JP3210914B2 - 直接拡散受信データの誤り推定装置および直接拡散受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、パイロットチャン
ネルを用いたＤＳ−ＣＤＭＡ（Direct Sequence- Code
Division Multiple Access）システム等に使用する直接
拡散受信データの誤り推定装置および直接拡散受信装置
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムとして、北米で
標準化されたＣＤＭＡ方式セルラ電話システム（ＴＩＡ
ＩＳ９５）がある。このシステムでは、下りリンクに
おいて、パイロットチャンネルにパイロットシンボルを
挿入して送信し、受信側でこのパイロットチャンネルの
受信信号に基づいてキャリア位相を検出して同期検波を
行っている。図１１は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおけ
る下りリンクの構成を示す図である。１０１は基地局、
１０２は子局である。図１２は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステ
ムにおける基地局の送信装置の概要構成図である。符号
多重部１０３においては、ユーザ１〜Ｎの通信チャンネ
ルの送信データ１〜Ｎとパイロットチャンネル用にオー
ル１とされたデータとが、直交符号発生器１０７におい
て生成された直交符号をそれぞれ割り当てられて符号多
重され、乗算器１０４においてＰＮ発生器１０８からの
ＰＮ信号を乗算されることにより直接拡散され、乗算器
１０５において、基準周波数発振器１０９の基準周波数
信号（キャリア）と乗算（変調）され、送信アンテナ１
０６から送信される。

【０００３】図１３は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおけ
る子局の受信装置の概要構成図である。受信アンテナ１
１０により受信された信号は、乗算器１１１において基
準周波数発振器１１２の正弦波基準周波数信号と乗算さ
れて、ベースバンドの受信信号に変換される。ＤＳ−Ｃ
ＤＭＡシステムの復調器の特徴として、Ｒａｋｅ受信方
式が採用されている。基地局から送信された信号は、複
数のパスを通って受信アンテナ１１０に到達するので、
受信信号は、振幅、キャリア位相、および、遅延時間の
異なる複数の信号が合成されたものとなる。Ｒａｋｅ受
信方式は、ベースバンドの受信信号を逆拡散することに
より、パス１〜パスＫの受信信号に分離して最大比合成
（Ｒａｋｅ合成）することにより、１つのインパルスレ
スポンスにするため、受信信号のＣ／Ｎ特性が向上す
る。

【０００４】ベースバンドの受信信号は、Ｒａｋｅ受信
部１２１およびサーチャー部１２２に出力される。ベー
スバンドの受信信号は、Ｒａｋｅ受信部１２１におい
て、Ｋ個のフィンガー１１８₁〜１１８_Kに入力される。
各フィンガー１１８₁〜１１８_Kは、それぞれ１〜Ｋ番目
のパスに対する復調器である。図示の例では、最大Ｋ個
のパスの信号を受信できる。各フィンガー１１８₁〜１
１８_Kは、同一構成である。

【０００５】ベースバンドの受信信号は、乗算器１１３
において、ＰＮ発生器１１４から出力されるＰＮ符号と
乗算されてＰＮ同期が取られ、乗算器１１５において、
直交符号発生器１１７から出力された、この子局（以
後、「ユーザ」という）の通信チャンネルの直交符号と
乗算され、積分器１１６において、このユーザの通信チ
ャンネルの受信信号が１シンボル期間にわたって積分さ
れることにより逆拡散される。フィンガー１１８₁〜１
１８_Kからは、それぞれに対応するパス１〜Ｋにおける
ユーザの通信チャンネルの逆拡散された受信信号が合成
回路１１９に出力される。

【０００６】ここで、ＰＮ発生器１１４および直交符号
発生器１１７には、インパルスレスポンスを推定するサ
ーチャー部１２２内の制御部１２９から、それぞれのパ
ス１〜Ｋに対するタイミング信号が供給される。その結
果ＰＮ発生器１１４および直交符号発生器１１７は、そ
れぞれ、対応するパス１〜ＫのＰＮ符号および直交符号
と同期がとられたＰＮ符号および直交符号を出力する。

【０００７】サーチャー部１２２において、ベースバン
ドの受信信号は、乗算器１２３においてＰＮ発生器１２
４から出力されるＰＮ符号と乗算され、乗算器１２５に
おいて直交符号発生器１２６から出力された、パイロッ
トチャンネルの直交符号と乗算されて、パイロットチャ
ンネルの受信信号が分離される。つぎに、積分器１２７
において１シンボル分積分され、さらに複数シンボル分
の平均化を行うフィルタ１２８を通し、ある１つのパス
ｋにおけるパイロットチャンネルのベースバンドの受信
信号振幅、および、基準周波数信号に対する位相（キャ
リア位相）を表す基準信号Ｗ(ｋ)が作られ、制御部１２
９に出力される。Ｗ(ｋ)は複素数であり、ｋ＝１〜Ｋで
ある。パス１〜パスＫとしては、電力の大きいパスがＫ
個選択される。

【０００８】制御部１２９においては、ＰＮ発生器１２
４のＰＮ符号が受信信号に符号同期するようにＰＮ発生
器１２４をタイミング制御するとともに、直交符号発生
器１２６の直交符号が受信信号に符号同期するように直
交符号発生器１２６をタイミング制御する。制御部１２
９は、時間を分割して、Ｋフィンガー分のＫ個の基準信
号Ｗ（ｋ）を生成する。また、時間を分割して、Ｒａｋ
ｅ受信部１２１のＫフィンガー１１８₁〜１１８_KのＰＮ
発生器１１４および直交符号発生器１１７にタイミング
信号を出力する。

【０００９】合成回路１１９において、各フィンガー１
１８₁〜１１８_Kからのユーザの通信チャンネルの信号
は、各パス１〜Ｋのパイロットチャンネルの受信信号か
ら得た基準信号Ｗ(ｋ)に基づいて、各パス１〜Ｋにおけ
るユーザの通信チャンネルの受信信号の位相オフセット
が取り除かれることにより同期検波され、さらにＲａｋ
ｅ合成される。Ｒａｋｅ合成された受信信号は、デコー
ド部１２０においてデコードされて、自局の通信チャン
ネルの所望のデータが出力される。

【００１０】このように、既知のデータが伝送されてい
るパイロットチャンネルの、逆拡散された受信信号を用
いて各パスｋのインパルスレスポンスを推定することに
より、各パスｋの受信信号の位相オフセットを除去して
いる。なお、図示を省略したが、図１３に示した乗算器
１１１は、実際には２個設けられ、受信アンテナ１１０
により受信された信号は、基準周波数信号と直交する直
交基準周波数信号とも乗算され、基準周波数信号と同相
および直交する２系列のベースバンドの受信信号（通
常、複素数で表される）となる。そして、２系列に対し
て個別に後段の処理が行われ、合成回路１１９におい
て、この２系列が基準周波数信号（キャリア）の位相に
対する同相成分および直交成分となって同期検波され
る。

【００１１】一般に、高速データ伝送をＤＳ−ＣＤＭＡ
システムで行おうとすると、データレートの高速化にし
たがって、チップレートも当然大きくなる。チップレー
トが大きくなると、マルチパスによる干渉量が増大す
る。マルチパス数が増大すると、もはやＲａｋｅ受信方
式では伝送性能の劣化を防ぐことができない。時間遅延
したパス１〜パスＫの到来波を合成したものが受信され
ると、あるパスｋの到来波を逆拡散するときには、時間
遅延した他のパスの到来波は干渉信号となる。そのた
め、ある１つのパスｋのインパルスレスポンスには、他
のパスの到来波との間の相互相関によって生じた干渉波
成分が含まれている。そのため、パス１〜パスＫのイン
パルスレスポンスをＲａｋｅ合成すると、伝送性能が劣
化する。

【００１２】このようなマルチパスによる干渉を除去す
る第１の従来技術として、干渉キャンセル技術がある、
例えば、和田ほか１名「Ｂ５−１４０ ＤＳ−ＣＤＭＡ
システムにおけるマルチユーザ・マルチステージ型干渉
キャンセラの一検討」，電子情報通信学会ソサイエティ
大会（１９９８．９）で知られているものがあり、この
ような干渉キャンセラ（以下先行技術という）を、本出
願人は、特願平１０−２３６７７７号として出願してい
る。

【００１３】まず、パイロットチャンネル等を用いて正
確なインパルスレスポンスを推定する。振幅の大きなパ
スをＫ個選択し、その値をＷ（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ）とす
る。その中で振幅値が最大となるパスＰを選択する。１
段目の干渉キャンセラには、Ｒａｋｅ受信データが入力
され、２段目以降の干渉キャンセラには、前段の干渉キ
ャンセラの出力データが入力される。さらに、振幅最大
パスＰ以外の各パスに対する拡散符号とＷ（ｋ）を用い
て各ユーザにおける干渉レプリカを生成する。受信信号
から全ユーザの干渉レプリカを差し引いて、パスＰに対
して逆拡散を行い、全ユーザに対するデータを検出す
る。すなわち、あらかじめＷ（ｋ）を推定し、電波伝搬
の情報は推定後固定する。

【００１４】また、異なる方法で干渉信号をキャンセル
する第２の従来技術として、佐和橋ほか２名「パイロッ
ト及びデータシンボルを用いるチャネル推定逐次更新型
ＤＳ−ＣＤＭＡコヒーレントマルチステージ干渉キャン
セラ」，信学技報９６（３５４），電子情報通信学会
（１９９６−１１）ＲＣＳ９６−１００，ｐ．９−１６
等で知られているものがある。これは、Ｗ−ＣＤＭＡ
（広帯域ＣＤＭＡ）システムにおいて用いるものであ
る。

【００１５】このＷ−ＣＤＭＡは、フレーム内にパイロ
ットシンボル区間を有するＤＳ−ＣＤＭＡシステムであ
る。パワーの大きなユーザから１ユーザずつ順次、干渉
をキャンセルして行く。ここで、ある１つのユーザのチ
ャンネル推定・干渉生成ユニットは、複数のマルチパス
毎に逆拡散した信号をＲａｋｅ合成してデータ判定を行
い、この判定データから各マルチパスの拡散信号を推定
して干渉レプリカを生成し、受信された逆拡散信号から
干渉レプリカをキャンセルして上述したチャンネル推定
・干渉生成ユニットに入力している。

【００１６】さらに、上述した干渉キャンセルを、マル
チステージ（多段構成）の各ステージｉにおいて行う。
ユーザｋにおいては、ユーザｋよりもパワーの大きいユ
ーザに対するｉステージでの干渉レプリカと、パワーの
小さな他ユーザに対するｉ−１ステージでの干渉レプリ
カを除去し、さらに、受信信号から自局の各パスにおい
て、それぞれ、その各パス以外の干渉レプリカを除去
し、パイロットシンボルを用いて各パスにおけるインパ
ルスレスポンスを推定し、その値に基づいて、逆拡散を
行う。各パスで逆拡散された信号がＲａｋｅ合成され
る。合成後、デコードされたデータと推定されたインパ
ルスレスポンスをもとに干渉レプリカを生成する。

【００１７】図１１に示したＤＳ−ＣＤＭＡシステムに
おいては、子局１０２においてビット誤り率を推定する
場合がある。例えば、子局１０２における受信品質情報
を基地局１０１へ送信し、基地局１０１は、この受信品
質情報に基づいて基地局１０１の送信電力を制御する。
しかし、子局１０２では、ビット誤りの発生状態を、簡
単に、また、受信環境の変動に即応する受信処理の早い
段階において推定することができないという問題があっ
た。また、干渉キャンセラは、あらかじめ確からしい受
信データを得ておくことが必要である。干渉キャンセル
の能力を向上させるためには、この受信データの確から
しさを高める必要がある。さらにまた、干渉キャンセラ
は、その処理時間および消費電力が問題となっている。
特に、単位となる干渉キャンセラを多段に従属接続する
ことにより誤り特性を向上させる、マルチステージ型の
干渉キャンセラにおいては、段数に応じて処理時間およ
び消費電力が大きくなる。

【００１８】本発明は、上述した問題点を解決するため
になされたものであるが、本発明を説明する前に、上述
した先行技術を説明することにより、干渉キャンセラの
機能を具体的に説明しておく。図１４は、先行技術の基
本ブロック構成図である。１つのＰＮ符号を共有する符
号多重されたチャンネルが、１つの通信チャンネル（１
ユーザ）および１つのパイロットチャンネルからなる場
合のものである。これに対し、図１３は、１つのＰＮ符
号を共有する符号多重された通信チャンネル（ユーザ）
が複数の場合であるので前提が若干異なるが、Ｒａｋｅ
受信部に関しては、この図１３を流用して説明する。

【００１９】この基本構成においては、インパルスレス
ポンスを推定し、このインパルスレスポンスを表す基準
信号Ｗ（ｋ）を固定し、Ｒａｋｅ受信部１２１で出力デ
ータＤＲを検出する。また、電力最大パス検出器１３１
は、基準信号Ｗ（ｋ）に基づいて、電力が最大となるパ
スＰを選択する。干渉キャンセラ１３３においては、Ｒ
ａｋｅ受信部１２１から出力されたデータを初期受信デ
ータとして、電力が最大となるパスＰ以外のパスにおけ
る、同期検波および逆拡散を行う以前の信号を生成する
とともに、パイロットチャンネルの既知のデータに基づ
いて、電力が最大となるパスＰ以外のパスにおける、逆
拡散を行う以前のパイロットチャンネルの信号を生成
し、これらを干渉レプリカとし、受信信号からその干渉
レプリカを差し引いて、電力が最大のパスＰについて再
び逆拡散および同期検波を行うことによりデータを再び
検出しなおす。このようにして、受信信号品質の劣化要
因である干渉を除去することによりビット誤り率が向上
する。

【００２０】図１３に示したサーチャー部１２２では、
パイロットチャンネルの受信信号を逆拡散して得られる
電力の大きいパスがＫ個選択され、各パス１〜Ｋのイン
パルスレスポンスの値として基準信号Ｗ（ｋ）（ｋ＝１
〜Ｋ）を出力する。図１４に示した電力最大パス検出器
１３１は、基準信号Ｗ（ｋ）の中から、電力が最大とな
るパスＰを選択して、Ｐの値を干渉キャンセラ１３３に
出力する。

【００２１】図１７は、図１４に示した干渉キャンセラ
１３３の動作説明図である。基地局１から送信された信
号は複数のパスを通って、それぞれが異なる遅延時間の
信号の合成信号として受信される。上段の図は、マルチ
パスによるインパルスレスポンスを示す。電力が最大と
なるパスＰを選択し、他のパスにおける同期検波および
逆拡散を行う以前のベースバンドの受信信号を、検出デ
ータおよびパイロットチャンネルのデータに基づいて仮
想的に生成し、これを差し引いた受信信号に対し、最大
電力のパスＰにおける逆拡散を行い、下段に示すような
干渉信号のキャンセルされたデータを検出する。

【００２２】電力が最大となるパスＰは、干渉信号を含
む割合が少なく、パスＰを除くパスについては、主に干
渉信号であると推定する。そして、Ｒａｋｅ受信部１２
１から出力された１ユーザの通信チャンネルの一応確か
らしいデータＤＲを初期値として用い、これから、逆の
信号処理をして、同期検波および逆拡散を行う以前の信
号を生成する。同時に、パイロットチャンネルの既知の
データＤ_pに基づいて逆拡散を行う以前のパイロットチ
ャンネルの信号も生成する。このようにして、パスＰを
除くパス１〜パスＫにおける干渉レプリカを生成する。
そして、ベースバンドの受信信号から、パスＰを除くパ
ス１〜パスＫの干渉レプリカをすべて差し引くと、ほぼ
パスＰだけのベースバンドの受信信号となる。

【００２３】したがって、干渉キャンセラ１３３は、Ｒ
ａｋｅ受信部１２１から出力される１つの通信チャネル
の出力データＤＲ、および、パイロットチャンネルの既
知のデータＤ_pを用いて、最大電力のパスＰを除いたＫ
−１個のパスの干渉レプリカを生成する。そして、ベー
スバンドの受信信号からこの干渉レプリカを除去したベ
ースバンドの受信信号に対し、パスＰについて改めて逆
拡散を行う。このようにして、仮に単一のパスＰの到来
波のみが受信されたと仮定したときとほぼ同様なベース
バンドの受信信号に対して逆拡散をすることができる。
その結果、パスの相互相関による干渉信号が除去された
通信チャンネルの受信データＤＣが得られる。なお、遅
延部１３２は、Ｒａｋｅ受信部１２１および干渉キャン
セラ内部における処理遅延を補償するものである。

【００２４】図１５は、図１４に示した干渉キャンセラ
１３３の内部構成図である。１ユーザの干渉レプリカ生
成部１３５は、１ユーザのみが使用する唯一の通信チャ
ンネルについて、パスＰを除く、Ｋ−１個のパスに対す
る干渉レプリカを生成する。また、パイロットチャンネ
ルの干渉レプリカ生成部１３５_pは、パイロットチャン
ネルについて、パスＰを除く、Ｋ−１個のパスに対する
干渉レプリカを生成する。

【００２５】図１６（ａ），図１６（ｂ）は、それぞ
れ、図１５に示した干渉レプリカ生成部１３５，１３５
ｐの内部構成図である。パス１に対する干渉レプリカ生
成部１４１₁については、Ｒａｋｅ受信部１２１から出
力されたデータＤＲが、乗算器１３８において、パス１
に対する基準信号Ｗ₁（１）と乗算されることにより、
パス１のキャリア位相および振幅が付与された信号点位
相および振幅を有する、同期検波される前の信号に戻さ
れる。次に、乗算器１３９においてパス１に対するＰＮ
符号であるＰＮ₁（１）、さらに、乗算器１４０におい
て１ユーザのパス１に対する直交符号ＷＳ₁（１）とそ
れぞれ乗算されて拡散されることにより、パス１の時間
遅延を有する、逆拡散される前のベースバンド受信信号
に戻されて、パス１の干渉レプリカが生成される。パス
１に対する干渉レプリカ生成部１４１₁と同様の構成
が、パスＰを除いてＫ−１個あり、これらのＫ−１個の
信号が加算器１４２により加算されて、その出力信号が
パスＰを除くパス１〜Ｋの干渉レプリカの出力信号とな
る。

【００２６】ここで、Ｗ₁（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐ
を除く）は図１３に示した制御部１２９が出力する基準
信号、ＰＮ₁（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は図
１３に示したフィンガー１１８_kのＰＮ発生器１１４が
出力するＰＮ符号、直交符号ＷＳ₁（ｋ）（ｋ＝１〜
Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は図１３に示したフィンガー１１８
_kの直交符号発生器１１７が出力する１ユーザの直交符
号、に基づくものである。ただし、図１４においてベー
スバンドの受信信号を遅延部１３２で遅延させたよう
に、Ｒａｋｅ受信部１２１における処理遅延、干渉キャ
ンセラ１３３の内部での処理遅延を考慮して時間遅れを
調整する。Ｗ₁（ｋ），ＰＮ₁（ｋ），ＷＳ₁（ｋ）は、
上述した制御部１２９，ＰＮ発生器１１４，直交符号発
生器１１７の出力のそれぞれに、遅延部１３２と同様な
遅延部を設けることによって作ることができる。

【００２７】図１６（ｂ）に示す、パイロットチャンネ
ルに対する干渉レプリカ生成部１３５_pについては、パ
イロットチャンネルの既知のデータＤ_pが、乗算器１３
８において、パス１に対する基準信号Ｗ₁（１）と乗算
されることにより、パス１のキャリア位相および振幅が
付与された信号点位相および振幅を有する信号になる。
つぎに、乗算器１３９においてパス１に対するＰＮ符号
であるＰＮ₁（１）、さらに、乗算器１４０においてパ
イロットチャンネルのパス１に対する直交符号ＷＳ
₁（ｐ，１）とそれぞれ乗算されて拡散されることによ
り、パス１の時間遅延を有する、逆拡散される前のベー
スバンド受信信号に戻されて、パス１の干渉レプリカが
生成される。図１６（ａ）と同様に、パス１に対する干
渉レプリカ生成部１４１₁と同様の構成が、パスＰを除
いてＫ−１個あり、これらのＫ−１個の信号が加算器１
４２により加算されて、その出力信号がパスＰを除くパ
ス１〜Ｋの干渉レプリカの出力信号となる。

【００２８】ここで、Ｗ₁（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐ
を除く）は図１３に示した制御部１２９が出力する基準
信号、ＰＮ₁（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は図
１３に示したサーチャー部１２２のＰＮ発生器１２４が
出力するＰＮ符号（フィンガー１１８_kのＰＮ発生器１
１４が出力するＰＮ符号と一致する）、直交符号ＷＳ₁
（ｐ，ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は図１３に示
したサーチャー部１２２の直交符号発生器１２６が出力
するパイロットチャンネルの直交符号に基づくものであ
る。ただし、Ｒａｋｅ受信部１２１における処理遅延、
干渉キャンセラ１３３の内部での処理遅延を考慮して時
間遅れが調整される。Ｗ₁（ｋ），ＰＮ₁（ｋ），ＷＳ₁
（ｐ，ｋ）は、上述した制御部１２９，ＰＮ発生器１２
４，直交符号発生器１２６の出力のそれぞれに、遅延部
１３２と同様な遅延部を設けることによって作ることが
できる。

【００２９】再び、図１５に戻って説明をする。加算器
１３６において、遅延されたベースバンドの受信信号か
ら、干渉レプリカ１３５の出力信号が差し引かれ、パス
Ｐに対する逆拡散部１３７に入力される。このパスＰに
対する逆拡散部１３７は、図１３に示したフィンガー部
１１８₁〜１１８_K中のパスＰのフィンガー部と同様の構
成である。すなわち、パスＰに対する基準信号Ｗ
₁（Ｐ）、パスＰに対するＰＮ符号であるＰＮ₁（Ｐ）、
および、パスＰに対する１ユーザの直交符号ＷＳ
₁（Ｐ）を用いて、干渉レプリカが削除されたベースバ
ンドの受信信号に対して、パスＰに対する逆拡散を行
い、データを判定する。

【００３０】この出力データは、相互相関による干渉が
除かれて伝送性能が改善された１ユーザのデータとな
る。上述した基準信号Ｗ₁（Ｐ）、ＰＮ符号ＰＮ
₁（Ｐ）、および、１ユーザの直交符号ＷＳ₁（Ｐ）は、
先に説明した、パスＰを除いたパスの基準信号Ｗ
₁（ｋ）、ＰＮ符号ＰＮ₁（ｋ）、および、１ユーザの直
交符号ＷＳ₁（ｋ）と同様に、Ｒａｋｅ受信部１２１に
おける処理遅延を補償するために時間遅れを持たせ、か
つ、干渉キャンセラ１３３の内部での処理遅延も考慮し
て時間遅れが調整される。

【００３１】図１８は、１つのＰＮ符号を共有する符号
多重されたチャンネルが、ＮユーザのＮ個の通信チャン
ネルおよび１つのパイロットチャンネルからなる先行技
術のブロック構成図である。そして、複数ユーザに対応
した干渉キャンセラが、１〜Ｍ段目の干渉キャンセラ１
５１₁〜１５１_Mとして縦続接続されたものである。この
具体例では、複数のユーザ１〜Ｎのパスに対して複数の
干渉キャンセラを動作させて干渉を除去し、さらに複数
段の干渉キャンセラを動作させるものであって、より確
からしいデータが検出される。第１段目の干渉キャンセ
ラ１５１₁は、Ｒａｋｅ受信部１４６から出力されたデ
ータＤＲ（１）〜ＤＲ（Ｎ）を確からしいデータとして
入力するとともに、パイロットチャンネルの既知のデー
タＤ _pを入力し、干渉信号がキャンセルされた、より確
からしいデータＤＣ（１，１）〜ＤＣ（１，Ｎ）を出力
する。

【００３２】第２段以降については、前段の干渉キャン
セラからの出力データが次の段の干渉キャンセラの入力
データになるとともに、パイロットチャンネルの既知の
データＤ_pも入力される。いずれの段の干渉キャンセラ
１５１₁〜１５１_Mも、電力最大パス検出器１３１（図１
４）から出力される同じパスＰを電力最大パスとして選
択する。なお、各段の干渉キャンセラのうち、１〜（Ｍ
−１）段目の干渉キャンセラ１５１₁〜１５１_M-1につい
ては、自局（例えば、ユーザ１）のデータを含めたユー
ザ１〜Ｎのデータを出力する必要がある。すなわち、１
〜（Ｍ−１）段目の干渉キャンセラ１５１₁〜１５１_M-1
については、ユーザ１〜ユーザＮに対する逆拡散部が必
要となる。

【００３３】上述した直接拡散受信装置は、ＣＤＭＡ方
式セルラ電話システム（ＴＩＡ−ＩＳ９５）を前提とし
て説明した。しかし、この直接拡散受信装置は、Ｗ−Ｃ
ＤＭＡシステムにおいても適用可能である。Ｗ−ＣＤＭ
Ａシステムは、複数のユーザの通信チャンネルが符号多
重されているとともに、ある時間的な区間に、複数の通
信チャンネルに共通のパイロットシンボルが挿入され、
このパイロットシンボルに基づいてインパルスレスポン
スを推定することによって基準信号Ｗ（ｋ）を出力する
ものである。Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、ユーザ通信チャ
ンネルの区間とパイロットチャンネルの区間とが時間的
に異なっているが、パイロットチャンネルのマルチパス
がユーザ通信チャンネルの区間に入り込むような場合に
は、パイロットチャンネルが、ユーザ通信チャンネルに
対するマルチパスの相互相関による干渉を与えることに
なる。したがって、図１４に示したパイロットチャンネ
ルの干渉レプリカ生成部１３５ｐを用いることによっ
て、パイロットチャンネルによる干渉を除去することが
できる。

【００３４】ただし、本来、ユーザー通信チャンネルの
受信信号が存在しないパイロットチャンネルの区間にも
パイロットチャンネルの干渉レプリカが生成される。こ
のパイロットチャンネルの区間の干渉レプリカ成分が大
きいと、これが、かえってノイズ成分となり伝送品質が
低下してしまうおそれがある。したがって、図１４に示
したパイロットチャンネルの干渉レプリカ生成部１３５
ｐの出力を、図示しないスイッチ部を介して加算器１３
６へ出力する。このスイッチ部は、制御部１２９により
制御されて、ユーザ通信チャンネルの区間においてのみ
パイロットチャンネルの干渉レプリカを加算器１３６に
供給する。

【００３５】

【発明が解決しようとする課題】本発明は、簡単に誤り
情報を得ることができる直接拡散受信データの誤り推定
装置および直接拡散受信装置を提供することを目的とす
るものである。

【００３６】

【課題を解決するための手段】

【００３７】

【００３８】本発明は、請求項１に記載の発明において
は、直接拡散受信データの誤り推定装置において、複数
系列の初期逆拡散信号出力手段、初期合成判定手段、複
数系列の干渉キャンセル手段、および、誤り情報出力手
段を有し、前記それぞれの系列の初期逆拡散信号出力手
段は、前記複数系列に対応したそれぞれの系列のアンテ
ナで受信されたそれぞれの系列の直接拡散受信信号を逆
拡散してそれぞれの系列の初期逆拡散信号を出力し、前
記初期合成判定手段は、前記それぞれの系列の初期逆拡
散信号を合成した信号をデコードして初期受信データを
判定し、前記それぞれの系列の干渉キャンセル手段は、
前記初期受信データに基づき、前記それぞれの系列の直
接拡散受信信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成
し、前記それぞれの系列の直接拡散受信信号から前記レ
プリカを差し引いて、前記干渉信号の影響が低減された
それぞれの系列の逆拡散信号を出力し、前記誤り情報出
力手段は、前記それぞれの系列の逆拡散信号をデコード
した値を比較して不一致の割合に基づいて誤り情報を出
力するものである。したがって、受信処理の早い段階で
受信環境の変動に即応し、かつ、簡単に誤り情報を得る
ことができる。ダイバーシチ効果により初期受信データ
の確からしさが高められるため、干渉キャンセルの能力
が向上する。さらに、複数系列の干渉キャンセル手段の
それぞれが出力する逆拡散信号を合成した信号をデコー
ドすれば、ダイバーシチ効果によりビット誤りが低減し
た受信データを得ることができる。干渉キャンセル手段
としては、１段の干渉キャンセラでもよいし、複数段の
干渉キャンセラでもよい。

【００３９】請求項２に記載の発明においては、請求項
１に記載の直接拡散受信データの誤り推定装置におい
て、前記複数系列の初期逆拡散信号出力手段は、前記複
数系列に対応したそれぞれの系列のアンテナで受信され
たそれぞれの系列の直接拡散受信信号をＲａｋｅ受信し
てそれぞれの系列の初期逆拡散信号を出力するものであ
る。したがって、Ｒａｋｅ受信することにより初期受信
データの確からしさが高められるため、干渉キャンセル
の能力が向上する。

【００４０】請求項３に記載の発明においては、直接拡
散受信データの誤り推定装置において、複数段で複数系
列の干渉キャンセラ、複数段の合成判定手段、および、
誤り情報出力手段を有し、第１段のそれぞれの系列の干
渉キャンセラは、前記複数系列に対応したそれぞれの系
列のアンテナで受信されたそれぞれの系列の直接拡散受
信信号に基づいてあらかじめ得られた、それぞれの系列
ごとの初期受信データあるいはそれぞれの系列に共通の
初期受信データに基づき、前記それぞれの系列の直接拡
散受信信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前
記それぞれの系列の直接拡散受信信号から前記レプリカ
を差し引いて、干渉信号の影響が低減された第１段のそ
れぞれの系列の逆拡散信号を出力し、第２段以降の前記
それぞれの系列の干渉キャンセラは、前段の合成判定手
段から出力された受信データを入力して縦続的に動作
し、前記それぞれの系列の直接拡散受信信号に含まれる
干渉信号のレプリカを生成し、前記それぞれの系列の直
接拡散受信信号から前記レプリカを差し引いて、干渉信
号の影響が低減された当該段のそれぞれの系列の逆拡散
信号を出力し、前記各段の合成判定手段は、当該段の前
記それぞれの系列の逆拡散信号を合成した信号をデコー
ドして当該段の受信データを出力し、前記誤り情報出力
手段は、少なくとも１つの段の前記それぞれの系列の逆
拡散信号をデコードした値を比較して不一致の割合に基
づいて誤り情報を出力するものである。

【００４１】したがって、簡単に誤り情報を得ることが
できるとともに、ダイバーシチ効果および複数段にわた
る干渉キャンセルにより、干渉キャンセルの能力が向上
する。さらに、複数系列の干渉キャンセラのそれぞれが
出力する逆拡散信号を合成した信号をデコードしたもの
を受信データとすれば、ダイバーシチ効果によりビット
誤りが低減した受信データを得ることができる。特に、
誤り情報出力手段が、全段において、それぞれの系列の
干渉キャンセラの出力をデコードした値を比較して各段
の誤り情報を出力する場合には、各段の受信データの正
確な誤り情報を得ることができる。しかし、１または複
数の特定の段において、それぞれの系列の干渉キャンセ
ラの出力を判定した判定データを比較した場合でも、こ
の特定の段の誤り情報に基づいて、誤り情報を出力しな
い他の段から出力される受信データの誤り状態を推定す
ることが可能である。

【００４２】請求項４に記載の発明においては、直接拡
散受信装置において、複数系列の初期逆拡散信号出力手
段、初期合成判定手段、複数系列の干渉キャンセル手
段、合成判定手段、誤り情報出力手段、および、出力選
択手段を有し、前記それぞれの系列の初期逆拡散信号出
力手段は、前記複数系列に対応したそれぞれの系列のア
ンテナで受信されたそれぞれの系列の直接拡散受信信号
を逆拡散してそれぞれの系列の初期逆拡散信号を出力
し、前記初期合成判定手段は、前記それぞれの系列の初
期逆拡散信号を合成した信号をデコードして初期受信デ
ータを判定し、前記それぞれの系列の干渉キャンセル手
段は、前記初期受信データに基づき、前記それぞれの系
列の直接拡散受信信号に含まれる干渉信号のレプリカを
生成し、前記それぞれの系列の直接拡散受信信号から前
記レプリカを差し引いて、前記干渉信号の影響が低減さ
れたそれぞれの系列の逆拡散信号を出力し、前記合成判
定手段は、前記それぞれの系列の逆拡散信号を合成した
信号をデコードして受信データを判定し、前記誤り情報
出力手段は、前記それぞれの系列の初期逆拡散信号をデ
コードした値を比較して不一致の割合に基づいて誤り情
報を出力し、前記出力選択手段は、前記誤り情報に基づ
いて、前記干渉キャンセル手段の動作不動作を制御する
とともに、前記初期受信データおよび前記受信データの
いずれか１つを選択して出力するものである。したがっ
て、受信処理の早い段階で受信環境の変動に即応し、簡
単に誤り情報を得ることができる。干渉キャンル手段の
動作不動作を、誤り情報に応じて制御することができる
ため、受信データの品質を所定レベルに保ちながら、受
信処理の処理時間の短縮、受信装置の消費電力の低減を
図ることができる。初期合成判定手段によるダイバーシ
チ効果により干渉キャンセルの能力が向上する。また、
合成判定手段によるダイバーシチ効果によっても、ビッ
ト誤りが低減した受信データを得ることができる。干渉
キャンセル手段としては、１段の干渉キャンセラでもよ
いし、複数段の干渉キャンセラでもよい。

【００４３】請求項５に記載の発明においては、直接拡
散受信装置において、複数段で複数系列の干渉キャンセ
ラ、複数段の合成判定手段、誤り情報出力手段、およ
び、出力選択手段を有し、第１段のそれぞれの系列の干
渉キャンセラは、前記複数系列に対応したそれぞれの系
列のアンテナで受信されたそれぞれの系列の直接拡散受
信信号に基づいてあらかじめ得られた、それぞれの系列
ごとの初期受信データあるいはそれぞれの系列に共通の
初期受信データに基づき、前記それぞれの系列の直接拡
散受信信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前
記それぞれの系列の直接拡散受信信号から前記レプリカ
を差し引いて、干渉信号の影響が低減された第１段のそ
れぞれの系列の逆拡散信号を出力し、第２段以降の前記
それぞれの系列の干渉キャンセラは、前段の合成判定手
段から出力された受信データを入力して縦続的に動作
し、前記それぞれの系列の直接拡散受信信号に含まれる
干渉信号のレプリカを生成し、前記それぞれの系列の直
接拡散受信信号から前記レプリカを差し引いて、干渉信
号の影響が低減された当該段のそれぞれの系列の逆拡散
信号を出力し、前記各段の合成判定手段は、当該段の前
記それぞれの系列の逆拡散信号を合成した信号をデコー
ドして当該段の受信データを出力し、前記誤り情報出力
手段は、前記複数段の干渉キャンセラの縦続動作に伴
い、前記それぞれの系列の逆拡散信号をデコードした値
を比較し、不一致の割合に基づいて誤り情報を出力し、
前記出力選択手段は、前記誤り情報に基づいて、前記干
渉キャンセラの動作段数を制御するとともに、各段の前
記受信データのいずれか１つを選択して出力するもので
ある。したがって、簡単に誤り情報を得ることができ
る。干渉キャンル手段の動作段数を、誤り情報に応じて
制御するため、受信データの品質を所定レベルに保ちな
がら、受信処理の処理時間の短縮、受信装置の消費電力
の低減を図ることができる。特に、誤り情報出力手段
が、全段において、それぞれの系列の干渉キャンセラの
出力をデコードした値を比較して各段の誤り情報を出力
する場合には、各段の受信データのビット誤り率を正確
に推定することができる。また、ダイバーシチ効果およ
び干渉キャンセラの多段構成により、干渉キャンセルの
能力が向上し、ビット誤りが低減した受信データを得る
ことができる。

【００４４】請求項６に記載の発明においては、直接拡
散受信装置において、複数系列の初期逆拡散信号出力手
段、初期合成判定手段、複数段で複数系列の干渉キャン
セラ、複数段の合成判定手段、誤り情報出力手段、およ
び、出力選択手段を有し、前記それぞれの系列の初期逆
拡散信号出力手段は、前記複数系列に対応したそれぞれ
の系列のアンテナで受信されたそれぞれの系列の直接拡
散受信信号を逆拡散してそれぞれの系列の初期逆拡散信
号を出力するものであり、前記初期合成判定手段は、前
記それぞれの系列の初期逆拡散信号を合成した信号をデ
コードして初期受信データを判定するものであり、第１
段のそれぞれの系列の干渉キャンセラは、前記初期受信
データに基づき、前記それぞれの系列の直接拡散受信信
号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前記それぞ
れの系列の直接拡散受信信号から前記レプリカを差し引
いて、干渉信号の影響が低減された第１段のそれぞれの
系列の逆拡散信号を出力し、第２段以降の前記それぞれ
の系列の干渉キャンセラは、前段の合成判定手段から出
力された受信データを入力して縦続的に動作し、前記そ
れぞれの系列の直接拡散受信信号に含まれる干渉信号の
レプリカを生成し、前記それぞれの系列の直接拡散受信
信号から前記レプリカを差し引いて、干渉信号の影響が
低減された当該段のそれぞれの系列の逆拡散信号を出力
し、前記各段の合成判定手段は、当該段の前記それぞれ
の系列の逆拡散信号を合成した信号をデコードして当該
段の受信データを出力し、前記誤り情報出力手段は、前
記複数段の干渉キャンセラの縦続動作に伴い、前記それ
ぞれの系列の初期逆拡散信号および前記それぞれの系列
の逆拡散信号をデコードした値を比較し、不一致の割合
に基づいて誤り情報を出力し、前記出力選択手段は、前
記誤り情報に基づいて、前記干渉キャンセラの動作不動
作および動作段数を制御するとともに、前記初期受信デ
ータおよび各段の前記受信データの中から、いずれか１
つを選択して出力するものである。したがって、受信処
理の早い段階で受信環境の変動に即応し、簡単に誤り情
報を得ることができる。干渉キャンル手段の動作段数
を、誤り情報に応じて制御するため、受信データの品質
を所定レベルに保ちながら、受信処理の処理時間の短
縮、受信装置の消費電力の低減を図ることができる。特
に、誤り情報出力手段が、初期逆拡散信号出力手段を含
む全段において、それぞれの系列の干渉キャンセラの出
力をデコードした値を比較して各段の誤り情報を出力す
る場合には、各段の受信データのビット誤り率を正確に
推定することができる。また、ダイバーシチ効果および
干渉キャンセラの多段構成により、干渉キャンセルの能
力が向上し、ビット誤りが低減した受信データを得るこ
とができる。

【００４５】

【発明の実施の形態】図１は、本発明の直接拡散受信装
置および直接拡散受信データの誤り推定装置の第１の前
提構成の概要ブロック図である。図中、１は受信アンテ
ナ、２は乗算器、３は基準周波数発振器、４は逆拡散
部、５は遅延部、６は干渉キャンセラ、７は合成判定
部、８はビット誤り率推定部である。この実施の形態に
おいては、２系統の受信機を有する。第１，第２の受信
機を区別するために、１〜６にはａまたはｂの添字を付
している。なお、この第１の前提構成の直接拡散受信装
置は、ビット誤り率を推定する機能を備えているので、
直接拡散受信データの誤り推定装置でもある。受信デー
タを特に用いずに、ビット誤り率を推定するだけの直接
拡散受信データの誤り推定装置として用いることもでき
る。

【００４６】受信アンテナは、ダイバーシチ用に２系統
設けられている。例えば、２本の受信アンテナが距離を
隔てて設けられる（スペースダイバーシチ）。あるい
は、２本の同一の指向性アンテナが、アンテナの向きを
異ならせて設けられる（角度ダイバーシチ）。あるい
は、異なる指向性のアンテナが用いられる（角度ダイバ
ーシチ）。これらのアンテナの指向特性および設置条件
は、単独または、適宜組み合わされて２系統のアンテナ
とされる。

【００４７】このように異なる受信アンテナ１ａ，１ｂ
により受信された信号は、乗算器２ａ，２ｂにおいて基
準周波数発振器３ａ，３ｂの正弦波基準周波数信号と乗
算されて、ベースバンドの直接拡散信号に変換される。
基準周波数発振器３ａ，３ｂは、同一周波数の正弦波基
準周波数信号を出力するものであり、１つの基準周波数
発振器を共用してもよい。このベースバンドの直接拡散
信号は、逆拡散部４ａ，４ｂにおいて逆拡散され、内部
でデコードされて、初期値としての受信データを出力す
る。この逆拡散部４ａ，４ｂは、干渉キャンセラ６ａ，
６ｂにおける干渉キャンセル動作に必要な、ある程度確
からしい初期受信データを与えるためのものである。そ
のため、例えば、ベースバンドの直接拡散受信信号を逆
拡散して、そのうち、電力が最大となるパスＰの逆拡散
出力をデコードして初期受信データとする。

【００４８】２系列の干渉キャンセラ６ａ，６ｂは、逆
拡散部４ａ，４ｂにより得られた初期受信データに基づ
き、直接拡散受信信号に含まれる干渉信号のレプリカを
生成し、直接拡散受信信号からこのレプリカを差し引い
て、干渉信号の影響が低減された逆拡散信号を出力す
る。なお、遅延部５ａ，５ｂは、逆拡散部４ａ，４ｂ、
干渉キャンセラ６ａ，６ｂ内部における処理遅延を補償
することにより、干渉キャンセラ６ａ，６ｂにおいて、
逆拡散部４ａ，４ｂの出力と直接拡散受信信号との入力
タイミングを合わせるものである。各干渉キャンセラ６
ａ，６ｂとしては、任意のタイプの干渉キャンセラを使
用することができる。例えば、先行技術として説明し
た、図１４の干渉キャンセラ１３３，図１８の干渉キャ
ンセラ１５１を使用することができる。説明を簡単にす
るために、以下の説明では、原則としてユーザ数が１で
ある干渉キャンセラ１３３を使用した例について説明す
る。

【００４９】ただし、先行技術における干渉キャンセラ
は、データ判定をするためのデコード部を内蔵してい
る。本発明においては、後続の合成判定部７においてデ
ータを判定するものであるため、本発明における干渉キ
ャンセラは、受信データを判定する直前の逆拡散信号を
出力するものである。この逆拡散信号は、従来技術にお
ける干渉キャンセラで判定される受信データのインパル
スレスポンスに対応する。合成判定部７は、２系列の干
渉キャンセラ６ａ，６ｂから出力される逆拡散信号を合
成した信号をデコードして受信データを判定する。

【００５０】２系統それそれのアンテナ１ａ，１ｂから
受信される直接拡散受信信号は、独立である。すなわ
ち、それそれ異なるマルチパスフェージングを受ける。
そのため、フェージング変動による出力低下のない直接
拡散信号を、いずれか一方から受信できる可能性が高い
ため、フェージング変動に強くなる。また、２系統の受
信機のノイズに影響を与えるのは、アンテナ１ａ，１ｂ
からベースバンド直接拡散受信信号に変換する乗算器２
ａ，２ｂ等である。２系統の受信機であれば、ノイズは
各系統で独立である。したがって、ノイズの影響が１系
統の場合に比べて平均化される。

【００５１】干渉キャンセラ６ａ，６ｂでは、干渉除去
された後、受信データが判定される直前の逆拡散信号が
出力される。上述したように、それぞれ独立なマルチパ
スフェージングを受けた受信信号に、それぞれ独立なノ
イズが付加されたベースバンド信号に基づいて、干渉キ
ャンセラを使用し、さらにその２系統の出力信号を合成
・判定することにより、この直接拡散受信装置は、１系
統の干渉キャンセラ単独の性能よりも受信データの品質
が優れている。

【００５２】図２は、図１に示した合成判定部７の説明
図である。図２（ａ）は合成機能の説明図、図２（ｂ）
は判定機能の説明図である。第１の受信機（系統ａ）の
干渉キャンセラ６ａから出力される逆拡散信号の同相成
分（Ｉ相）および直交成分（Ｑ相）を（Ｖ_1i，Ｖ_1q）と
し、第２の受信機（系統ｂ）の干渉キャンセラ６ｂから
出力される逆拡散信号の同相および直交成分を（Ｖ_2i，
Ｖ_2q）とし、合成信号の同相および直交成分を（Ｖ_0i，
Ｖ_0q）とする。

【００５３】合成信号は、第１，第２の受信機の干渉キ
ャンセラ６ａ，６ｂからの逆拡散信号に対し、それぞ
れ、重みＷ_t1，Ｗ_t2を加えて作成される。すなわち、 Ｖ_0i＝Ｖ_1i＊Ｗ_t1＋Ｖ_2i＊Ｗ_t2 Ｖ_0q＝Ｖ_1q＊Ｗ_t1＋Ｖ_2q＊Ｗ_t2 とする。ここで、重みＷ_t1，Ｗ_t2としては、例えば、 Ｗ_t1＝（Ｖ_1i ²＋Ｖ_1q ²）／｛（Ｖ_1i＋Ｖ_2i）²＋（Ｖ_1q
＋Ｖ_2q) ²｝^1/2 Ｗ_t2＝（Ｖ_2i ²＋Ｖ_2q ²）／｛（Ｖ_1i＋Ｖ_2i）²＋（Ｖ_1q
＋Ｖ_2q) ²｝^1/2 とする。

【００５４】あるいは、重みＷ_t1，Ｗ_t2として、 Ｗ_t1＝（Ｖ_1i ²＋Ｖ_1q ²）^1/2／｛（Ｖ_1i＋Ｖ_2i）²＋（Ｖ
_1q＋Ｖ_2q) ²｝^1/2 Ｗ_t2＝（Ｖ_2i ²＋Ｖ_2q ²）^1/2／｛（Ｖ_1i＋Ｖ_2i）²＋（Ｖ
_1q＋Ｖ_2q) ²｝^1/2 とする。なお、各分母の値は、第１，第２の受信機の干
渉キャンセラ６ａ，６ｂから出力される逆拡散信号を加
算したベクトルの長さである。図２（ｂ）に示すよう
に、４相位相変調の場合には、上述した合成信号
（Ｖ_0i，Ｖ_0q）がＩＱ位相平面上のどの象限にあるかに
よって受信データがデコードされる。

【００５５】図１の第１，第２の受信機の干渉キャンセ
ラ６ａ，６ｂの出力は、また、ビット誤り率推定部８に
も入力される。ビット誤り率推定部８は、複数系列の干
渉キャンセラ６ａ，６ｂの各出力をデコードした値を比
較し、両者の不一致の割合に基づいてビット誤り率の推
定値を出力する。図３は、ビット誤り率推定部８の一例
のブロック構成図である。図中、１１は判定部、１２は
排他的論理和部、１３はカウンタ、１４は演算部、１５
は校正部である。判定部１１には、第１，第２の受信機
に対応してａまたはｂの添字を付し、排他的論理和部１
２には、同相成分，直交成分に対応してｉまたはｑの添
字を付している。

【００５６】判定部１１ａにおいては、図２において第
１の受信機の逆拡散信号（Ｖ_1i，Ｖ _1q）として示した、
干渉キャンセラ６ａの逆拡散出力信号をデコードして、
２ビットデータ、図２に示す具体例では、（０，０）を
出力する。一方、図２において第２の受信機の逆拡散信
号（Ｖ_2i，Ｖ_2q）として示した干渉キャンセラ６ｂの逆
拡散信号をデコードして、２ビットデータ（０，０）を
出力する。排他的論理和部１２ｉにおいては、判定部１
１ａ，１１ｂの各同相成分データ同士の排他的論理和
（ＸＯＲ）をとり、カウンタ１３に出力する。排他的論
理和部１２ｑにおいては、判定部１１ａ，１１ｂの各直
交成分同士の排他的論理和をとり、カウンタ１３に出力
する。いずれも、各同相成分データが一致するときは０
を、不一致のときは１を出力する。

【００５７】カウンタ１３は、排他的論理和部１２ｉ，
１２ｑの両者が０を出力したときにはカウントをしない
が、両者のいずれか一方が１を出力したときには、１だ
けカウントアップし、両者が共に１を出力したときに
は、２だけカウントアップし、カウント値は演算部１４
に出力される。図２に示した具体例では、判定部１１
ａ，１１ｂの出力が一致しているのでカウントアップし
ない。演算部１４において、カウント値を全データ数
（ビット数）の２倍で割ることにより、干渉キャンセラ
６ａ，６ｂの出力におけるビット誤り率の推定値が得ら
れる。

【００５８】１つの干渉キャンセラ６ａ，６ｂのそれぞ
れの出力におけるデータのビット誤り率をＸとおく。排
他的論理和部１２ｉ，１２ｑは、干渉キャンセラ６ａの
出力が誤りかつ干渉キャンセラ６ｂの出力が誤っていな
いとき、および、干渉キャンセラ６ｂの出力が誤りかつ
干渉キャンセラ６ａの出力が誤っていないときに１を出
力する。カウント値を全データ数で割った値、すなわ
ち、１を出力する確率は、Ｘ（１−Ｘ）＋（１−Ｘ）Ｘ
＝２Ｘ（１−Ｘ）となる。したがって、カウント値から
Ｘの値を求めることができる。ここで、１つの干渉キャ
ンセラ６ａ，６ｂの出力におけるビット誤り率Ｘが１よ
りも十分小さいことから、２Ｘ（１−Ｘ）≒２Ｘと近似
することができ、演算の処理時間短縮および演算回路の
消費電力の低減を図ることができる。したがって、図３
においては、演算部１４において、カウンタ１３の出力
を全データ数の２倍で割ることにより、１つの干渉キャ
ンセラ６ａ，６ｂの出力におけるビット誤り率Ｘの推定
値を得る。

【００５９】図１に示したように、受信データは合成判
定部７から得られるものである。従って、受信データの
ビット誤り率は、ダイバーシチ効果により、１つの干渉
キャンセラ６ａ，６ｂの出力におけるビット誤り率Ｘよ
りも小さくなる。このビット誤り率Ｘが低くなれば、こ
れに応じて、受信データのビット誤り率も低くなるはず
であるから、受信データの品質を評価する際に、上述し
たビット誤り率Ｘを受信データのビット誤り率の推定値
とすることができる。あるいは、図中、破線で示した校
正部１５を追加することにより、合成判定後の受信デー
タのビット誤り率ををより正確に推定することもでき
る。

【００６０】ビット誤り率は、１ビット当たりの信号電
力をＥｂ、１Ｈｚ当たりのノイズ電力をＮｏとしたとき
の平均のＥｂ／Ｎｏと相関があり、Ｅｂ／Ｎｏが大きい
ほどビット誤り率が低下する。復調器にガウス雑音を加
えたとき（静特性）、ダイバーシチ効果は、一般的に、
Ｅｂ／Ｎｏを等価的に３ｄＢ大きくする作用があるか
ら、第１の前提構成においても、同程度の向上が見込ま
れる。シミュレーションあるいは実測によって、１つの
干渉キャンセラ６ａ，６ｂの出力におけるビット誤り率
Ｘと、合成判定部７が出力する受信データのビット誤り
率との相関特性を調べることにより、校正用データベー
スを作成しておく。校正部１５では、この校正用データ
ベースを用いることにより、演算部１４の出力を入力
し、受信データのビット誤り率の推定値を出力すること
ができる。

【００６１】干渉キャンセラ６ａ，６ｂの出力のビット
誤り率と、受信データのビット誤り率とを実測する方法
としては、所定パターンのデータを実際に送信してみ
て、受信側で干渉キャンセラ６ａ，６ｂの出力をデコー
ドするとともに、合成判定部７が出力する受信データと
を比較すればよい。第１の前提構成においては、ビット
誤り率の測定用に特別のデータを実際に送受信する必要
がなく、通常のデータ伝送中において、本来、ビット誤
りを低減させるためだけのダイバーシチ構成を有効に利
用してビット誤り率を推定しているので、ビット誤り率
の低下に寄与すると同時に、ビット誤り率推定部８を加
えるという簡単な構成でビット誤り率を測定することが
できる。しかも、受信処理の早い段階でビット誤りを検
出しているので、受信環境の変動に即応してビット誤り
を測定することができる。

【００６２】上述した説明は、１ユーザの場合であっ
た。ユーザ数が複数の場合には、上述した第１，第２の
受信機の干渉キャンセラ６ａ，６ｂは、全ユーザについ
て干渉キャンセルが行われる。特定のユーザの直接拡散
受信装置としては、この特定のユーザのデータのみが受
信データとして出力される。ビット誤り率推定部８にお
いては、干渉キャンセラ６ａ，６ｂからの特定のユーザ
の逆拡散信号を用いて、この特定のユーザのビット誤り
率を推定してもよいが、干渉キャンセラ６ａ，６ｂから
各ユーザの逆拡散信号を出力して、全ユーザについて判
定を行って、全ユーザ平均のビット誤り率を推定しても
よい。

【００６３】図３に示した、干渉キャンセラ出力のビッ
ト誤り率の推定値、あるいは校正後のビット誤り率の推
定値、あるいは、いずれかのビット誤り率の推定値を用
いて作成される評価値を、受信データの品質情報とし
て、所定の周期ごとに、あるいは、ビット誤り率あるい
は評価値が所定の閾値よりも大きくなったときなどに、
データの受信装置（図１１，子局１０２）側からデータ
の送信装置（図１１，基地局１０１）に送信することが
できる。送信装置側においては、この受信データの品質
情報に基づいて送信電力制御を行うことができる。

【００６４】図４は、本発明の直接拡散受信装置および
直接拡散受信データの誤り推定装置の第２の前提構成の
説明図である。図中、図１と同様な部分については同じ
符号を用い、説明を省略する。２１ａ，２１ｂはＲａｋ
ｅ受信部、２２ａ，２２ｂはＲａｋｅ受信部２１ａ，２
１ｂにおける処理の遅れ時間を補償する遅延部である。
この実施の形態においては、図１に示した第１の前提構
成に比べ、干渉キャンセラ６ａ，６ｂへ初期入力データ
を出力する逆拡散部４ａ，４ｂとして、Ｒａｋｅ受信部
２１ａ，２１ｂを採用したものである。

【００６５】Ｒａｋｅ受信部２１ａ，２１ｂにおいて
は、ベースバンドの直接拡散受信信号を逆拡散してパス
１〜パスＫの受信信号に分離し、このパス１〜パスＫの
受信信号が同期検波されたものが、最大比合成（Ｒａｋ
ｅ合成）されることにより、１つのインパルスレスポン
スに対応する逆拡散信号を作成する。この逆拡散信号を
デコードすることにより初期受信データが得られる。Ｒ
ａｋｅ受信を行うことにより、より確からしい初期受信
データが得られる。より確からしい初期受信入力データ
が干渉キャンセラ６ａ，６ｂに入力されることによっ
て、干渉キャンセルの能力が向上し、合成判定部７の出
力データは、より確からしくなる。

【００６６】ここで、従来技術の記載において説明し
た、第２の従来技術の第１のステージにおいて用いてい
る干渉キャンセラを、第２の前提構成における各系列に
適用した場合について説明する。受信機は、アンテナ１
ａ，１ｂを有する複数系列の構成とする。最大の大きさ
のユーザの「チャンネル推定・干渉生成ユニット」内の
Ｒａｋｅ受信部は、図２に示したＲａｋｅ部２１ａ，２
１ｂに対応する。最大の大きさのユーザの「チャンネル
推定・干渉生成ユニット」内のその他の判定器，逆拡散
部、および、減算器，他のユーザの「チャンネル推定・
干渉生成ユニット」は、図４のキャンセラ６ａ，６ｂに
対応する。

【００６７】各ユーザの「チャンネル推定・干渉生成ユ
ニット」内のＲａｋｅ受信後で判定前の出力信号が、各
系列から出力され、図４の合成判定部７に入力され、そ
れぞれのユーザごとに合成判定され受信データが出力さ
れる。一方、各ユーザの「チャンネル推定・干渉生成ユ
ニット」内の判定出力が、各系列から出力され、ビット
誤り率推定部８において、それぞれのユーザごとにデー
タが判定される。このように、第２の前提構成における
キャンセラは、第１の従来技術および先行技術のような
特定のキャンセラに限られるものではない。

【００６８】図５は、本発明の直接拡散受信装置および
直接拡散受信データの誤り推定装置の第１の実施の形態
の説明図である。図中、図１と同様な部分については同
じ符号を用い、説明を省略する。３１ａ，３１ｂは逆拡
散部、３２は合成判定部、３３ａ，３３ｂは逆拡散部３
１ａ，３１ｂ、合成判定部３２、および、干渉キャンセ
ラ６ａ，６ｂ内部における処理の遅れ時間を補償する遅
延部である。この実施の形態においては、図１に示した
第１の前提構成に比べ、初期受信データを得る際にも合
成判定を行うものである。

【００６９】逆拡散部３１ａ，３１ｂは、図１に示した
逆拡散部４ａ，４ｂと同様に、ベースバンドの直接拡散
受信信号を逆拡散し、そのうち、電力が最大となるパス
Ｐの逆拡散信号を出力するものであるが、その出力信号
形態は異なる。すなわち、図１における逆拡散部４ａ，
４ｂは、内蔵するデコーダによりデータ判定して初期受
信データを得ていたが、この実施の形態の逆拡散部３１
ａ，３１ｂは、デコードする直前の、初期受信データの
インパルスレスポンスに対応する逆拡散信号を出力す
る。

【００７０】図２は、図１の干渉キャンセラ６ａ，６ｂ
について示したものであったが、この図２を流用して説
明すれば、逆拡散部３１ａ，３１ｂの出力信号は、この
ようなキャリア位相平面上に表される信号である。そし
て、合成判定部３２においては、逆拡散部３１ａ，３１
ｂの出力信号を合成して、図２の合成信号と同様な信号
をデコードして初期受信データを出力する。２系統の逆
拡散部３１ａ，３１ｂを合成判定する方が、箇々の系統
の逆拡散部３１ａ，３１ｂの出力を用いるよりも、初期
受信データがより確からしくなる。より確からしい初期
受信データが干渉キャンセラ６ａ、６ｂに入力されるこ
とによって、合成判定部７の出力データは、より確から
しくなる。

【００７１】図６は、本発明の直接拡散受信装置および
直接拡散受信データの誤り推定装置の第２の実施の形態
の説明図である。図中、図１，図５と同様な部分につい
ては同じ符号を用い、説明を省略する。４１ａ，４１ｂ
は逆拡散部、４２ａ，４２ｂはＲａｋｅ部４１ａ，４１
ｂ、合成判定部３２、および、干渉キャンセラ６ａ，６
ｂ内部における処理の遅れ時間を補償する遅延部であ
る。この実施の形態においては、図５に示した第１の実
施の形態に比べ、逆拡散部３１ａ，３１ｂとして、Ｒａ
ｋｅ受信部４１ａ，４１ｂを用いたものである。Ｒａｋ
ｅ受信部４１ａ，４１ｂは、図４に示したＲａｋｅ受信
部２１ａ，２１ｂと同等の機能を実行するが、その出力
信号形態は異なり、Ｒａｋｅ受信部２１ａ，２１ｂ内で
デコードして初期受信データを得る直前の、この初期受
信データのインパルスレスポンスに対応する逆拡散信号
を出力する。

【００７２】図７は、本発明の直接拡散受信装置および
直接拡散受信データの誤り推定装置の第３の実施の形態
の説明図である。図中、図１，図４と同様な部分につい
ては同じ符号を用い、説明を省略する。５１ａ，５１ｂ
は干渉キャンセラ６ａ，６ｂおよび合成判定部７におけ
る処理時間の遅れを補償する遅延部である。この実施の
形態では、図１を参照した第１の前提構成に、２系統の
干渉キャンセラ、両者の逆拡散信号出力を入力する合成
判定部、および、ビット誤り率推定部の１組を複数段、
縦続接続して動作させるものである。ただし、複数のユ
ーザデータが符号多重されている場合においては、ユー
ザｎの受信装置であっても、各段の干渉キャンセラ６
ａ，６ｂは、ユーザｎ＝１〜Ｎごとに干渉がキャンセル
された逆拡散信号を出力し、合成判定部７は、ユーザｎ
ごとに合成判定をして、受信データＤＣ（１，１）〜Ｄ
Ｃ（１，Ｎ）を出力し、次段の干渉キャンセラ５２ａ，
５２ｂに出力する。途中の各段から受信データを出力す
る場合には、その受信データは、ユーザｎの受信データ
ＤＣ（１，ｎ）〜ＤＣ（１，Ｎ−１）である。ビット誤
り率推定部８は、この受信装置の特定のユーザのビット
誤り率の推定値、または、全ユーザ平均のビット誤り率
の推定値をＥｓ（１）〜Ｅｓ（Ｎ）として出力する。

【００７３】したがって、干渉キャンセラ６ａ，６ｂの
各段が動作するごとに干渉キャンセルの性能が改善さ
れ、合成判定部７の各段階ごとに、より確からしい受信
データＤＣ（１，ｎ），ＤＣ（２，ｎ），…，ＤＣ
（Ｍ，ｎ）が出力される。ここで、１〜Ｍは干渉キャン
セラの段数である。なお、初期受信データを得るため
に、逆拡散部４ａ，４ｂとして、図６に示したＲａｋｅ
受信部４１ａ，４１ｂを用いることができる。

【００７４】図８は、本発明の直接拡散受信装置および
直接拡散受信データの誤り推定装置の第４の実施の形態
の説明図である。図中、図１，図５，図７と同様な部分
については同じ符号を用い、説明を省略する。この実施
の形態では、初期受信データを得る構成として、図５を
参照した第１の実施の形態を用い、図７を参照して説明
した第３の実施の形態と同様に、２系統の干渉キャンセ
ラ６ａ，６ｂ、両者の逆拡散信号出力を入力する合成判
定部７、および、ビット誤り率推定部８の１組を、複数
段、縦続接続して動作させるものである。なお、初期受
信データを得るために、逆拡散部３１ａ，３１ｂとし
て、図６に示したＲａｋｅ受信部４１ａ，４１ｂを用い
ることができる。

【００７５】図９は、本発明の直接拡散受信装置および
直接拡散受信データの誤り推定装置の第５の実施の形態
の部分説明図である。図中、６１は閾値判定・制御部、
６２は選択部である。この実施の形態は、図７あるいは
図８を参照して説明した実施の形態に、各段の合成判定
部７から、受信データを選択する構成を付加したもので
ある。閾値判定・制御部６１は、図７，図８に示した複
数段のビット誤り率推定部８の各出力Ｅｓ（１），Ｅｓ
（２），…，Ｅｓ（ｍ），…，Ｅｓ（Ｍ−１）を入力す
る。各出力Ｅｓ（１）〜Ｅｓ（Ｍ−１）は、段数ｍの値
が大きくなるほど小さくなる特性を示す。各出力Ｅｓ
（１）〜Ｅｓ（Ｍ）は、ｍ＝１の段から順次に動作して
出力されるが、Ｅｓ（ｍ）の値が初めて所定のビット誤
り率未満になったときに、図７，図８の各段のブロック
に対して、第ｍ＋１段以降の動作を停止させる。同時
に、選択部６２を制御して、合成判定部７，５３，５８
の出力ＤＣ（１，ｎ），ＤＣ（２，ｎ），…，ＤＣ
（ｍ，ｎ），…，ＤＣ（Ｍ，ｎ）の値の中から、ＤＣ
（ｍ，ｎ）を選択して、これを受信データＤＣ（ｎ）と
して出力する。

【００７６】その後の時間経過とともに、所定の閾値Ｅ
₁未満であったＥｓ（ｍ）の値が閾値Ｅ₂（Ｅ₁≦Ｅ₂）以
上になったときに、閾値判定・制御部６１は、図７，図
８の次段ｍ＋１を動作させる。逆に、第ｍ−１段以下の
段で閾値Ｅ₁未満になった場合には、この段以降の段の
動作を停止させる。このようにして、図７，図８の動作
段数を、ビット誤り率の推定値が所定のレベルを維持す
るように適応制御することができる。また、変更指示が
あってから実際に変更を行うまでに時間遅れを持たせて
もよい。

【００７７】干渉キャンセラ６ａ，６ｂは、ハードウエ
ア回路で実現することができる。干渉キャンセラの動作
段数を変更制御することにより、ビット誤り率の推定値
を所定のレベルに維持しつつ、干渉キャンセルの処理時
間の短縮、動作させる干渉キャンセラの数の低減をする
ことができる。その結果、干渉キャンセラのハードウエ
ア回路の消費電力の低減を図ることができる。また、干
渉キャンセラを、ＣＰＵまたはＤＳＰと演算処理プログ
ラムとを用いてソフトウエアで実現することもできる。
この場合、ビット誤り率の推定値を所定のレベルに維持
しつつ、処理時間を短縮することができるので、ＣＰＵ
またはＤＳＰの処理負担を軽減することができる。

【００７８】図１０は、本発明の直接拡散受信データの
誤り推定装置のシミュレーション結果を示す線図であ
る。図７に示した第３の実施の形態において、初期受信
データを得るために、逆拡散部４ａ，４ｂに代えて、図
６に示したＲａｋｅ受信部４１ａ，４１ｂを用いたもの
を前提とする。計算機シミュレーションのチップレート
は、１Ｍｃｐｓ、フェージング環境は互いに独立した４
波の等パワーレイリーフェージング（１００Ｈｚ）、ユ
ーザー数（符号多重数）は２４、Ｒａｋｅ受信のフィン
ガー数Ｋは４、サーチャー部（図１３，１２２）内のフ
ィルタ１２８は移動平均フィルタで、その平均区間のシ
ンボル数は８である。先行技術の説明においては詳細を
省略したが、サーチャー部１２２の位相誤差を補正して
Ｗｋを推定することによりキャリア位相精度を向上させ
ている。

【００７９】図１０において、横軸は１ビット当たりの
信号電力をＥｂ、１Ｈｚ当たりのノイズ電力をＮｏした
ときの、平均のＥｂ／Ｎｏである。縦軸は、１つの干渉
キャンセラの逆拡散出力の平均ビット誤り率（送信デー
タとデコードした値とを比較することにより得られる誤
り率）および、ビット誤り率推定値である。白丸は１段
目のビット誤り率推定値Ｅｓ（１）、黒丸は１段目の干
渉キャンセラ６ａ，６ｂの各出力の平均ビット誤り率、
白三角は２段目のビット誤り率推定値Ｅｓ（２）、黒三
角は２段目の干渉キャンセラ６ａ，６ｂ各出力の判定値
の平均ビット誤り率である。この図から、ビット誤り率
推定値は、平均ビット誤り率にほぼ一致していることが
わかる。そして、これらのビット誤り率は、Ｅｂ／Ｎｏ
が大きくなるほど、単調減少し、かつ、２段にすること
による効果が顕著になっている。

【００８０】図７，図８においては、ビット誤り率推定
装置を各段に設けたが、必ずしも各段に設ける必要はな
い。例えば、第１段の干渉キャンセル部にのみ、ビット
誤り率推定装置８を設けたり、あるいは、奇数段など、
段数の間隔をあけてビット誤り率推定装置を設けて、こ
れらのビット誤り率から、縦続接続された干渉キャンセ
ラのｍ段目の合成判定部の出力が、所定品質を満たすビ
ット誤り率になることを推定し、この第ｍ段を最後の出
力段として干渉キャンセラを動作させる。ただし、図１
０に示したシミュレーションを見ると、Ｅｂ／Ｎｏの大
きさによって、段数増加によるビット誤り率の低下率が
大きく変化しているので、ビット誤り率の推定精度がよ
くない。そこで、受信信号レベル等のデータを用いてＥ
ｂ／Ｎｏも推定すれば精度を向上させることができる。

【００８１】上述した説明では、少なくとも第１段の干
渉キャンセル動作を行って受信データを出力するもので
あった。この他、図５等に示した初期受信データが得ら
れるものにおいては、この初期受信データについても、
逆拡散部３１ａ，３１ｂの逆拡散信号出力をデコードし
た値を比較することにより、初期受信データのビット誤
り率Ｅｓ（０）の推定を行い、この値が所定のビット誤
り率未満であれば、後続の、１段または複数段の干渉キ
ャンセラからなる干渉キャンセル部の動作を停止させ
て、初期受信データＤＣ（０，ｎ）を出力させることが
できる。

【００８２】特に、図８に示したような複数段の干渉キ
ャンセラを有するものでは、図９の閾値判定・制御部６
１に、初期受信データのビット誤り率Ｅｓ（０）も入力
し、選択部６２には、初期受信データＤＣ（０，ｎ）も
入力して、選択対象の１つとする。このようにして、干
渉キャンセラの動作不動作、および、動作段数を、ビッ
ト誤り率の推定値が所定のレベルを維持するように適応
制御することができる。

【００８３】上述した説明では、２つの受信系列を用い
たが、さらに多数の受信系列を用いて合成判定してもよ
い。また、複数系統の受信アンテナの出力を、選択スイ
ッチ手段により順次切り替えるなどして、少なくとも受
信アンテナだけは実際に複数系統を設けるが、後続の処
理ブロックは、実際の処理ブロックは１つにして、複数
系列を多重処理するようにしてもよい。

【００８４】上述した説明では、直接拡散受信信号の干
渉信号をキャンセルする干渉キャンセルについて説明し
た。しかし、干渉キャンセラに限らず、直接拡散受信信
号を含む一般の受信信号について、ビット誤り率を低下
させる要因となる信号を、受信信号から取り除くキャン
セラであれば、本発明における干渉キャンセラをこのよ
うなキャンセラに置き換えることにより、簡単な構成で
誤り情報を得ることができる。

【００８５】

【発明の効果】本発明は、上述した説明から明らかなよ
うに、複数系列の干渉キャンセラを備えることにより、
簡単な構成で誤り情報を得られるという効果がある。受
信処理の早い段階で受信環境の変動に即応した誤り情報
を得ることもできる。ダイバーシチ効果により干渉キャ
ンセルの能力を高め、ビット誤りが低減した受信データ
を得ることもできる。また、受信データの品質を所定レ
ベルに保ちながら、受信処理の処理時間の短縮、受信装
置の消費電力の低減を図ることもできる。子局から受信
品質情報を基地局へ送信し、基地局において、この受信
品質情報に基づいて基地局の送信電力を制御することも
簡単に実現することができるようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の直接拡散受信装置および直接拡散受信
データの誤り推定装置の第１の前提構成の概要ブロック
図である。

【図２】図１に示した合成判定部の説明図である。

【図３】図１に示したビット誤り率推定部の一例のブロ
ック構成図である。

【図４】本発明の直接拡散受信装置および直接拡散受信
データの誤り推定装置の第２の前提構成の説明図であ
る。

【図５】本発明の直接拡散受信装置および直接拡散受信
データの誤り推定装置の第１の実施の形態の説明図であ
る。

【図６】本発明の直接拡散受信装置および直接拡散受信
データの誤り推定装置の第２の実施の形態の説明図であ
る。

【図７】本発明の直接拡散受信装置および直接拡散受信
データの誤り推定装置の第３の実施の形態の説明図であ
る。

【図８】本発明の直接拡散受信装置および直接拡散受信
データの誤り推定装置の第４の実施の形態の説明図であ
る。

【図９】本発明の直接拡散受信装置および直接拡散受信
データの誤り推定装置の第５の実施の形態の部分説明図
である。

【図１０】本発明の直接拡散受信データの誤り推定装置
のシミュレーション結果を示す線図である。

【図１１】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける下りリンク
の構成を示す図である。

【図１２】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける基地局の送
信装置の概要構成図である。

【図１３】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける子局の受信
装置の概要構成図である。

【図１４】先行技術の基本ブロック構成図である。

【図１５】図１４に示した干渉キャンセラ１３３の内部
構成図である。

【図１６】図１５に示した干渉レプリカ生成部の内部構
成図である。

【図１７】図１４に示した干渉キャンセラの動作説明図
である。

【図１８】１つのＰＮ符号を共有する符号多重されたチ
ャンネルが、ＮユーザのＮ個の通信チャンネルおよび１
つのパイロットチャンネルからなる先行技術のブロック
構成図である。

【符号の説明】

１ａ，１ｂ 受信アンテナ、２ａ，２ｂ 乗算器、３
ａ，３ｂ 基準周波数発振器、４ａ，４ｂ 逆拡散部、
５ａ，５ｂ遅延部、６ａ，６ｂ 干渉キャンセラ、７
合成判定部、８ ビット誤り率推定部、１１ａ，１１ｂ
判定部、１２ｉ，１２ｑ 排他的論理和部、１３ カ
ウンタ、１４ 演算部、１５校正部

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平10−308690（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−308725（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−64806（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−262024（ＪＰ，Ａ) 特開2000−269931（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−56213（ＪＰ，Ａ) 特許2991236（ＪＰ，Ｂ２) 1999年電子情報通信学会通信ソサイエ ティ大会講演論文集１，ｐ．254 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06 H04B 1/10 H04B 7/02 H04B 7/08 H04L 1/00

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数系列の初期逆拡散信号出力手段、初
   期合成判定手段、複数系列の干渉キャンセル手段、およ
   び、誤り情報出力手段を有し、 前記それぞれの系列の初期逆拡散信号出力手段は、前記
   複数系列に対応したそれぞれの系列のアンテナで受信さ
   れたそれぞれの系列の直接拡散受信信号を逆拡散してそ
   れぞれの系列の初期逆拡散信号を出力し、 前記初期合成判定手段は、前記それぞれの系列の初期逆
   拡散信号を合成した信号をデコードして初期受信データ
   を判定し、 前記それぞれの系列の干渉キャンセル手段は、前記初期
   受信データに基づき、前記それぞれの系列の直接拡散受
   信信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前記そ
   れぞれの系列の直接拡散受信信号から前記レプリカを差
   し引いて、前記干渉信号の影響が低減されたそれぞれの
   系列の逆拡散信号を出力し、 前記誤り情報出力手段は、前記それぞれの系列の逆拡散
   信号をデコードした値を比較して不一致の割合に基づい
   て誤り情報を出力する、 ことを特徴とする直接拡散受信データの誤り推定装置。
2. 【請求項２】 前記複数系列の初期逆拡散信号出力手段
   は、前記複数系列に対応したそれぞれの系列のアンテナ
   で受信されたそれぞれの系列の直接拡散受信信号をＲａ
   ｋｅ受信してそれぞれの系列の初期逆拡散信号を出力す
   るものであることを特徴とする請求項１に記載の直接拡
   散受信データの誤り推定装置。
3. 【請求項３】 複数段で複数系列の干渉キャンセラ、複
   数段の合成判定手段、および、誤り情報出力手段を有
   し、 第１段のそれぞれの系列の干渉キャンセラは、前記複数
   系列に対応したそれぞれの系列のアンテナで受信された
   それぞれの系列の直接拡散受信信号に基づいてあらかじ
   め得られた、それぞれの系列ごとの初期受信データある
   いはそれぞれの系列に共通の初期受信データに基づき、
   前記それぞれの系列の直接拡散受信信号に含まれる干渉
   信号のレプリカを生成し、前記それぞれの系列の直接拡
   散受信信号から前記レプリカを差し引いて、干渉信号の
   影響が低減された第１段のそれぞれの系列の逆拡散信号
   を出力し、 第２段以降の前記それぞれの系列の干渉キャンセラは、
   前段の合成判定手段から出力された受信データを入力し
   て縦続的に動作し、前記それぞれの系列の直接拡散受信
   信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前記それ
   ぞれの系列の直接拡散受信信号から前記レプリカを差し
   引いて、干渉信号の影響が低減された当該段のそれぞれ
   の系列の逆拡散信号を出力し、 前記各段の合成判定手段は、当該段の前記それぞれの系
   列の逆拡散信号を合成した信号をデコードして当該段の
   受信データを出力し、 前記誤り情報出力手段は、少なくとも１つの段の前記そ
   れぞれの系列の逆拡散信号をデコードした値を比較して
   不一致の割合に基づいて誤り情報を出力する、 ことを特徴とする直接拡散受信データの誤り推定装置。
4. 【請求項４】 複数系列の初期逆拡散信号出力手段、初
   期合成判定手段、複数系列の干渉キャンセル手段、合成
   判定手段、誤り情報出力手段、および、出力選択手段を
   有し、 前記それぞれの系列の初期逆拡散信号出力手段は、前記
   複数系列に対応したそれぞれの系列のアンテナで受信さ
   れたそれぞれの系列の直接拡散受信信号を逆拡散してそ
   れぞれの系列の初期逆拡散信号を出力し、 前記初期合成判定手段は、前記それぞれの系列の初期逆
   拡散信号を合成した信号をデコードして初期受信データ
   を判定し、 前記それぞれの系列の干渉キャンセル手段は、前記初期
   受信データに基づき、前記それぞれの系列の直接拡散受
   信信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前記そ
   れぞれの系列の直接拡散受信信号から前記レプリカを差
   し引いて、前記干渉信号の影響が低減されたそれぞれの
   系列の逆拡散信号を出力し、 前記合成判定手段は、前記それぞれの系列の逆拡散信号
   を合成した信号をデコードして受信データを判定し、 前記誤り情報出力手段は、前記それぞれの系列の初期逆
   拡散信号をデコードした値を比較して不一致の割合に基
   づいて誤り情報を出力し、 前記出力選択手段は、前記誤り情報に基づいて、前記干
   渉キャンセル手段の動作不動作を制御するとともに、前
   記初期受信データおよび前記受信データのいずれか１つ
   を選択して出力する、 ことを特徴とする直接拡散受信装置。
5. 【請求項５】 複数段で複数系列の干渉キャンセラ、複
   数段の合成判定手段、誤り情報出力手段、および、出力
   選択手段を有し、 第１段のそれぞれの系列の干渉キャンセラは、前記複数
   系列に対応したそれぞれの系列のアンテナで受信された
   それぞれの系列の直接拡散受信信号に基づいてあらかじ
   め得られた、それぞれの系列ごとの初期受信データある
   いはそれぞれの系列に共通の初期受信データに基づき、
   前記それぞれの系列の直接拡散受信信号に含まれる干渉
   信号のレプリカを生成し、前記それぞれの系列の直接拡
   散受信信号から前記レプリカを差し引いて、干渉信号の
   影響が低減された第１段のそれぞれの系列の逆拡散信号
   を出力し、 第２段以降の前記それぞれの系列の干渉キャンセラは、
   前段の合成判定手段から出力された受信データを入力し
   て縦続的に動作し、前記それぞれの系列の直接拡散受信
   信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前記それ
   ぞれの系列の直接拡散受信信号から前記レプリカを差し
   引いて、干渉信号の影響が低減された当該段のそれぞれ
   の系列の逆拡散信号を出力し、 前記各段の合成判定手段は、当該段の前記それぞれの系
   列の逆拡散信号を合成した信号をデコードして当該段の
   受信データを出力し、 前記誤り情報出力手段は、前記複数段の干渉キャンセラ
   の縦続動作に伴い、前記それぞれの系列の逆拡散信号を
   デコードした値を比較し、不一致の割合に基づいて誤り
   情報を出力し、 前記出力選択手段は、前記誤り情報に基づいて、前記干
   渉キャンセラの動作段数を制御するとともに、各段の前
   記受信データのいずれか１つを選択して出力する、 ことを特徴とする直接拡散受信装置。
6. 【請求項６】 複数系列の初期逆拡散信号出力手段、初
   期合成判定手段、複数段で複数系列の干渉キャンセラ、
   複数段の合成判定手段、誤り情報出力手段、および、出
   力選択手段を有し、 前記それぞれの系列の初期逆拡散信号出力手段は、前記
   複数系列に対応したそれぞれの系列のアンテナで受信さ
   れたそれぞれの系列の直接拡散受信信号を逆拡散してそ
   れぞれの系列の初期逆拡散信号を出力するものであり、 前記初期合成判定手段は、前記それぞれの系列の初期逆
   拡散信号を合成した信号をデコードして初期受信データ
   を判定するものであり、 第１段のそれぞれの系列の干渉キャンセラは、前記初期
   受信データに基づき、前記それぞれの系列の直接拡散受
   信信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前記そ
   れぞれの系列の直接拡散受信信号から前記レプリカを差
   し引いて、干渉信号の影響が低減された第１段のそれぞ
   れの系列の逆拡散信号を出力し、 第２段以降の前記それぞれの系列の干渉キャンセラは、
   前段の合成判定手段から出力された受信データを入力し
   て縦続的に動作し、前記それぞれの系列の直接拡散受信
   信号に含まれる干渉信号のレプリカを生成し、前記それ
   ぞれの系列の直接拡散受信信号から前記レプリカを差し
   引いて、干渉信号の影響が低減された当該段のそれぞれ
   の系列の逆拡散信号を出力し、 前記各段の合成判定手段は、当該段の前記それぞれの系
   列の逆拡散信号を合成した信号をデコードして当該段の
   受信データを出力し、 前記誤り情報出力手段は、前記複数段の干渉キャンセラ
   の縦続動作に伴い、前記それぞれの系列の初期逆拡散信
   号および前記それぞれの系列の逆拡散信号をデコードし
   た値を比較し、不一致の割合に基づいて誤り情報を出力
   し、 前記出力選択手段は、前記誤り情報に基づいて、前記干
   渉キャンセラの動作不動作および動作段数を制御すると
   ともに、前記初期受信データおよび各段の前記受信デー
   タの中から、いずれか１つを選択して出力する、 ことを特徴とする直接拡散受信装置。