk の符号長Ｌとした場合の第ｍパス用の逆拡散
回路６mの出力Ｚk,m (j) は、下記数式２で表される。
【００４８】
【数２】 逆拡散回路６m は、出力Уk (i) と拡散符号Ｃk との相
関計算を、上記数式２の操作で１シンボルに亘り行い、
シンボル毎に上記出力Ｚk,m (j) を出力する。
関計算を、上記数式２の操作で１シンボルに亘り行い、
シンボル毎に上記出力Ｚk,m (j) を出力する。
【００４９】復調回路７m の伝送路推定回路７１による
伝送路の推定方法は、例えば、三瓶による「陸上移動通
信用１６ＱＡＭのフェージングひずみ補償方式」（電子
情報通信学会論文誌 Vol.J72- ＢII，No.1,pp7-15,198
9. ）に示されるように、定期的に挿入された既知のシ
ンボルから、フェージングひずみによる伝送路特性を測
定し、その時系列を内挿することにより全シンボルの伝
送路推定を行う。
伝送路の推定方法は、例えば、三瓶による「陸上移動通
信用１６ＱＡＭのフェージングひずみ補償方式」（電子
情報通信学会論文誌 Vol.J72- ＢII，No.1,pp7-15,198
9. ）に示されるように、定期的に挿入された既知のシ
ンボルから、フェージングひずみによる伝送路特性を測
定し、その時系列を内挿することにより全シンボルの伝
送路推定を行う。
【００５０】第ｍパス用伝送路推定回路７１m の出力を
“推定値”ξk,m (j) で表す場合、復調回路７m の乗算
器１１m は、第ｍパスにおける伝送路推定結果“推定
値”ξk,m (j) の複素共役を逆拡散回路６m の出力に乗
算して第１パスから第Ｍパスそれぞれの伝送路による位
相変動を補償する。
“推定値”ξk,m (j) で表す場合、復調回路７m の乗算
器１１m は、第ｍパスにおける伝送路推定結果“推定
値”ξk,m (j) の複素共役を逆拡散回路６m の出力に乗
算して第１パスから第Ｍパスそれぞれの伝送路による位
相変動を補償する。
【００５１】こうして得られた復調回路７m のＭ個の出
力は、合成器８で加算され、次いで判定回路９により硬
判定が行われる。
力は、合成器８で加算され、次いで判定回路９により硬
判定が行われる。
【００５２】ここで、ＢＰＳＫ（Bi-Phase Shift Keyin
g ：二相位相偏移）変調信号を仮定し、“Ｘ”の符号を
大きさ“１”として表す硬判定値Ｓgn［Ｘ］をもって表
す場合、第ｋユーザ判定信号の“推定値”ｄk (j) は下
記数式３となる。
g ：二相位相偏移）変調信号を仮定し、“Ｘ”の符号を
大きさ“１”として表す硬判定値Ｓgn［Ｘ］をもって表
す場合、第ｋユーザ判定信号の“推定値”ｄk (j) は下
記数式３となる。
【００５３】
【数３】 誤差生成回路１０での乗算器１１1 〜１１M それぞれ
は、第ｋユーザ判定信号“推定値”Ｄk (j) に伝送路推
定結果“推定値”ξk,1 (j) 〜“推定値”ξk,M(j) そ
れぞれを乗算しており、この結果、復調回路７1 〜７M
それぞれの乗算器７３で行った伝送路による位相変動の
補償の影響を打ち消している。誤差検出器である減算器
１２1 〜１２M それぞれは、乗算器１１1 〜１１M それ
ぞれの出力と逆拡散回路６1 〜６M それぞれの出力との
差を計算し、各パス毎の判定誤差を検出している。乗算
器１３1 〜１３M それぞれは、減算器１２1 〜１２M そ
れぞれの出力である判定誤差に第ｋユーザの拡散符号Ｃ
k を複素乗算する。遅延回路１４1 〜１４(M-1) それぞ
れは受信信号入力側の遅延回路５2 〜５M それぞれによ
る遅延時間差をうち消すように乗算器１３1 〜１３M そ
れぞれの出力を遅延させる。合成器１５は、遅延回路１
４1 〜１４(M-1) の出力および乗算器１３M の出力を加
算し、重み制御誤差信号ｅk (i) を生成する。
は、第ｋユーザ判定信号“推定値”Ｄk (j) に伝送路推
定結果“推定値”ξk,1 (j) 〜“推定値”ξk,M(j) そ
れぞれを乗算しており、この結果、復調回路７1 〜７M
それぞれの乗算器７３で行った伝送路による位相変動の
補償の影響を打ち消している。誤差検出器である減算器
１２1 〜１２M それぞれは、乗算器１１1 〜１１M それ
ぞれの出力と逆拡散回路６1 〜６M それぞれの出力との
差を計算し、各パス毎の判定誤差を検出している。乗算
器１３1 〜１３M それぞれは、減算器１２1 〜１２M そ
れぞれの出力である判定誤差に第ｋユーザの拡散符号Ｃ
k を複素乗算する。遅延回路１４1 〜１４(M-1) それぞ
れは受信信号入力側の遅延回路５2 〜５M それぞれによ
る遅延時間差をうち消すように乗算器１３1 〜１３M そ
れぞれの出力を遅延させる。合成器１５は、遅延回路１
４1 〜１４(M-1) の出力および乗算器１３M の出力を加
算し、重み制御誤差信号ｅk (i) を生成する。
【００５４】第ｍ乗算器１１m の出力Ｅk,m (i) に対す
る重み制御誤差信号ｅk (i) は、符号ｌを“０”から
“Ｌ−１”までの整数、符号ｊを整数とする場合、下記
数式４および数式５により表される。
る重み制御誤差信号ｅk (i) は、符号ｌを“０”から
“Ｌ−１”までの整数、符号ｊを整数とする場合、下記
数式４および数式５により表される。
【００５５】
【数４】
【００５６】
【数５】 また、上記説明では収束過程において第ｋユーザ判定信
号“推定値”ｄk (j)を用いているが、第ｋユーザ判定
信号“推定値”ｄk (j) の代わりに既知シンボルｄ
k (j) を用いて重み制御誤差信号ｅk (j) を作成し、ア
ンテナの重み制御を行う方法でもよい。
号“推定値”ｄk (j)を用いているが、第ｋユーザ判定
信号“推定値”ｄk (j) の代わりに既知シンボルｄ
k (j) を用いて重み制御誤差信号ｅk (j) を作成し、ア
ンテナの重み制御を行う方法でもよい。
【００５７】更に、第ｋユーザ判定信号“推定値”ｄk
(j) に、第ｍパスの伝送路推定結果“推定値”ξ
k,m (j) を乗算する際、別の手段により各パスの正しい
振幅、第ｍパスの場合の正しい振幅｜“推定値”ξk,m
(j) ｜が、第１から第Ｍまでそれぞれ分かる場合には、
数式４の代わりに、下記数式６で表される処理を行うこ
ともできる。
(j) に、第ｍパスの伝送路推定結果“推定値”ξ
k,m (j) を乗算する際、別の手段により各パスの正しい
振幅、第ｍパスの場合の正しい振幅｜“推定値”ξk,m
(j) ｜が、第１から第Ｍまでそれぞれ分かる場合には、
数式４の代わりに、下記数式６で表される処理を行うこ
ともできる。
【００５８】
【数６】 また、図１に示されるアンテナの重み制御回路４は、誤
差生成回路１０の出力の重み制御誤差信号ｅk (i) と、
遅延回路３によって遅延させたアンテナ１1 〜１N それ
ぞれからの受信信号ｒ(i) とからアンテナ重み係数Ｗk
を更新する。この処理において、アンテナ重み係数Ｗk
(i+1) は、重み制御誤差信号ｅk (i) が最小になるよう
にＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error ：最小平均二
乗誤差）基準により適応的に制御される。例えば、ＬＭ
Ｓ（Least Mean Square ：最小二乗平均）アルゴリズム
を用いた際のアンテナ重み係数Ｗk の更新式は、ステッ
プサイズμ、ならびに逆拡散、伝送路推定および誤差信
号検出に必要な遅延時間Ｄとした場合、下記数式７のよ
うに表される。
差生成回路１０の出力の重み制御誤差信号ｅk (i) と、
遅延回路３によって遅延させたアンテナ１1 〜１N それ
ぞれからの受信信号ｒ(i) とからアンテナ重み係数Ｗk
を更新する。この処理において、アンテナ重み係数Ｗk
(i+1) は、重み制御誤差信号ｅk (i) が最小になるよう
にＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error ：最小平均二
乗誤差）基準により適応的に制御される。例えば、ＬＭ
Ｓ（Least Mean Square ：最小二乗平均）アルゴリズム
を用いた際のアンテナ重み係数Ｗk の更新式は、ステッ
プサイズμ、ならびに逆拡散、伝送路推定および誤差信
号検出に必要な遅延時間Ｄとした場合、下記数式７のよ
うに表される。
【００５９】
【数７】 上記数式７は、アンテナ重み係数Ｗk の更新がチップ周
期で行われることを示しているが、各パスの判定誤差の
検出は、シンボル毎であることから受信信号ｒi と複素
共役された重み制御誤差信号ｅk * との積を１シンボル
分積分することにより、更新をシンボル毎に減らすこと
ができる。
期で行われることを示しているが、各パスの判定誤差の
検出は、シンボル毎であることから受信信号ｒi と複素
共役された重み制御誤差信号ｅk * との積を１シンボル
分積分することにより、更新をシンボル毎に減らすこと
ができる。
【００６０】また、ステップサイズμが大きい場合には
適応の収束は早くなるが適応の精度および安定度が劣化
し、一方、ステップサイズμが小さい場合には適応の精
度および安定度に優れるが適応の収束が遅くなるという
特徴を有する。従って、ステップサイズμを適応的に変
化させることにより、十分な収束速度と、適応な精度お
よび安定度とを得ることができる。
適応の収束は早くなるが適応の精度および安定度が劣化
し、一方、ステップサイズμが小さい場合には適応の精
度および安定度に優れるが適応の収束が遅くなるという
特徴を有する。従って、ステップサイズμを適応的に変
化させることにより、十分な収束速度と、適応な精度お
よび安定度とを得ることができる。
【００６１】次に、図４および図５を参照してＣＤＭＡ
適応受信装置の指向性パターンについて説明する。
適応受信装置の指向性パターンについて説明する。
【００６２】図４では、直接波に対する遅延波の到来角
度差が小さい場合の指向性パターンが示されており、一
つの指向性の山、すなわちアンテナ利得の大きな一つの
部分で直接波と遅延波とをまとめて取込むようなパター
ンが形成される。この場合、収束パターンは、直接波と
遅延波とを独立の指向性パターンで受信する場合とほぼ
同様に形成される。
度差が小さい場合の指向性パターンが示されており、一
つの指向性の山、すなわちアンテナ利得の大きな一つの
部分で直接波と遅延波とをまとめて取込むようなパター
ンが形成される。この場合、収束パターンは、直接波と
遅延波とを独立の指向性パターンで受信する場合とほぼ
同様に形成される。
【００６３】図５では、直接波に対する遅延波の到来角
度差が大きい場合の指向性パターンが示されており、直
接波および遅延波それぞれにより生じる二つの指向性の
山を取込むようなパターンが形成される。
度差が大きい場合の指向性パターンが示されており、直
接波および遅延波それぞれにより生じる二つの指向性の
山を取込むようなパターンが形成される。
【００６４】図４および図５のいずれの場合も、希望波
の到来方向に対してアンテナ利得を増加させ、干渉波の
多い到来方向に対してアンテナ利得を減少させるように
指向性パターンが形成されており、アンテナ重み係数は
希望波信号対干渉波信号電力比（ＳＩＲ）が最大になる
ように制御される。
の到来方向に対してアンテナ利得を増加させ、干渉波の
多い到来方向に対してアンテナ利得を減少させるように
指向性パターンが形成されており、アンテナ重み係数は
希望波信号対干渉波信号電力比（ＳＩＲ）が最大になる
ように制御される。
【００６５】次に、図６を参照して本発明の上述した物
とは別の実施の形態について説明する。図６には、受信
用のＮ個のアンテナ１1 〜１N を有し、Ｍ個のパスによ
りマルチパスを構成する第ｋユーザに対するＣＤＭＡ適
応受信装置の第２の実施形態が示されている。
とは別の実施の形態について説明する。図６には、受信
用のＮ個のアンテナ１1 〜１N を有し、Ｍ個のパスによ
りマルチパスを構成する第ｋユーザに対するＣＤＭＡ適
応受信装置の第２の実施形態が示されている。
【００６６】図示されたＣＤＭＡ適応受信装置では、Ｎ
個のアンテナ１1 〜１N それぞれから受信信号を受ける
逆拡散フィルタ６０1 〜６０N 、重み付け合成回路２
０、遅延回路Ｄ３、重み制御回路４、復調回路７1 〜７
M 、合成器８、判定器９、および誤差生成回路１００が
設けられているものとする。遅延回路５2 〜５M （遅延
回路５1 は、遅延零のため省略）、逆拡散回路６1 〜６
M 、誤差生成回路１００は、Ｍ個のパスそれぞれに対応
してＭ個ずつの乗算器１１1 〜１１M および減算器１２
1 〜１２M を有し、またＭ個のパスそれぞれに対応して
遅延回路１４1 〜１４(M-1) （最後の第Ｍ遅延回路１４
M は遅延零のため省略）を備え、更にＭ個のパス対応の
出力を加算する合成器１５を設けるものとする。
個のアンテナ１1 〜１N それぞれから受信信号を受ける
逆拡散フィルタ６０1 〜６０N 、重み付け合成回路２
０、遅延回路Ｄ３、重み制御回路４、復調回路７1 〜７
M 、合成器８、判定器９、および誤差生成回路１００が
設けられているものとする。遅延回路５2 〜５M （遅延
回路５1 は、遅延零のため省略）、逆拡散回路６1 〜６
M 、誤差生成回路１００は、Ｍ個のパスそれぞれに対応
してＭ個ずつの乗算器１１1 〜１１M および減算器１２
1 〜１２M を有し、またＭ個のパスそれぞれに対応して
遅延回路１４1 〜１４(M-1) （最後の第Ｍ遅延回路１４
M は遅延零のため省略）を備え、更にＭ個のパス対応の
出力を加算する合成器１５を設けるものとする。
【００６７】また、重み付け合成回路２０は、図７に示
されるようにＮ個の複素乗算器２１1 〜２１N およびＭ
個の合成器２２1 〜２２M 、並びに、遅延量Ｄ2 〜ＤM
それぞれを有する各Ｎ個の（Ｍ−１）組を構成する遅延
回路２５21〜２５2N、〜、２５M1〜２５MN（第１パスの
遅延回路２５11〜２５1Nは遅延零のため省略）を備える
ものとする。
されるようにＮ個の複素乗算器２１1 〜２１N およびＭ
個の合成器２２1 〜２２M 、並びに、遅延量Ｄ2 〜ＤM
それぞれを有する各Ｎ個の（Ｍ−１）組を構成する遅延
回路２５21〜２５2N、〜、２５M1〜２５MN（第１パスの
遅延回路２５11〜２５1Nは遅延零のため省略）を備える
ものとする。
【００６８】また、復調回路７1 〜７M それぞれは、上
記第１の実施形態同様、図３に示されるように伝送路推
定回路７１、複素共役操作回路７２および乗算器７３を
有するものとする。
記第１の実施形態同様、図３に示されるように伝送路推
定回路７１、複素共役操作回路７２および乗算器７３を
有するものとする。
【００６９】次に図６および図７に図３を併せ参照し
て、各構成要素について説明する。
て、各構成要素について説明する。
【００７０】逆拡散フィルタ６０1 〜６０N それぞれ
は、Ｎ個のアンテナ１1 〜１N それぞれから受ける受信
信号と第ｋユーザの拡散符号Ｃk との相関計算をチップ
周期毎に行い、マルチパスを形成するＭ個のパスの逆拡
散結果に関するパルス列を出力するものとする。すなわ
ち、逆拡散フィルタ６０1 〜６０N それぞれは、拡散符
号Ｃk をタップ重みとするトランスバーサルフィルタで
あり、図１の逆拡散フィルタ６1 〜６M と異なる点は、
逆拡散フィルタ６1 〜６M がシンボル毎に１回の逆拡散
結果を出力するのに対して、逆拡散フィルタ６０1 〜６
０N はチップ毎に逆拡散結果を出力する。
は、Ｎ個のアンテナ１1 〜１N それぞれから受ける受信
信号と第ｋユーザの拡散符号Ｃk との相関計算をチップ
周期毎に行い、マルチパスを形成するＭ個のパスの逆拡
散結果に関するパルス列を出力するものとする。すなわ
ち、逆拡散フィルタ６０1 〜６０N それぞれは、拡散符
号Ｃk をタップ重みとするトランスバーサルフィルタで
あり、図１の逆拡散フィルタ６1 〜６M と異なる点は、
逆拡散フィルタ６1 〜６M がシンボル毎に１回の逆拡散
結果を出力するのに対して、逆拡散フィルタ６０1 〜６
０N はチップ毎に逆拡散結果を出力する。
【００７１】この図６の逆拡散フィルタ６０1 〜６０N
それぞれでは、出力パルス列の中で各パスの到来時間に
相当する出力のみが用いられている。しかし、逆拡散フ
ィルタ６０1 〜６０N と等価的な機能はパス数に相当す
る数の逆拡散回路を用いても実現できる。
それぞれでは、出力パルス列の中で各パスの到来時間に
相当する出力のみが用いられている。しかし、逆拡散フ
ィルタ６０1 〜６０N と等価的な機能はパス数に相当す
る数の逆拡散回路を用いても実現できる。
【００７２】また、第ｋユーザ用アンテナの重み付け合
成回路２０は、図７に示されるように、複素乗算器２１
1 〜２１N により逆拡散フィルタ６０1 〜６０N それぞ
れの出力パルス列に対してアンテナ重み係数Ｗk1〜ＷkN
を乗算し、次いで、遅延回路２５21〜２５2N、〜、２５
M1〜２５MNによりマルチパスのＭ個のパスそれぞれに応
じて遅延させた信号を、各パス毎の合成器２２1 〜２２
M それぞれにより加算して出力する。
成回路２０は、図７に示されるように、複素乗算器２１
1 〜２１N により逆拡散フィルタ６０1 〜６０N それぞ
れの出力パルス列に対してアンテナ重み係数Ｗk1〜ＷkN
を乗算し、次いで、遅延回路２５21〜２５2N、〜、２５
M1〜２５MNによりマルチパスのＭ個のパスそれぞれに応
じて遅延させた信号を、各パス毎の合成器２２1 〜２２
M それぞれにより加算して出力する。
【００７３】合成器２２1 〜２２M それぞれの出力は、
上記第１の実施形態で説明した復調回路７1 〜７M それ
ぞれにより復調され合成器８に出力する。次いで、合成
器８は受けた出力を加算して判定回路９に送り、受けた
信号を判定回路９が硬判定し第ｋユーザ判定信号として
出力する。
上記第１の実施形態で説明した復調回路７1 〜７M それ
ぞれにより復調され合成器８に出力する。次いで、合成
器８は受けた出力を加算して判定回路９に送り、受けた
信号を判定回路９が硬判定し第ｋユーザ判定信号として
出力する。
【００７４】誤差生成回路１００では、乗算器１１1 〜
１１M それぞれが、各パス毎に、判定回路９の出力の第
ｋユーザ判定信号に、復調回路７1 〜７M それぞれの出
力の伝送路推定出力を乗算し減算器１２1 〜１２M それ
ぞれに出力する。誤差検出器となる減算器１２1 〜１２
M それぞれは、乗算器１１1 〜１１M それぞれの出力
と、重み付け合成回路２０の合成器２２1 〜２２M それ
ぞれの出力との差を計算し、各パス毎の判定誤差を検出
する。遅延回路１４1 〜１４(M-1) （最後の遅延回路１
４M は遅延零に設定のため省略）それぞれは受信信号入
力側の重み付け合成回路２０の遅延回路２５21〜２
５2N、〜、２５M1〜２５MNそれぞれによる遅延時間差を
うち消すように出力を遅延させる。合成器１５は、遅延
回路１４1 〜１４(M-1) の出力および減算器１２M の出
力を加算し、重み制御誤差信号を生成する。
１１M それぞれが、各パス毎に、判定回路９の出力の第
ｋユーザ判定信号に、復調回路７1 〜７M それぞれの出
力の伝送路推定出力を乗算し減算器１２1 〜１２M それ
ぞれに出力する。誤差検出器となる減算器１２1 〜１２
M それぞれは、乗算器１１1 〜１１M それぞれの出力
と、重み付け合成回路２０の合成器２２1 〜２２M それ
ぞれの出力との差を計算し、各パス毎の判定誤差を検出
する。遅延回路１４1 〜１４(M-1) （最後の遅延回路１
４M は遅延零に設定のため省略）それぞれは受信信号入
力側の重み付け合成回路２０の遅延回路２５21〜２
５2N、〜、２５M1〜２５MNそれぞれによる遅延時間差を
うち消すように出力を遅延させる。合成器１５は、遅延
回路１４1 〜１４(M-1) の出力および減算器１２M の出
力を加算し、重み制御誤差信号を生成する。
【００７５】ここで、重み制御誤差信号は、各パス毎の
制御誤差をある遅延量Ｄ1 〜ＤM それぞれ（Ｄ1 ＝０）
で遅延させて並べたパルス列として表される。
制御誤差をある遅延量Ｄ1 〜ＤM それぞれ（Ｄ1 ＝０）
で遅延させて並べたパルス列として表される。
【００７６】遅延回路３は、重み付け合成回路２０の入
力１〜Ｍを遅延量Ｄにより遅延させる。重み制御回路４
は、合成器１５の出力の重み制御誤差信号と、遅延回路
３により遅延を受けたＮ個の各アンテナ１1 〜１N それ
ぞれの逆拡散結果とを用いてアンテナ重み係数Ｗk1〜Ｗ
kNを計算し重み付け合成回路２０の複素乗算器２１1〜
２１N それぞれに出力する。
力１〜Ｍを遅延量Ｄにより遅延させる。重み制御回路４
は、合成器１５の出力の重み制御誤差信号と、遅延回路
３により遅延を受けたＮ個の各アンテナ１1 〜１N それ
ぞれの逆拡散結果とを用いてアンテナ重み係数Ｗk1〜Ｗ
kNを計算し重み付け合成回路２０の複素乗算器２１1〜
２１N それぞれに出力する。
【００７７】上記説明で参照した図１および図６に示さ
れる処理では、基底帯域において、ディジタル的に行う
ことが望ましい。このためには、各アンテナの受信信号
を無線帯域から基底帯域へ周波数変換し、アナログ／デ
ィジタル変換を行う必要がある。しかし、この機能の図
示は省略されている。
れる処理では、基底帯域において、ディジタル的に行う
ことが望ましい。このためには、各アンテナの受信信号
を無線帯域から基底帯域へ周波数変換し、アナログ／デ
ィジタル変換を行う必要がある。しかし、この機能の図
示は省略されている。
【００７８】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、次
のような効果を得ることができる。
のような効果を得ることができる。
【００７９】第１の効果は、装置規模を小さくできるこ
とである。
とである。
【００８０】その理由は、希望波信号のマルチパスにお
ける各パス成分の判定誤差を合成して一つの誤差生成回
路により重み制御誤差信号を生成しているため、アンテ
ナ指向性パターンを形成するアンテナの重み付け合成回
路と、重み制御回路とが一つのユーザに対して一つでよ
いからである。なお、第２の実施の形態では、アンテナ
の直後で逆拡散フィルタを用いて一つのユーザの拡散符
号との相関計算を行っているため、第１の実施の形態と
比較して、重み付け合成回路で遅延回路と合成器とが増
加するが、誤差生成回路の重み制御誤差信号を生成する
際に拡散符号を乗算する必要がなく、また、適応制御を
シンボル単位で行うことができるため、第１の実施の形
態と比較して、適応制御に要する装置規模が小さくなる
からである。
ける各パス成分の判定誤差を合成して一つの誤差生成回
路により重み制御誤差信号を生成しているため、アンテ
ナ指向性パターンを形成するアンテナの重み付け合成回
路と、重み制御回路とが一つのユーザに対して一つでよ
いからである。なお、第２の実施の形態では、アンテナ
の直後で逆拡散フィルタを用いて一つのユーザの拡散符
号との相関計算を行っているため、第１の実施の形態と
比較して、重み付け合成回路で遅延回路と合成器とが増
加するが、誤差生成回路の重み制御誤差信号を生成する
際に拡散符号を乗算する必要がなく、また、適応制御を
シンボル単位で行うことができるため、第１の実施の形
態と比較して、適応制御に要する装置規模が小さくなる
からである。
【００８１】第２の効果は、マルチパスのパス数が多い
場合でも、優れた適応制御特性が得られることである。
場合でも、優れた適応制御特性が得られることである。
【００８２】その理由は、希望波信号のマルチパスにお
ける各パス成分の判定誤差を合成して一つの重み制御誤
差信号を生成しているからである。
ける各パス成分の判定誤差を合成して一つの重み制御誤
差信号を生成しているからである。
【図１】本発明の第１の実施の形態を示すブロック図で
ある。
ある。
【図２】図１の重み付け合成回路の実施の一形態を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】ＣＤＭＡ適応受信装置の復調回路の実施の一形
態を示すブロック図である。
態を示すブロック図である。
【図４】本発明における希望波の到来角度差が小さい場
合に対する指向性パターンの一形態を示す説明図であ
る。
合に対する指向性パターンの一形態を示す説明図であ
る。
【図５】本発明における希望波の到来角度差が大きい場
合に対する指向性パターンの一形態を示す説明図であ
る。
合に対する指向性パターンの一形態を示す説明図であ
る。
【図６】本発明の第２の実施の形態を示すブロック図で
ある。
ある。
【図７】図６の重み付け合成回路の実施の一形態を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図８】従来の一例を示す機能ブロック図である。
【図９】図８の適応受信サブブロックの一例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
１1 〜１N アンテナ ２ 重み付け合成回路 ３、５2 〜５M 、１４1 〜１４(M-1) 遅延回路 ４ 重み制御回路 ６1 〜６M 逆拡散回路 ７1 〜７M 復調回路 ８、１５、２２ 合成器 ９ 判定器 １０ 誤差生成回路 １１1 〜１１M 、１３1 〜１３M 、７３ 乗算器 １２1 〜１２M 減算器 ２１1 〜２１N 複素乗算器 ７１ 伝送路推定回路 ７２ 複素共役操作回路
Claims (18)
- 【請求項１】 符号分割多重信号を受けるＮ個のアンテ
ナそれぞれの入力に対応して、重み付けと合成とを行う
重み付け合成手段とこの重み付けのためのアンテナ重み
係数を出力する重み制御手段とを一組のみ備え、かつ、
前記重み付け合成手段の出力である受信信号からマルチ
パスを構成するＭ個のパスそれぞれに対応したタイミン
グで復調したＭ個の復調信号と伝送路推定値とから希望
波信号に対する各パス成分に対応するＭ個の誤差信号を
生成し、これらを一つに合成して前記重み制御手段へ出
力する誤差生成手段を設けることを特徴とするＣＤＭＡ
（Code Division Multiple Access ：符号分割多元接
続）適応受信装置。 - 【請求項２】 符号分割多重信号を受けるＮ個のアンテ
ナと、これらＮ個のアンテナそれぞれに重み付け合成を
行い、マルチパスを形成する希望波信号のＭ個からなる
パスの全ての到来方向に利得を有する指向性パターンで
希望波信号を受け、干渉波信号を抑圧するアンテナ入力
に対する重み付け合成手段と、この重み付け合成手段の
出力を希望波信号の前記パスそれぞれのタイミングで希
望波信号の拡散符号を用いて逆拡散するＭ個の逆拡散手
段と、その各出力を復調すると共に複素伝送路推定値を
出力するＭ個の復調手段と、これらＭ個の復調手段の出
力を合成する第一の合成器と、この第一の合成器の出力
を受けて判定し、結果を判定信号として出力する判定器
と、前記パスそれぞれで前記判定信号に前記逆拡散手段
の出力および前記複素伝送路推定値それぞれを入力して
生成した判定誤差を合成し、重み制御のための誤差信号
を生成する誤差生成手段と、前記誤差信号に基づいて前
記重み付け合成手段で用いられる前記アンテナに対応す
るアンテナ重み係数を制御する重み制御手段とを備える
ことを特徴とするＣＤＭＡ適応受信装置。 - 【請求項３】 請求項２に記載のＣＤＭＡ適応受信装置
において、前記重み付け合成手段は、前記Ｎ個のアンテ
ナの受信信号それぞれにＮ個の複素アンテナそれぞれの
複素アンテナ重み係数を乗算するＮ個の複素乗算器と、
これらＮ個の複素乗算器それぞれの出力を合成して出力
する第二の合成器とを備えることを特徴とするＣＤＭＡ
適応受信装置。 - 【請求項４】 請求項２に記載のＣＤＭＡ適応受信装置
において、前記Ｍ個の復調手段それぞれは、前記Ｍ個の
逆拡散手段それぞれの出力を入力して搬送波の振幅およ
び位相を推定し複素伝送路推定値を出力する伝送路推定
手段と、この複素伝送路推定値を受けて複素伝送路推定
値の複素共役を求める複素共役操作手段と、この複素共
役操作手段の出力を前記逆拡散手段の出力に乗算し搬送
波位相同期を行うと共に最大比合成のための重み付けを
行う第一の乗算器とを備えることを特徴とするＣＤＭＡ
適応受信装置。 - 【請求項５】 請求項２に記載のＣＤＭＡ適応受信装置
において、前記誤差生成手段は、前記判定器の出力であ
る判定信号に前記Ｍ個の復調手段の出力である前記複素
伝送路推定値それぞれを乗算し、搬送波位相同期による
位相変化を相殺するＭ個の第二の乗算器と、このＭ個の
乗算器それぞれの出力から前記Ｍ個の逆拡散手段の出力
を減算して各パスの判定誤差を検出するＭ個の減算器
と、これら判定誤差それぞれに希望波信号の拡散符号を
乗算するＭ個の第三の乗算器と、これらＭ個の第三の乗
算器それぞれの出力を各パスのタイミングに応じて遅延
させるＭ個の遅延器と、これらＭ個の遅延器それぞれの
出力を合成して重み制御のための誤差信号を生成する第
三の合成器とを備えることを特徴とするＣＤＭＡ適応受
信装置。 - 【請求項６】 請求項２から請求項５までのいずれか一
つに記載のＣＤＭＡ適応受信装置において、前記誤差生
成手段は、収束過程で前記判定信号の代わりに既知シン
ボルを用いることを特徴とするＣＤＭＡ適応受信装置。 - 【請求項７】 請求項２から請求項５までのいずれか一
つに記載のＣＤＭＡ適応受信装置において、前記誤差生
成手段は、前記判定信号に各パスの前記複素伝送路推定
値を乗算する際、この推定値の位相に関する成分のみを
乗算し、振幅については別途の手段により求めた振幅を
乗算することを特徴とするＣＤＭＡ適応受信装置。 - 【請求項８】 請求項２から請求項７までのいずれか一
つに記載のＣＤＭＡ適応受信装置において、前記重み制
御手段は、前記誤差信号の平均電力が最小になるように
最小二乗平均誤差基準により前記アンテナ重み係数の適
応制御を行うことを特徴とするＣＤＭＡ適応受信装置。 - 【請求項９】 請求項８に記載のＣＤＭＡ適応受信装置
において、前記重み制御手段は、前記最小二乗平均誤差
基準により前記アンテナ重み係数の適応制御を行う際、
最小二乗平均アルゴリズムを用いることを特徴とするＣ
ＤＭＡ適応受信装置。 - 【請求項１０】 請求項９に記載のＣＤＭＡ適応受信装
置において、前記重み制御手段は、前記最小二乗平均ア
ルゴリズムを用いる際、前記誤差信号と前記Ｎ個のアン
テナの受信信号を遅延させた信号との相関結果を１シン
ボル分積分した結果を用いることで、前記アンテナ重み
係数の更新周期をチップ周期からシンボル周期へ低減す
ることを特徴とするＣＤＭＡ適応受信装置。 - 【請求項１１】 符号分割多重信号を受けるＮ個のアン
テナと、これらＮ個のアンテナそれぞれの受信信号を希
望波信号の拡散信号を用いてチップ単位で逆拡散するＮ
個の逆拡散手段と、前記Ｎ個のアンテナそれぞれに対応
する逆拡散手段の出力に重み付けを行い、マルチパスを
形成する希望波信号のＭ個からなるパスの全ての到来方
向に利得を有する指向性パターンで希望波信号を受け、
干渉波信号を抑圧し、希望波信号の前記パスそれぞれの
タイミングで合成した、アンテナ入力に対する重み付け
合成手段と、この重み付け合成手段の出力を復調すると
共に複素伝送路推定値を出力するＭ個の復調手段と、こ
れらＭ個の復調手段の出力を合成する第一の合成器と、
この第一の合成器の出力を受けて判定し、結果を判定信
号として出力する判定器と、前記パスそれぞれで前記判
定信号に前記復調手段の入力および前記複素伝送路推定
値それぞれを入力して生成した判定誤差を合成し、重み
制御のための誤差信号を生成する誤差生成手段と、前記
誤差信号に基づいて前記重み付け合成手段で用いられる
前記アンテナに対応する重み係数を制御する重み制御手
段とを備えることを特徴とするＣＤＭＡ適応受信装置。 - 【請求項１２】 請求項１１に記載のＣＤＭＡ適応受信
装置において、前記重み付け合成手段は、前記Ｎ個の逆
拡散手段の出力それぞれにＮ個の複素アンテナ重み係数
それぞれを乗算するＮ個の複素乗算器と、これらＮ個の
複素乗算器それぞれの出力を各パスのタイミングで合成
するＭ個の第二の合成器とを備えることを特徴とするＣ
ＤＭＡ適応受信装置。 - 【請求項１３】 請求項１１に記載のＣＤＭＡ適応受信
装置において、前記Ｍ個の復調手段それぞれは、前記Ｍ
個の逆拡散手段それぞれの出力を入力して搬送波の振幅
および位相を推定し複素伝送路推定値を出力する伝送路
推定手段と、この複素伝送路推定値を受けて複素伝送路
推定値の複素共役を求める複素共役操作手段と、この複
素共役操作手段の出力を前記逆拡散手段の出力に乗算し
搬送波位相同期を行うと共に最大比合成のための重み付
けを行う第一の乗算器とを備えることを特徴とするＣＤ
ＭＡ適応受信装置。 - 【請求項１４】 請求項１１に記載のＣＤＭＡ適応受信
装置において、前記誤差生成手段は、前記判定器の出力
である判定信号に前記Ｍ個の復調手段の出力である前記
複素伝送路推定値それぞれを乗算し、搬送波位相同期に
よる位相変化を相殺するＭ個の第二の乗算器と、このＭ
個の乗算器それぞれの出力から前記Ｍ個の逆拡散手段の
出力を減算して各パスの判定誤差を検出するＭ個の減算
器と、これらＭ個の減算器それぞれから判定誤差を受け
この判定誤差を各パスのタイミングに応じて遅延させる
Ｍ個の遅延器と、これらＭ個の遅延器それぞれの出力を
合成して重み制御のための誤差信号を生成する第三の合
成器とを備えることを特徴とするＣＤＭＡ適応受信装
置。 - 【請求項１５】 請求項１１から請求項１４までのいず
れか一つに記載のＣＤＭＡ適応受信装置において、前記
誤差生成手段は、収束過程で前記判定信号の代わりに既
知シンボルを用いることを特徴とするＣＤＭＡ適応受信
装置。 - 【請求項１６】 請求項１１から請求項１４までのいず
れか一つに記載のＣＤＭＡ適応受信装置において、前記
誤差生成手段は、前記判定信号に各パスの前記複素伝送
路推定値を乗算する際、この推定値の位相に関する成分
のみを乗算し、振幅については別途の手段により求めた
振幅を乗算することを特徴とするＣＤＭＡ適応受信装
置。 - 【請求項１７】 請求項１１から請求項１６までのいず
れか一つに記載のＣＤＭＡ適応受信装置において、前記
重み制御手段は、前記誤差信号の平均電力が最小になる
ように最小二乗平均誤差基準により前記アンテナ重み係
数の適応制御を行うことを特徴とするＣＤＭＡ適応受信
装置。 - 【請求項１８】 請求項１７に記載のＣＤＭＡ適応受信
装置において、前記重み制御手段は、前記最小二乗平均
誤差基準により前記アンテナ重み係数の適応制御を行う
際、最小二乗平均アルゴリズムを用いることを特徴とす
るＣＤＭＡ適応受信装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21033697A JP2914445B2 (ja) | 1997-08-05 | 1997-08-05 | Ｃｄｍａ適応受信装置 |
| EP19980306265 EP0896441B1 (en) | 1997-08-05 | 1998-08-05 | CDMA receiver with antenna array |
| US09/129,541 US6205166B1 (en) | 1997-08-05 | 1998-08-05 | CDMA receiver with antenna array adaptively controlled with combined errors of despread multipath components |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21033697A JP2914445B2 (ja) | 1997-08-05 | 1997-08-05 | Ｃｄｍａ適応受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1155216A true JPH1155216A (ja) | 1999-02-26 |
| JP2914445B2 JP2914445B2 (ja) | 1999-06-28 |
Family
ID=16587733
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21033697A Expired - Fee Related JP2914445B2 (ja) | 1997-08-05 | 1997-08-05 | Ｃｄｍａ適応受信装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6205166B1 (ja) |
| EP (1) | EP0896441B1 (ja) |
| JP (1) | JP2914445B2 (ja) |
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