JP3160591B2 - 直接拡散受信装置および直接拡散送信装置 - Google Patents
直接拡散受信装置および直接拡散送信装置Info
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- JP3160591B2 JP3160591B2 JP16686599A JP16686599A JP3160591B2 JP 3160591 B2 JP3160591 B2 JP 3160591B2 JP 16686599 A JP16686599 A JP 16686599A JP 16686599 A JP16686599 A JP 16686599A JP 3160591 B2 JP3160591 B2 JP 3160591B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、パイロットチャン
ネルを用いたＤＳ−ＣＤＭＡ（Direct Sequence- Code
Division Multiple Access）システム等に使用する直接
拡散受信装置および直接拡散送信装置に関するものであ
る。
ネルを用いたＤＳ−ＣＤＭＡ（Direct Sequence- Code
Division Multiple Access）システム等に使用する直接
拡散受信装置および直接拡散送信装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムとして、北米で
標準化されたＣＤＭＡ方式セルラ電話システム（ＴＩＡ
ＩＳ９５）がある。このシステムでは、下りリンクに
おいて、パイロットチャンネルにパイロットシンボルを
挿入して送信し、受信側でこのパイロットチャンネルの
受信信号に基づいてキャリア位相を検出して同期検波を
行っている。図７は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける
下りリンクの構成を示す図である。１０１は基地局、１
０２はＣ子局である。図８は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステム
における基地局の送信装置の概要構成図である。符号多
重部１０３においては、ユーザ１〜Ｎのユーザチャンネ
ルの送信データ１〜Ｎとパイロットチャンネル用にオー
ル１とされたデータとが、直交符号発生器１０７におい
て生成された直交符号をそれぞれ割り当てられて符号多
重され、乗算器１０４においてＰＮ発生器１０８からの
ＰＮ信号を乗算されることにより直接拡散され、乗算器
１０５において、基準周波数発振器１０９の基準周波数
信号（キャリア）と乗算（変調）され、送信アンテナ１
０６から送信される。
標準化されたＣＤＭＡ方式セルラ電話システム（ＴＩＡ
ＩＳ９５）がある。このシステムでは、下りリンクに
おいて、パイロットチャンネルにパイロットシンボルを
挿入して送信し、受信側でこのパイロットチャンネルの
受信信号に基づいてキャリア位相を検出して同期検波を
行っている。図７は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける
下りリンクの構成を示す図である。１０１は基地局、１
０２はＣ子局である。図８は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステム
における基地局の送信装置の概要構成図である。符号多
重部１０３においては、ユーザ１〜Ｎのユーザチャンネ
ルの送信データ１〜Ｎとパイロットチャンネル用にオー
ル１とされたデータとが、直交符号発生器１０７におい
て生成された直交符号をそれぞれ割り当てられて符号多
重され、乗算器１０４においてＰＮ発生器１０８からの
ＰＮ信号を乗算されることにより直接拡散され、乗算器
１０５において、基準周波数発振器１０９の基準周波数
信号（キャリア）と乗算（変調）され、送信アンテナ１
０６から送信される。
【０００３】図９は、ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける
子局の受信装置の概要構成図である。受信アンテナ１１
０により受信された信号は、乗算器１１１において基準
周波数発振器１１２の正弦波基準周波数信号と乗算され
て、ベースバンドの受信信号に変換される。ＤＳ−ＣＤ
ＭＡシステムの復調器の特徴として、Ｒａｋｅ受信方式
が採用されている。基地局から送信された信号は、複数
のパスを通って受信アンテナ１１０に到達するので、受
信信号は、振幅、キャリア位相、および、遅延時間の異
なる複数の信号が合成されたものとなる。Ｒａｋｅ受信
方式は、ベースバンドの受信信号を逆拡散することによ
りパス１〜パスＫの受信信号に分離して、最大比合成
（Ｒａｋｅ合成）して１つのインパルスレスポンスにす
るため、受信信号のＣ／Ｎ特性が向上する。
子局の受信装置の概要構成図である。受信アンテナ１１
０により受信された信号は、乗算器１１１において基準
周波数発振器１１２の正弦波基準周波数信号と乗算され
て、ベースバンドの受信信号に変換される。ＤＳ−ＣＤ
ＭＡシステムの復調器の特徴として、Ｒａｋｅ受信方式
が採用されている。基地局から送信された信号は、複数
のパスを通って受信アンテナ１１０に到達するので、受
信信号は、振幅、キャリア位相、および、遅延時間の異
なる複数の信号が合成されたものとなる。Ｒａｋｅ受信
方式は、ベースバンドの受信信号を逆拡散することによ
りパス１〜パスＫの受信信号に分離して、最大比合成
（Ｒａｋｅ合成）して１つのインパルスレスポンスにす
るため、受信信号のＣ／Ｎ特性が向上する。
【０００４】ベースバンドの受信信号は、Ｒａｋｅ受信
部１２１およびサーチャー部１２２に出力される。ベー
スバンドの受信信号は、Ｒａｋｅ受信部１２１におい
て、Ｋ個のフィンガー１１８1〜１１８Kに入力される。
各フィンガー１１８1〜１１８Kは、それぞれ１〜Ｋ番目
のパスに対する復調器である。図示の例では、最大Ｋ個
のパスの信号を受信できる。各フィンガー１１８1〜１
１８Kは、同一構成である。
部１２１およびサーチャー部１２２に出力される。ベー
スバンドの受信信号は、Ｒａｋｅ受信部１２１におい
て、Ｋ個のフィンガー１１８1〜１１８Kに入力される。
各フィンガー１１８1〜１１８Kは、それぞれ１〜Ｋ番目
のパスに対する復調器である。図示の例では、最大Ｋ個
のパスの信号を受信できる。各フィンガー１１８1〜１
１８Kは、同一構成である。
【０００５】ベースバンドの受信信号は、乗算器１１３
において、ＰＮ発生器１１４から出力されるＰＮ符号と
乗算されてＰＮ同期が取られ、乗算器１１５において、
直交符号発生器１１７から出力された、このＣ子局１０
２のユーザチャンネルの直交符号と乗算され、積分器１
１６において、このＣ子局１０２のユーザチャンネルの
受信信号が１シンボル期間にわたって積分されることに
より逆拡散される。フィンガー１１８1〜１１８Kから
は、それぞれに対応するパス１〜ＫにおけるＣ子局１０
２のユーザチャンネルの逆拡散された受信信号が合成回
路１１９に出力される。
において、ＰＮ発生器１１４から出力されるＰＮ符号と
乗算されてＰＮ同期が取られ、乗算器１１５において、
直交符号発生器１１７から出力された、このＣ子局１０
２のユーザチャンネルの直交符号と乗算され、積分器１
１６において、このＣ子局１０２のユーザチャンネルの
受信信号が１シンボル期間にわたって積分されることに
より逆拡散される。フィンガー１１８1〜１１８Kから
は、それぞれに対応するパス１〜ＫにおけるＣ子局１０
２のユーザチャンネルの逆拡散された受信信号が合成回
路１１９に出力される。
【０００６】ここで、ＰＮ発生器１１４および直交符号
発生器１１７には、インパルスレスポンスを推定するサ
ーチャー部１２２内の制御部１２９から、それぞれのパ
ス１〜Ｋに対するタイミング信号が供給される。その結
果ＰＮ発生器１１４および直交符号発生器１１７は、そ
れぞれ、対応するパス１〜ＫのＰＮ符号および直交符号
と同期がとられたＰＮ符号および直交符号を出力する。
発生器１１７には、インパルスレスポンスを推定するサ
ーチャー部１２２内の制御部１２９から、それぞれのパ
ス１〜Ｋに対するタイミング信号が供給される。その結
果ＰＮ発生器１１４および直交符号発生器１１７は、そ
れぞれ、対応するパス１〜ＫのＰＮ符号および直交符号
と同期がとられたＰＮ符号および直交符号を出力する。
【０００７】サーチャー部１２２において、ベースバン
ドの受信信号は、乗算器１２３においてＰＮ発生器１２
４から出力されるＰＮ符号と乗算され、乗算器１２５に
おいて直交符号発生器１２６から出力された、パイロッ
トチャンネルの直交符号と乗算されて、パイロットチャ
ンネルの受信信号が分離される。つぎに、積分器１２７
において１シンボル分積分され、さらに複数シンボル分
の平均化を行うフィルタ１２８を通し、ある１つのパス
ｋにおけるパイロットチャンネルのベースバンドの受信
信号振幅、および、基準周波数信号に対する位相（キャ
リア位相）を表す基準信号Ｗ(ｋ)が作られ、制御部１２
９に出力される。Ｗ(ｋ)は複素数であり、ｋ＝１〜Ｋで
ある。パス１〜パスＫとしては、電力の大きいパスがＫ
個選択される。
ドの受信信号は、乗算器１２３においてＰＮ発生器１２
４から出力されるＰＮ符号と乗算され、乗算器１２５に
おいて直交符号発生器１２６から出力された、パイロッ
トチャンネルの直交符号と乗算されて、パイロットチャ
ンネルの受信信号が分離される。つぎに、積分器１２７
において１シンボル分積分され、さらに複数シンボル分
の平均化を行うフィルタ１２８を通し、ある１つのパス
ｋにおけるパイロットチャンネルのベースバンドの受信
信号振幅、および、基準周波数信号に対する位相（キャ
リア位相）を表す基準信号Ｗ(ｋ)が作られ、制御部１２
９に出力される。Ｗ(ｋ)は複素数であり、ｋ＝１〜Ｋで
ある。パス１〜パスＫとしては、電力の大きいパスがＫ
個選択される。
【０００８】制御部１２９においては、ＰＮ発生器１２
４のＰＮ符号が受信信号に符号同期するようにＰＮ発生
器１２４をタイミング制御するとともに、直交符号発生
器１２６の直交符号が受信信号に符号同期するように直
交符号発生器１２６をタイミング制御する。制御部１２
９は、時間を分割して、Ｋフィンガー分のＫ個の基準信
号Ｗ（ｋ）を生成する。また、時間を分割して、Ｒａｋ
ｅ受信部１２１のＫフィンガー１１８1〜１１８KのＰＮ
発生器１１４および直交符号発生器１１７にタイミング
信号を出力する。
４のＰＮ符号が受信信号に符号同期するようにＰＮ発生
器１２４をタイミング制御するとともに、直交符号発生
器１２６の直交符号が受信信号に符号同期するように直
交符号発生器１２６をタイミング制御する。制御部１２
９は、時間を分割して、Ｋフィンガー分のＫ個の基準信
号Ｗ（ｋ）を生成する。また、時間を分割して、Ｒａｋ
ｅ受信部１２１のＫフィンガー１１８1〜１１８KのＰＮ
発生器１１４および直交符号発生器１１７にタイミング
信号を出力する。
【０００９】合成回路１１９において、各フィンガー１
１８1〜１１８KからのＣ子局１０２のユーザチャンネル
の信号は、各パス１〜Ｋのパイロットチャンネルの受信
信号から得た基準信号Ｗ(ｋ)に基づいて、各パス１〜Ｋ
におけるＣ子局１０２のユーザチャンネルの受信信号の
位相オフセットが取り除かれることにより同期検波さ
れ、さらにＲａｋｅ合成される。Ｒａｋｅ合成された受
信信号は、デコード部１２０においてデコードされて、
このＣ子局１０２のユーザチャンネルの所望のデータが
出力される。
１８1〜１１８KからのＣ子局１０２のユーザチャンネル
の信号は、各パス１〜Ｋのパイロットチャンネルの受信
信号から得た基準信号Ｗ(ｋ)に基づいて、各パス１〜Ｋ
におけるＣ子局１０２のユーザチャンネルの受信信号の
位相オフセットが取り除かれることにより同期検波さ
れ、さらにＲａｋｅ合成される。Ｒａｋｅ合成された受
信信号は、デコード部１２０においてデコードされて、
このＣ子局１０２のユーザチャンネルの所望のデータが
出力される。
【００１０】このように、既知のデータが伝送されてい
るパイロットチャンネルの、逆拡散された受信信号を用
いて各パスｋのインパルスレスポンスを推定することに
より、各パスｋの受信信号の位相オフセットを除去して
いる。なお、図示を省略したが、図９に示した乗算器１
１１は、実際には２個設けられ、受信アンテナ１１０に
より受信された信号は、基準周波数信号と直交する直交
基準周波数信号とも乗算され、基準周波数信号と同相お
よび直交する２系列のベースバンドの受信信号（通常、
複素数で表される）となる。そして、２系列に対して個
別に後段の処理が行われ、合成回路１１９において、こ
の２系列が基準周波数信号（キャリア）の位相に対する
同相成分および直交成分となって同期検波される。
るパイロットチャンネルの、逆拡散された受信信号を用
いて各パスｋのインパルスレスポンスを推定することに
より、各パスｋの受信信号の位相オフセットを除去して
いる。なお、図示を省略したが、図９に示した乗算器１
１１は、実際には２個設けられ、受信アンテナ１１０に
より受信された信号は、基準周波数信号と直交する直交
基準周波数信号とも乗算され、基準周波数信号と同相お
よび直交する２系列のベースバンドの受信信号（通常、
複素数で表される）となる。そして、２系列に対して個
別に後段の処理が行われ、合成回路１１９において、こ
の２系列が基準周波数信号（キャリア）の位相に対する
同相成分および直交成分となって同期検波される。
【００１１】一般に、高速のデータ伝送をＤＳ−ＣＤＭ
Ａシステムで行おうとすると、データレートの高速化に
したがって、チップレートも当然大きくなる。チップレ
ートが大きくなると、マルチパスによる干渉量が増大す
る。マルチパス数が増大すると、もはやＲａｋｅ受信方
式では伝送性能の劣化を防ぐことができない。時間遅延
したパス１〜パスＫの到来波を合成したものが受信され
ると、あるパスｋの到来波を逆拡散するときには、時間
遅延した他のパスの到来波は干渉信号となる。そのた
め、ある１つのパスｋのインパルスレスポンスには、他
のパスの到来波との間の相互相関によって生じた干渉成
分が含まれている。そのため、パス１〜パスＫのインパ
ルスレスポンスをＲａｋｅ合成すると、伝送性能が劣化
する。
Ａシステムで行おうとすると、データレートの高速化に
したがって、チップレートも当然大きくなる。チップレ
ートが大きくなると、マルチパスによる干渉量が増大す
る。マルチパス数が増大すると、もはやＲａｋｅ受信方
式では伝送性能の劣化を防ぐことができない。時間遅延
したパス１〜パスＫの到来波を合成したものが受信され
ると、あるパスｋの到来波を逆拡散するときには、時間
遅延した他のパスの到来波は干渉信号となる。そのた
め、ある１つのパスｋのインパルスレスポンスには、他
のパスの到来波との間の相互相関によって生じた干渉成
分が含まれている。そのため、パス１〜パスＫのインパ
ルスレスポンスをＲａｋｅ合成すると、伝送性能が劣化
する。
【００１２】このようなマルチパスによる干渉を除去す
る第１の従来技術として、干渉キャンセル技術がある、
例えば、和田ほか１名「Ｂ５−１４０ ＤＳ−ＣＤＭＡ
システムにおけるマルチユーザ・マルチステージ型干渉
キャンセラの一検討」，電子情報通信学会ソサイエティ
大会（１９９８．９）で知られているものがあり、この
ような干渉キャンセラ（以下先行技術という）を、本出
願人は、特願平１０−２３６７７７号として出願してい
る。
る第１の従来技術として、干渉キャンセル技術がある、
例えば、和田ほか１名「Ｂ５−１４０ ＤＳ−ＣＤＭＡ
システムにおけるマルチユーザ・マルチステージ型干渉
キャンセラの一検討」，電子情報通信学会ソサイエティ
大会（１９９８．９）で知られているものがあり、この
ような干渉キャンセラ（以下先行技術という）を、本出
願人は、特願平１０−２３６７７７号として出願してい
る。
【００１３】まず、パイロットチャンネル等を用いて正
確なインパルスレスポンスを推定する。振幅の大きなパ
スをＫ個選択し、その値をＷ（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ）とす
る。その中で振幅値が最大となるパスＰを選択する。１
段目の干渉キャンセラには、Ｒａｋｅ受信データが入力
され、２段目以降の干渉キャンセラには、前段の干渉キ
ャンセラの出力データが入力される。さらに、電力最大
パスＰ以外の各パスに対する拡散符号とＷ（ｋ）を用い
て各ユーザにおける干渉レプリカを生成する。受信信号
から全ユーザの干渉レプリカを差し引いて、パスＰに対
して逆拡散を行い、全ユーザに対するデータを検出す
る。すなわち、あらかじめＷ（ｋ）を推定し、電波伝搬
の情報は推定後固定する。
確なインパルスレスポンスを推定する。振幅の大きなパ
スをＫ個選択し、その値をＷ（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ）とす
る。その中で振幅値が最大となるパスＰを選択する。１
段目の干渉キャンセラには、Ｒａｋｅ受信データが入力
され、２段目以降の干渉キャンセラには、前段の干渉キ
ャンセラの出力データが入力される。さらに、電力最大
パスＰ以外の各パスに対する拡散符号とＷ（ｋ）を用い
て各ユーザにおける干渉レプリカを生成する。受信信号
から全ユーザの干渉レプリカを差し引いて、パスＰに対
して逆拡散を行い、全ユーザに対するデータを検出す
る。すなわち、あらかじめＷ（ｋ）を推定し、電波伝搬
の情報は推定後固定する。
【００１４】図１０は、先行技術の基本ブロック構成図
である。１つのＰＮ符号を共有する符号多重されたチャ
ンネルが、１つのユーザチャンネル（１ユーザ）および
１つのパイロットチャンネルからなる場合のものであ
る。これに対し、図９は、１つのＰＮ符号を共有する符
号多重されたユーザチャンネル（ユーザ）が複数の場合
であるので前提が若干異なるが、Ｒａｋｅ受信部に関し
ては、この図９を流用して説明する。
である。１つのＰＮ符号を共有する符号多重されたチャ
ンネルが、１つのユーザチャンネル（１ユーザ）および
１つのパイロットチャンネルからなる場合のものであ
る。これに対し、図９は、１つのＰＮ符号を共有する符
号多重されたユーザチャンネル（ユーザ）が複数の場合
であるので前提が若干異なるが、Ｒａｋｅ受信部に関し
ては、この図９を流用して説明する。
【００１５】この基本構成においては、インパルスレス
ポンスを推定し、このインパルスレスポンスを表す基準
信号Ｗ（ｋ）を固定し、Ｒａｋｅ受信部１２１で出力デ
ータＤＲを検出する。また、電力最大パス検出器１３１
は、基準信号Ｗ（ｋ）に基づいて、電力が最大となるパ
スＰを選択する。干渉キャンセラ１３３においては、Ｒ
ａｋｅ受信部１２１から出力されたデータを初期受信デ
ータとして、電力が最大となるパスＰ以外のパスにおけ
る、同期検波および逆拡散を行う以前の信号を生成する
とともに、パイロットチャンネルの既知のデータに基づ
いて、電力が最大となるパスＰ以外のパスにおける、逆
拡散を行う以前のパイロットチャンネルの信号を生成
し、これらを干渉レプリカとし、受信信号からその干渉
レプリカを差し引いて、電力が最大となるパスＰについ
て再び逆拡散および同期検波を行うことによりデータを
再び検出しなおす。このようにして、受信信号品質の劣
化要因である干渉を除去することによりビット誤り率が
向上する。
ポンスを推定し、このインパルスレスポンスを表す基準
信号Ｗ（ｋ）を固定し、Ｒａｋｅ受信部１２１で出力デ
ータＤＲを検出する。また、電力最大パス検出器１３１
は、基準信号Ｗ（ｋ）に基づいて、電力が最大となるパ
スＰを選択する。干渉キャンセラ１３３においては、Ｒ
ａｋｅ受信部１２１から出力されたデータを初期受信デ
ータとして、電力が最大となるパスＰ以外のパスにおけ
る、同期検波および逆拡散を行う以前の信号を生成する
とともに、パイロットチャンネルの既知のデータに基づ
いて、電力が最大となるパスＰ以外のパスにおける、逆
拡散を行う以前のパイロットチャンネルの信号を生成
し、これらを干渉レプリカとし、受信信号からその干渉
レプリカを差し引いて、電力が最大となるパスＰについ
て再び逆拡散および同期検波を行うことによりデータを
再び検出しなおす。このようにして、受信信号品質の劣
化要因である干渉を除去することによりビット誤り率が
向上する。
【００１６】図９に示したサーチャー部１２２では、パ
イロットチャンネルの受信信号を逆拡散して得られる電
力の大きいパスがＫ個選択され、各パス１〜Ｋのインパ
ルスレスポンスの値として基準信号Ｗ（ｋ）（ｋ＝１〜
Ｋ）を出力する。図１０に示した電力最大パス検出器１
３１は、基準信号Ｗ（ｋ）の中から、電力が最大となる
パスＰを選択して、Ｐの値を干渉キャンセラ１３３に出
力する。
イロットチャンネルの受信信号を逆拡散して得られる電
力の大きいパスがＫ個選択され、各パス１〜Ｋのインパ
ルスレスポンスの値として基準信号Ｗ（ｋ）（ｋ＝１〜
Ｋ）を出力する。図１０に示した電力最大パス検出器１
３１は、基準信号Ｗ（ｋ）の中から、電力が最大となる
パスＰを選択して、Ｐの値を干渉キャンセラ１３３に出
力する。
【００１７】図１３は、図１０に示した干渉キャンセラ
１３３の動作説明図である。基地局１０１から送信され
た信号は複数のパスを通って、それぞれが異なる遅延時
間の信号の合成信号として受信される。上段の図は、マ
ルチパスによるインパルスレスポンスを示す。電力が最
大となるパスＰを選択し、他のパスにおける同期検波お
よび逆拡散を行う以前のベースバンドの受信信号を、判
定データおよびパイロットチャンネルのデータに基づい
て仮想的に生成し、これを差し引いた受信信号に対し、
最大電力のパスＰにおける逆拡散を行い、下段に示すよ
うに干渉成分がないインパルスレスポンスを検出する。
１３３の動作説明図である。基地局１０１から送信され
た信号は複数のパスを通って、それぞれが異なる遅延時
間の信号の合成信号として受信される。上段の図は、マ
ルチパスによるインパルスレスポンスを示す。電力が最
大となるパスＰを選択し、他のパスにおける同期検波お
よび逆拡散を行う以前のベースバンドの受信信号を、判
定データおよびパイロットチャンネルのデータに基づい
て仮想的に生成し、これを差し引いた受信信号に対し、
最大電力のパスＰにおける逆拡散を行い、下段に示すよ
うに干渉成分がないインパルスレスポンスを検出する。
【００１８】電力が最大となるパスＰは、干渉成分を含
む割合が少なく、パスＰを除くパスについては、主に干
渉成分であると推定する。そして、Ｒａｋｅ受信部１２
１から出力された１ユーザのユーザチャンネルの一応確
からしいデータＤＲを初期値として用い、これから、逆
の信号処理をして、同期検波および逆拡散を行う以前の
信号を生成する。同時に、パイロットチャンネルの既知
のデータＤpに基づいて逆拡散を行う以前のパイロット
チャンネルの信号も生成する。このようにして、パスＰ
を除くパス１〜パスＫにおける干渉レプリカを生成す
る。そして、ベースバンドの受信信号から、パスＰを除
くパス１〜パスＫの干渉レプリカをすべて差し引くと、
ほぼパスＰだけのベースバンドの受信信号となる。
む割合が少なく、パスＰを除くパスについては、主に干
渉成分であると推定する。そして、Ｒａｋｅ受信部１２
１から出力された１ユーザのユーザチャンネルの一応確
からしいデータＤＲを初期値として用い、これから、逆
の信号処理をして、同期検波および逆拡散を行う以前の
信号を生成する。同時に、パイロットチャンネルの既知
のデータＤpに基づいて逆拡散を行う以前のパイロット
チャンネルの信号も生成する。このようにして、パスＰ
を除くパス１〜パスＫにおける干渉レプリカを生成す
る。そして、ベースバンドの受信信号から、パスＰを除
くパス１〜パスＫの干渉レプリカをすべて差し引くと、
ほぼパスＰだけのベースバンドの受信信号となる。
【００１９】したがって、干渉キャンセラ１３３は、Ｒ
ａｋｅ受信部１２１から出力される１つの通信チャネル
の出力データＤＲ、および、パイロットチャンネルの既
知のデータＤpを用いて、最大電力のパスＰを除いたＫ
−１個のパスの干渉レプリカを生成する。そして、ベー
スバンドの受信信号からこの干渉レプリカを除去したベ
ースバンドの受信信号に対し、パスＰについて改めて逆
拡散を行う。このようにして、仮に単一のパスＰの到来
波のみが受信されたと仮定したときとほぼ同様なベース
バンドの受信信号に対して逆拡散をすることができる。
その結果、パスの相互相関による干渉成分が除去された
ユーザチャンネルの受信データＤＣが得られる。なお、
遅延部１３２は、Ｒａｋｅ受信部１２１および干渉キャ
ンセラ内部における処理遅延を補償するものである。
ａｋｅ受信部１２１から出力される１つの通信チャネル
の出力データＤＲ、および、パイロットチャンネルの既
知のデータＤpを用いて、最大電力のパスＰを除いたＫ
−１個のパスの干渉レプリカを生成する。そして、ベー
スバンドの受信信号からこの干渉レプリカを除去したベ
ースバンドの受信信号に対し、パスＰについて改めて逆
拡散を行う。このようにして、仮に単一のパスＰの到来
波のみが受信されたと仮定したときとほぼ同様なベース
バンドの受信信号に対して逆拡散をすることができる。
その結果、パスの相互相関による干渉成分が除去された
ユーザチャンネルの受信データＤＣが得られる。なお、
遅延部１３２は、Ｒａｋｅ受信部１２１および干渉キャ
ンセラ内部における処理遅延を補償するものである。
【００２０】図１１は、図１０に示した干渉キャンセラ
１３３の内部構成図である。１ユーザの干渉レプリカ生
成部１３５は、１ユーザのみが使用する唯一のユーザチ
ャンネルについて、パスＰを除く、Ｋ−１個のパスに対
する干渉レプリカを生成する。また、パイロットチャン
ネルの干渉レプリカ生成部１３５pは、パイロットチャ
ンネルについて、パスＰを除く、Ｋ−１個のパスに対す
る干渉レプリカを生成する。
１３３の内部構成図である。１ユーザの干渉レプリカ生
成部１３５は、１ユーザのみが使用する唯一のユーザチ
ャンネルについて、パスＰを除く、Ｋ−１個のパスに対
する干渉レプリカを生成する。また、パイロットチャン
ネルの干渉レプリカ生成部１３５pは、パイロットチャ
ンネルについて、パスＰを除く、Ｋ−１個のパスに対す
る干渉レプリカを生成する。
【００２１】図１２（ａ），図１２（ｂ）は、それぞ
れ、図１１に示した干渉レプリカ生成部１３５，１３５
ｐの内部構成図である。パス１に対する干渉レプリカ生
成部１４１1については、Ｒａｋｅ受信部１２１から出
力されたデータＤＲが、乗算器１３８において、パス１
に対する基準信号Ｗ1（１）と乗算されることにより、
パス１のキャリア位相および振幅が付与された信号点位
相および振幅を有する、同期検波される前の信号に戻さ
れる。次に、乗算器１３９においてパス１に対するＰＮ
符号であるＰＮ1（１）、さらに、乗算器１４０におい
て１ユーザのパス１に対する直交符号ＷＳ1（１）とそ
れぞれ乗算されて拡散されることにより、パス１の時間
遅延を有する、逆拡散される前のベースバンド受信信号
に戻されて、パス１の干渉レプリカが生成される。パス
１に対する干渉レプリカ生成部１４１1と同様の構成
が、パスＰを除いてＫ−１個あり、これらのＫ−１個の
信号が加算器１４２により加算されて、その出力信号が
パスＰを除くパス１〜Ｋの干渉レプリカの出力信号とな
る。
れ、図１１に示した干渉レプリカ生成部１３５，１３５
ｐの内部構成図である。パス１に対する干渉レプリカ生
成部１４１1については、Ｒａｋｅ受信部１２１から出
力されたデータＤＲが、乗算器１３８において、パス１
に対する基準信号Ｗ1（１）と乗算されることにより、
パス１のキャリア位相および振幅が付与された信号点位
相および振幅を有する、同期検波される前の信号に戻さ
れる。次に、乗算器１３９においてパス１に対するＰＮ
符号であるＰＮ1（１）、さらに、乗算器１４０におい
て１ユーザのパス１に対する直交符号ＷＳ1（１）とそ
れぞれ乗算されて拡散されることにより、パス１の時間
遅延を有する、逆拡散される前のベースバンド受信信号
に戻されて、パス１の干渉レプリカが生成される。パス
１に対する干渉レプリカ生成部１４１1と同様の構成
が、パスＰを除いてＫ−１個あり、これらのＫ−１個の
信号が加算器１４２により加算されて、その出力信号が
パスＰを除くパス１〜Ｋの干渉レプリカの出力信号とな
る。
【００２２】ここで、Ｗ1（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐ
を除く）は図９に示した制御部１２９が出力する基準信
号、ＰＮ1（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は図９
に示したフィンガー１１８kのＰＮ発生器１１４が出力
するＰＮ符号、直交符号ＷＳ1（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ
＝Ｐを除く）は図９に示したフィンガー１１８kの直交
符号発生器１１７が出力する１ユーザの直交符号、に基
づくものである。ただし、図１０においてベースバンド
の受信信号を遅延部１３２で遅延させたように、Ｒａｋ
ｅ受信部１２１における処理遅延、干渉キャンセラ１３
３の内部での処理遅延を考慮して時間遅れを調整する。
Ｗ1（ｋ），ＰＮ1（ｋ），ＷＳ1（ｋ）は、上述した制
御部１２９，ＰＮ発生器１１４，直交符号発生器１１７
の出力のそれぞれに、遅延部１３２と同様な遅延部を設
けることによって作ることができる。
を除く）は図９に示した制御部１２９が出力する基準信
号、ＰＮ1（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は図９
に示したフィンガー１１８kのＰＮ発生器１１４が出力
するＰＮ符号、直交符号ＷＳ1（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ
＝Ｐを除く）は図９に示したフィンガー１１８kの直交
符号発生器１１７が出力する１ユーザの直交符号、に基
づくものである。ただし、図１０においてベースバンド
の受信信号を遅延部１３２で遅延させたように、Ｒａｋ
ｅ受信部１２１における処理遅延、干渉キャンセラ１３
３の内部での処理遅延を考慮して時間遅れを調整する。
Ｗ1（ｋ），ＰＮ1（ｋ），ＷＳ1（ｋ）は、上述した制
御部１２９，ＰＮ発生器１１４，直交符号発生器１１７
の出力のそれぞれに、遅延部１３２と同様な遅延部を設
けることによって作ることができる。
【００２３】図１２（ｂ）に示す、パイロットチャンネ
ルに対する干渉レプリカ生成部１３５pについては、パ
イロットチャンネルの既知のデータＤpが、乗算器１３
８において、パス１に対する基準信号Ｗ1（１）と乗算
されることにより、パス１のキャリア位相および振幅が
付与された信号点位相および振幅を有する信号になる。
つぎに、乗算器１３９においてパス１に対するＰＮ符号
であるＰＮ1（１）、さらに、乗算器１４０においてパ
イロットチャンネルのパス１に対する直交符号ＷＳ
1（ｐ，１）とそれぞれ乗算されて拡散されることによ
り、パス１の時間遅延を有する、逆拡散される前のベー
スバンド受信信号に戻されて、パス１の干渉レプリカが
生成される。図１２（ａ）と同様に、パス１に対する干
渉レプリカ生成部１４１1と同様の構成が、パスＰを除
いてＫ−１個あり、これらのＫ−１個の信号が加算器１
４２により加算されて、その出力信号がパスＰを除くパ
ス１〜Ｋの干渉レプリカの出力信号となる。
ルに対する干渉レプリカ生成部１３５pについては、パ
イロットチャンネルの既知のデータＤpが、乗算器１３
８において、パス１に対する基準信号Ｗ1（１）と乗算
されることにより、パス１のキャリア位相および振幅が
付与された信号点位相および振幅を有する信号になる。
つぎに、乗算器１３９においてパス１に対するＰＮ符号
であるＰＮ1（１）、さらに、乗算器１４０においてパ
イロットチャンネルのパス１に対する直交符号ＷＳ
1（ｐ，１）とそれぞれ乗算されて拡散されることによ
り、パス１の時間遅延を有する、逆拡散される前のベー
スバンド受信信号に戻されて、パス１の干渉レプリカが
生成される。図１２（ａ）と同様に、パス１に対する干
渉レプリカ生成部１４１1と同様の構成が、パスＰを除
いてＫ−１個あり、これらのＫ−１個の信号が加算器１
４２により加算されて、その出力信号がパスＰを除くパ
ス１〜Ｋの干渉レプリカの出力信号となる。
【００２４】ここで、Ｗ1（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐ
を除く）は図９に示した制御部１２９が出力する基準信
号、ＰＮ1（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は図９
に示したサーチャー部１２２のＰＮ発生器１２４が出力
するＰＮ符号（フィンガー１１８kのＰＮ発生器１１４
が出力するＰＮ符号と一致する）、直交符号ＷＳ
1（ｐ，ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は図９に示
したサーチャー部１２２の直交符号発生器１２６が出力
するパイロットチャンネルの直交符号に基づくものであ
る。ただし、Ｒａｋｅ受信部１２１における処理遅延、
干渉キャンセラ１３３の内部での処理遅延を考慮して時
間遅れが調整される。Ｗ1（ｋ），ＰＮ1（ｋ），ＷＳ1
（ｐ，ｋ）は、上述した制御部１２９，ＰＮ発生器１２
４，直交符号発生器１２６の出力のそれぞれに、遅延部
１３２と同様な遅延部を設けることによって作ることが
できる。
を除く）は図９に示した制御部１２９が出力する基準信
号、ＰＮ1（ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は図９
に示したサーチャー部１２２のＰＮ発生器１２４が出力
するＰＮ符号（フィンガー１１８kのＰＮ発生器１１４
が出力するＰＮ符号と一致する）、直交符号ＷＳ
1（ｐ，ｋ）（ｋ＝１〜Ｋ，ｋ＝Ｐを除く）は図９に示
したサーチャー部１２２の直交符号発生器１２６が出力
するパイロットチャンネルの直交符号に基づくものであ
る。ただし、Ｒａｋｅ受信部１２１における処理遅延、
干渉キャンセラ１３３の内部での処理遅延を考慮して時
間遅れが調整される。Ｗ1（ｋ），ＰＮ1（ｋ），ＷＳ1
（ｐ，ｋ）は、上述した制御部１２９，ＰＮ発生器１２
４，直交符号発生器１２６の出力のそれぞれに、遅延部
１３２と同様な遅延部を設けることによって作ることが
できる。
【００２５】再び、図１１に戻って説明をする。加算器
１３６において、遅延されたベースバンドの受信信号か
ら、干渉レプリカ１３５の出力信号が差し引かれ、パス
Ｐに対する逆拡散部１３７に入力される。このパスＰに
対する逆拡散部１３７は、図９に示したフィンガー部１
１８1〜１１８K中のパスＰのフィンガー部と同様の構成
である。すなわち、パスＰに対する基準信号Ｗ
1（Ｐ）、パスＰに対するＰＮ符号であるＰＮ1（Ｐ）、
および、パスＰに対する１ユーザの直交符号ＷＳ
1（Ｐ）を用いて、干渉レプリカが削除されたベースバ
ンドの受信信号に対して、パスＰに対する逆拡散を行
い、データを判定する。
１３６において、遅延されたベースバンドの受信信号か
ら、干渉レプリカ１３５の出力信号が差し引かれ、パス
Ｐに対する逆拡散部１３７に入力される。このパスＰに
対する逆拡散部１３７は、図９に示したフィンガー部１
１８1〜１１８K中のパスＰのフィンガー部と同様の構成
である。すなわち、パスＰに対する基準信号Ｗ
1（Ｐ）、パスＰに対するＰＮ符号であるＰＮ1（Ｐ）、
および、パスＰに対する１ユーザの直交符号ＷＳ
1（Ｐ）を用いて、干渉レプリカが削除されたベースバ
ンドの受信信号に対して、パスＰに対する逆拡散を行
い、データを判定する。
【００２６】この出力データは、相互相関による干渉が
除かれて伝送性能が改善された１ユーザのデータとな
る。上述した基準信号Ｗ1（Ｐ）、ＰＮ符号ＰＮ
1（Ｐ）、および、１ユーザの直交符号ＷＳ1（Ｐ）は、
先に説明した、パスＰを除いたパスの基準信号Ｗ
1（ｋ）、ＰＮ符号ＰＮ1（ｋ）、および、１ユーザの直
交符号ＷＳ1（ｋ）と同様に、Ｒａｋｅ受信部１２１に
おける処理遅延を補償するために時間遅れを持たせ、か
つ、干渉キャンセラ１３３の内部での処理遅延も考慮し
て時間遅れが調整される。
除かれて伝送性能が改善された１ユーザのデータとな
る。上述した基準信号Ｗ1（Ｐ）、ＰＮ符号ＰＮ
1（Ｐ）、および、１ユーザの直交符号ＷＳ1（Ｐ）は、
先に説明した、パスＰを除いたパスの基準信号Ｗ
1（ｋ）、ＰＮ符号ＰＮ1（ｋ）、および、１ユーザの直
交符号ＷＳ1（ｋ）と同様に、Ｒａｋｅ受信部１２１に
おける処理遅延を補償するために時間遅れを持たせ、か
つ、干渉キャンセラ１３３の内部での処理遅延も考慮し
て時間遅れが調整される。
【００２７】図１４は、１つのＰＮ符号を共有する符号
多重されたチャンネルが、Ｎ個のユーザチャンネルおよ
び１つのパイロットチャンネルからなる先行技術のブロ
ック構成図である。そして、複数ユーザに対応した干渉
キャンセラが、１〜Ｍ段目の干渉キャンセラ１５１1〜
１５１Mとして縦続接続されたものである。この具体例
では、複数のユーザ１〜Ｎのパスに対して複数の干渉キ
ャンセラを動作させて干渉を除去し、さらに複数段の干
渉キャンセラを動作させるものであって、より確からし
いデータが検出される。第１段目の干渉キャンセラ１５
１1は、Ｒａｋｅ受信部１４６から出力されたデータＤ
Ｒ（１）〜ＤＲ（Ｎ）を確からしいデータとして入力す
るとともに、パイロットチャンネルの既知のデータＤ p
を入力し、干渉信号がキャンセルされた、より確からし
いデータＤＣ（１，１）〜ＤＣ（１，Ｎ）を出力する。
多重されたチャンネルが、Ｎ個のユーザチャンネルおよ
び１つのパイロットチャンネルからなる先行技術のブロ
ック構成図である。そして、複数ユーザに対応した干渉
キャンセラが、１〜Ｍ段目の干渉キャンセラ１５１1〜
１５１Mとして縦続接続されたものである。この具体例
では、複数のユーザ１〜Ｎのパスに対して複数の干渉キ
ャンセラを動作させて干渉を除去し、さらに複数段の干
渉キャンセラを動作させるものであって、より確からし
いデータが検出される。第１段目の干渉キャンセラ１５
１1は、Ｒａｋｅ受信部１４６から出力されたデータＤ
Ｒ（１）〜ＤＲ（Ｎ）を確からしいデータとして入力す
るとともに、パイロットチャンネルの既知のデータＤ p
を入力し、干渉信号がキャンセルされた、より確からし
いデータＤＣ（１，１）〜ＤＣ（１，Ｎ）を出力する。
【００２８】第２段以降については、前段の干渉キャン
セラからの出力データが次の段の干渉キャンセラの入力
データになるとともに、パイロットチャンネルの既知の
データＤpも入力される。いずれの段の干渉キャンセラ
１５１1〜１５１Mも、電力最大パス検出器１３１（図１
０）から出力されるパスＰを電力最大パスとして固定的
に選択する。なお、各段の干渉キャンセラのうち、１〜
（Ｍ−１）段目の干渉キャンセラ１５１1〜１５１M-1に
ついては、自局（例えば、ユーザ１）のデータを含めた
ユーザ１〜Ｎのデータを出力する必要がある。すなわ
ち、１〜（Ｍ−１）段目の干渉キャンセラ１５１1〜１
５１M-1については、ユーザ１〜ユーザＮに対する逆拡
散部が必要となる。以上が、干渉キャンセラに関する先
行技術の説明である。
セラからの出力データが次の段の干渉キャンセラの入力
データになるとともに、パイロットチャンネルの既知の
データＤpも入力される。いずれの段の干渉キャンセラ
１５１1〜１５１Mも、電力最大パス検出器１３１（図１
０）から出力されるパスＰを電力最大パスとして固定的
に選択する。なお、各段の干渉キャンセラのうち、１〜
（Ｍ−１）段目の干渉キャンセラ１５１1〜１５１M-1に
ついては、自局（例えば、ユーザ１）のデータを含めた
ユーザ１〜Ｎのデータを出力する必要がある。すなわ
ち、１〜（Ｍ−１）段目の干渉キャンセラ１５１1〜１
５１M-1については、ユーザ１〜ユーザＮに対する逆拡
散部が必要となる。以上が、干渉キャンセラに関する先
行技術の説明である。
【００２９】上述したＤＳ−ＣＤＭＡシステムは、マル
チパス数が少なければ、Ｒａｋｅ受信だけでも伝送性能
の劣化を防ぐことができる。しかし、Ｃ子局１０２が、
自動車などに搭載されて移動している場合には、レイリ
ーフェージングの問題がある。図１５は、レイリーフェ
ージングを説明するための模式的説明図である。図中、
図７と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略す
る。１６１，１６２は近接したパス、１６３はパス、１
６４は反射物である。Ｃ子局１０２が移動しており、こ
のＣ子局１０２の近くに反射物１６４が存在する場合が
ある。このような場合、近接したパス１６１，１６２と
して図示したような、遅延時間がほとんど変わらないパ
スが多数存在する。これらのパスをとる複数の直接拡散
信号は、ドップラシフトにより受信周波数がわずかにシ
フトする。周波数シフトの方向および大きさ等は、反射
物１６４の位置等によって異なる。これらの複数の近接
したパス１６２，１６３は、近接したパスの集合として
の１つのパス１６３と見なされる。このようなパス１６
３とる直接拡散受信信号は、レイリーフェージングを受
けている。レイリーフェージングを受けていると、Ｃ子
局１０２が移動中に、受信電界強度が大きく変化し、何
度も受信不可能なレベルまで落ち込む時点が発生する。
そこで、レイリーフェージングの影響を低減する方法と
して、次のようなシステムを提案する。
チパス数が少なければ、Ｒａｋｅ受信だけでも伝送性能
の劣化を防ぐことができる。しかし、Ｃ子局１０２が、
自動車などに搭載されて移動している場合には、レイリ
ーフェージングの問題がある。図１５は、レイリーフェ
ージングを説明するための模式的説明図である。図中、
図７と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略す
る。１６１，１６２は近接したパス、１６３はパス、１
６４は反射物である。Ｃ子局１０２が移動しており、こ
のＣ子局１０２の近くに反射物１６４が存在する場合が
ある。このような場合、近接したパス１６１，１６２と
して図示したような、遅延時間がほとんど変わらないパ
スが多数存在する。これらのパスをとる複数の直接拡散
信号は、ドップラシフトにより受信周波数がわずかにシ
フトする。周波数シフトの方向および大きさ等は、反射
物１６４の位置等によって異なる。これらの複数の近接
したパス１６２，１６３は、近接したパスの集合として
の１つのパス１６３と見なされる。このようなパス１６
３とる直接拡散受信信号は、レイリーフェージングを受
けている。レイリーフェージングを受けていると、Ｃ子
局１０２が移動中に、受信電界強度が大きく変化し、何
度も受信不可能なレベルまで落ち込む時点が発生する。
そこで、レイリーフェージングの影響を低減する方法と
して、次のようなシステムを提案する。
【００３０】図１６は、レイリーフェージングの影響を
低減する送信アンテナダイバーシチシステムの概要構成
図である。図中、図７，図８，図１５と同様な部分には
同じ符号を付して説明を省略する。送信装置は２系統設
けられ、その送信アンテナを１０６Ａ，１０６Ｂとす
る。アンテナ１０６ＡからＣ子局１０２までのパスを１
６３Ａ、アンテナ１０６ＢからＣ子局１０２までのパス
を１６３Ｂとする。これらは、近接したパスの集合とし
てのパスである。送信アンテナ１０６Ａ，１０６Ｂの間
隔が、数波長離れていると、レイリーフェージングは独
立したものとなる。その結果、パス１６３Ａをとる直接
拡散信号の受信電界強度が落ち込む時点と、パス１６３
Ｂをとる直接拡散信号の受信電界強度が落ち込む時点と
が独立している。したがって、Ｃ子局１０２において
は、複数系統のアンテナ１０６Ａ，１０６Ｂから送信さ
れた直接拡散信号を同時に受信して合成すれば、受信デ
ータのビットエラーレートが低減して伝送品質が向上す
る。そのためには、Ｃ子局１０２の直接拡散受信装置に
おいて、パス１６３Ａ，１６３Ｂを分離して受信する必
要がある。図示の例では、基地局１０１において、各系
統のＰＮ（Pseudo random Noise）符号ＰＮA,ＰＮBとし
て異なったＰＮ符号を用いている。
低減する送信アンテナダイバーシチシステムの概要構成
図である。図中、図７，図８，図１５と同様な部分には
同じ符号を付して説明を省略する。送信装置は２系統設
けられ、その送信アンテナを１０６Ａ，１０６Ｂとす
る。アンテナ１０６ＡからＣ子局１０２までのパスを１
６３Ａ、アンテナ１０６ＢからＣ子局１０２までのパス
を１６３Ｂとする。これらは、近接したパスの集合とし
てのパスである。送信アンテナ１０６Ａ，１０６Ｂの間
隔が、数波長離れていると、レイリーフェージングは独
立したものとなる。その結果、パス１６３Ａをとる直接
拡散信号の受信電界強度が落ち込む時点と、パス１６３
Ｂをとる直接拡散信号の受信電界強度が落ち込む時点と
が独立している。したがって、Ｃ子局１０２において
は、複数系統のアンテナ１０６Ａ，１０６Ｂから送信さ
れた直接拡散信号を同時に受信して合成すれば、受信デ
ータのビットエラーレートが低減して伝送品質が向上す
る。そのためには、Ｃ子局１０２の直接拡散受信装置に
おいて、パス１６３Ａ，１６３Ｂを分離して受信する必
要がある。図示の例では、基地局１０１において、各系
統のＰＮ（Pseudo random Noise）符号ＰＮA,ＰＮBとし
て異なったＰＮ符号を用いている。
【００３１】図１７は、２系統のアンテナから送信され
る直接拡散信号の説明図である。送信アンテナ１０６Ａ
の送信系統および送信アンテナ１０６Ｂの送信系統と
は、互いに異なるＰＮ符号で送信データを拡散変調する
が、それぞれのＰＮ符号ＰＮA，ＰＮBの所定の基準時間
からオフセット時間は、いずれも、この基地局に設定さ
れているオフセット時間になっている。アンテナごとに
ＰＮ符号が異なるため、Ｃ子局１０２は、受信したパイ
ロット信号のＰＮ信号の符号の相違により、アンテナ１
０６Ａおよびアンテナ１０６Ｂから送信された直接拡散
信号を分離して受信することができる。なお、複数の基
地局から送信される直接拡散信号を分離するために、基
地局ごとに、ＰＮ符号の所定の基準時間からのオフセッ
ト時間（スタートタイミング）を異ならせている。ＰＮ
符号の符号長は十分長い（ＩＳ９５の場合、２15ビッ
ト）ため、上述したスタートタイミングの基地局ごとの
時間差は、パス（近接したパスの集合としてのパス）相
互の、直接波、反射波間の遅延時間差に比べて長く設定
されている。送信アンテナ１０６Ａの送信系統および送
信アンテナ１０６Ｂの送信系統に用いるＰＮ符号Ｐ
ＮA，ＰＮBは、各基地局において共通に用いることがで
きる。共通に用いても、上述した基地局を識別するため
のオフセット時間の設定を変更する必要がない。
る直接拡散信号の説明図である。送信アンテナ１０６Ａ
の送信系統および送信アンテナ１０６Ｂの送信系統と
は、互いに異なるＰＮ符号で送信データを拡散変調する
が、それぞれのＰＮ符号ＰＮA，ＰＮBの所定の基準時間
からオフセット時間は、いずれも、この基地局に設定さ
れているオフセット時間になっている。アンテナごとに
ＰＮ符号が異なるため、Ｃ子局１０２は、受信したパイ
ロット信号のＰＮ信号の符号の相違により、アンテナ１
０６Ａおよびアンテナ１０６Ｂから送信された直接拡散
信号を分離して受信することができる。なお、複数の基
地局から送信される直接拡散信号を分離するために、基
地局ごとに、ＰＮ符号の所定の基準時間からのオフセッ
ト時間（スタートタイミング）を異ならせている。ＰＮ
符号の符号長は十分長い（ＩＳ９５の場合、２15ビッ
ト）ため、上述したスタートタイミングの基地局ごとの
時間差は、パス（近接したパスの集合としてのパス）相
互の、直接波、反射波間の遅延時間差に比べて長く設定
されている。送信アンテナ１０６Ａの送信系統および送
信アンテナ１０６Ｂの送信系統に用いるＰＮ符号Ｐ
ＮA，ＰＮBは、各基地局において共通に用いることがで
きる。共通に用いても、上述した基地局を識別するため
のオフセット時間の設定を変更する必要がない。
【００３２】図１８は、図１６に示したシステムにおけ
る基地局１０１の一例を示すブロック構成図である。図
中、図８，図１６と同様な部分には同じ符号を付して説
明を省略する。１０８ＡはＰＮ符号ＰＮAを発生するＰ
Ｎ発生器、１０８ＢはＰＮ符号ＰＮBを発生するＰＮ発
生器である。ＰＮ発生器１０８Ａ，１０８Ｂは、スター
トタイミングが一致している。符号多重部１０３から出
力される送信データは、乗算器１０４ＡにおいてはＰＮ
符号ＰＮAにより拡散され、乗算器１０４Ｂにおいては
ＰＮ符号ＰＮBにより拡散される。拡散された信号は、
それぞれ乗算器１０５Ａ，１０５Ｂにおいて基準周波数
信号と乗算され、２系統の送信アンテナ１０５Ａ，１０
５Ｂに出力される。
る基地局１０１の一例を示すブロック構成図である。図
中、図８，図１６と同様な部分には同じ符号を付して説
明を省略する。１０８ＡはＰＮ符号ＰＮAを発生するＰ
Ｎ発生器、１０８ＢはＰＮ符号ＰＮBを発生するＰＮ発
生器である。ＰＮ発生器１０８Ａ，１０８Ｂは、スター
トタイミングが一致している。符号多重部１０３から出
力される送信データは、乗算器１０４ＡにおいてはＰＮ
符号ＰＮAにより拡散され、乗算器１０４Ｂにおいては
ＰＮ符号ＰＮBにより拡散される。拡散された信号は、
それぞれ乗算器１０５Ａ，１０５Ｂにおいて基準周波数
信号と乗算され、２系統の送信アンテナ１０５Ａ，１０
５Ｂに出力される。
【００３３】上述したように、１つの基地局から複数系
統のアンテナで直接拡散信号を送信することによりマル
チパスフェージングの影響を低減することができる。し
かし複数の直接拡散信号が同時に送信されるため、結果
として、マルチパスの数が複数倍になり、マルチパス相
互の相関による干渉成分が増加する。したがって、上述
した干渉キャンセル技術を適用すると好適である。図１
０に示した干渉キャンセラをそのまま適用すると、次の
ような構成となる。
統のアンテナで直接拡散信号を送信することによりマル
チパスフェージングの影響を低減することができる。し
かし複数の直接拡散信号が同時に送信されるため、結果
として、マルチパスの数が複数倍になり、マルチパス相
互の相関による干渉成分が増加する。したがって、上述
した干渉キャンセル技術を適用すると好適である。図１
０に示した干渉キャンセラをそのまま適用すると、次の
ような構成となる。
【００３４】図１９は、図１６に示したシステムに用い
る子局の直接拡散受信装置のブロック構成図である。こ
こでは、説明を簡単にするため、図１５に示した基地局
１０１は、Ｃ子局１０２および図示しないＤ子局の２ユ
ーザに対してのみ送信をするシステムを前提とする。図
中、図１６と同様な部分には同じ符号を付して説明を省
略する。図中、２はアンテナ１０６Ａ（以後、単に「ア
ンテナＡ」という）からの直接拡散信号を逆拡散するＲ
ａｋｅ受信部、３はアンテナ１０６Ｂ（以後、単に「ア
ンテナＢ」という）からの直接拡散信号を逆拡散するＲ
ａｋｅ受信部、４は遅延部、１７１はアンテナＡからの
直接拡散受信信号の干渉成分を除去する干渉キャンセ
ラ、１７２はアンテナＢからの直接拡散受信信号の干渉
成分を除去する干渉キャンセラである。３２は合成判定
部、１７７はアンテナＡからの直接拡散信号の電力最大
パス検出器、１７８はアンテナＢからの直接拡散信号の
電力最大パス検出器である。
る子局の直接拡散受信装置のブロック構成図である。こ
こでは、説明を簡単にするため、図１５に示した基地局
１０１は、Ｃ子局１０２および図示しないＤ子局の２ユ
ーザに対してのみ送信をするシステムを前提とする。図
中、図１６と同様な部分には同じ符号を付して説明を省
略する。図中、２はアンテナ１０６Ａ（以後、単に「ア
ンテナＡ」という）からの直接拡散信号を逆拡散するＲ
ａｋｅ受信部、３はアンテナ１０６Ｂ（以後、単に「ア
ンテナＢ」という）からの直接拡散信号を逆拡散するＲ
ａｋｅ受信部、４は遅延部、１７１はアンテナＡからの
直接拡散受信信号の干渉成分を除去する干渉キャンセ
ラ、１７２はアンテナＢからの直接拡散受信信号の干渉
成分を除去する干渉キャンセラである。３２は合成判定
部、１７７はアンテナＡからの直接拡散信号の電力最大
パス検出器、１７８はアンテナＢからの直接拡散信号の
電力最大パス検出器である。
【００３５】干渉キャンセラ１７１内において、６はア
ンテナＡからのユーザチャンネルＣの直接拡散信号の干
渉レプリカ生成部、７はアンテナＡからのユーザチャン
ネルＤの直接拡散信号の干渉レプリカ生成部、８はアン
テナＡからのパイロットチャンネルの直接拡散信号の干
渉レプリカ生成部、１７３は加算器、１７４はアンテナ
Ａからの直接拡散信号の電力最大パスＰAにおけるユー
ザチャンネルＣの逆拡散部である。干渉キャンセラ１７
２内において、９はアンテナＢからのユーザチャンネル
Ｃの直接拡散信号の干渉レプリカ生成部、１０はアンテ
ナＢからのユーザチャンネルＤの直接拡散信号の干渉レ
プリカ生成部、１１はアンテナＢからのパイロットチャ
ンネルの直接拡散信号の干渉レプリカ生成部、１７５は
加算器、１７６はアンテナＢからの直接拡散信号の電力
最大パスＰBにおけるユーザチャンネルＣの逆拡散部で
ある。
ンテナＡからのユーザチャンネルＣの直接拡散信号の干
渉レプリカ生成部、７はアンテナＡからのユーザチャン
ネルＤの直接拡散信号の干渉レプリカ生成部、８はアン
テナＡからのパイロットチャンネルの直接拡散信号の干
渉レプリカ生成部、１７３は加算器、１７４はアンテナ
Ａからの直接拡散信号の電力最大パスＰAにおけるユー
ザチャンネルＣの逆拡散部である。干渉キャンセラ１７
２内において、９はアンテナＢからのユーザチャンネル
Ｃの直接拡散信号の干渉レプリカ生成部、１０はアンテ
ナＢからのユーザチャンネルＤの直接拡散信号の干渉レ
プリカ生成部、１１はアンテナＢからのパイロットチャ
ンネルの直接拡散信号の干渉レプリカ生成部、１７５は
加算器、１７６はアンテナＢからの直接拡散信号の電力
最大パスＰBにおけるユーザチャンネルＣの逆拡散部で
ある。
【００３６】アンテナＡからの直接拡散信号を逆拡散す
るＲａｋｅ受信部２において、ベースバンドの受信信号
は、図１０，図１４に示したＲａｋｅ受信部１２１，１
４６と同様に、アンテナＡの送信系統で使用するＰＮ符
号ＰＮAに基づいて逆拡散され、同期検波によりデータ
判定されて、ユーザチャンネルＣ，Ｄの初期受信データ
を出力する。一方、アンテナＢからの直接拡散信号を逆
拡散するＲａｋｅ受信部３においては、アンテナＢの送
信系統で使用するＰＮ符号ＰＮBに基づいて逆拡散さ
れ、データ判定されて、ユーザチャンネルＣ，Ｄの初期
受信データを出力する。遅延部４は、図１０，図１４に
示した遅延部１３２と同様に、Ｒａｋｅ受信部、干渉レ
プリカ生成部等の処理遅延に合わせてベースバンドの直
接拡散受信信号を遅延させるものである。干渉レプリカ
生成部６，７、干渉レプリカ生成部９，１０は、それぞ
れ、図１１に示した１ユーザの干渉レプリカ生成部１３
５と同様のものである。一方、干渉レプリカ生成部８，
１１は、図１１に示したパイロットチャンネルの干渉レ
プリカ生成部１３５pと同様なものである。逆拡散部１
７１，１７６は、図１１に示したパスＰに対する逆拡散
部１３７と同様なものであるが、データ判定をする直前
の逆拡散信号を出力する。
るＲａｋｅ受信部２において、ベースバンドの受信信号
は、図１０，図１４に示したＲａｋｅ受信部１２１，１
４６と同様に、アンテナＡの送信系統で使用するＰＮ符
号ＰＮAに基づいて逆拡散され、同期検波によりデータ
判定されて、ユーザチャンネルＣ，Ｄの初期受信データ
を出力する。一方、アンテナＢからの直接拡散信号を逆
拡散するＲａｋｅ受信部３においては、アンテナＢの送
信系統で使用するＰＮ符号ＰＮBに基づいて逆拡散さ
れ、データ判定されて、ユーザチャンネルＣ，Ｄの初期
受信データを出力する。遅延部４は、図１０，図１４に
示した遅延部１３２と同様に、Ｒａｋｅ受信部、干渉レ
プリカ生成部等の処理遅延に合わせてベースバンドの直
接拡散受信信号を遅延させるものである。干渉レプリカ
生成部６，７、干渉レプリカ生成部９，１０は、それぞ
れ、図１１に示した１ユーザの干渉レプリカ生成部１３
５と同様のものである。一方、干渉レプリカ生成部８，
１１は、図１１に示したパイロットチャンネルの干渉レ
プリカ生成部１３５pと同様なものである。逆拡散部１
７１，１７６は、図１１に示したパスＰに対する逆拡散
部１３７と同様なものであるが、データ判定をする直前
の逆拡散信号を出力する。
【００３７】電力最大パス検出器１７７，１７８は、図
１０に示した電力最大パス検出器１３１と同様なもので
ある。入力される基準信号Ｗ（１A）〜Ｗ（ＫA），Ｗ
（１B）〜Ｗ（ＫB）は、各パスにおけるパイロットチャ
ンネルのベースバンドの受信信号振幅、および、基準周
波数信号に対するキャリア位相を表す基準信号であり、
図９に示したサーチャー部１２２の制御部１２９から出
力される基準信号Ｗ（１）〜Ｗ（Ｋ）と同様なものであ
る。ただし、アンテナＡからの直接拡散信号、アンテナ
Ｂからの直接拡散信号、それぞれについて、個別に電力
最大パスＰA，ＰBを検出することにより、この電力最大
パスＰA，ＰBの逆拡散信号の各ユーザチャンネルＣを、
合成判定部３２において合成してデータ判定を行うこと
になる。なお、図１０に示したサーチャー部１２２に相
当するブロックは、アンテナＡからの直接拡散信号を逆
拡散するＲａｋｅ受信部２、アンテナＢからの直接拡散
信号を逆拡散するＲａｋｅ受信部３に含まれるものとし
て図示を省略している。
１０に示した電力最大パス検出器１３１と同様なもので
ある。入力される基準信号Ｗ（１A）〜Ｗ（ＫA），Ｗ
（１B）〜Ｗ（ＫB）は、各パスにおけるパイロットチャ
ンネルのベースバンドの受信信号振幅、および、基準周
波数信号に対するキャリア位相を表す基準信号であり、
図９に示したサーチャー部１２２の制御部１２９から出
力される基準信号Ｗ（１）〜Ｗ（Ｋ）と同様なものであ
る。ただし、アンテナＡからの直接拡散信号、アンテナ
Ｂからの直接拡散信号、それぞれについて、個別に電力
最大パスＰA，ＰBを検出することにより、この電力最大
パスＰA，ＰBの逆拡散信号の各ユーザチャンネルＣを、
合成判定部３２において合成してデータ判定を行うこと
になる。なお、図１０に示したサーチャー部１２２に相
当するブロックは、アンテナＡからの直接拡散信号を逆
拡散するＲａｋｅ受信部２、アンテナＢからの直接拡散
信号を逆拡散するＲａｋｅ受信部３に含まれるものとし
て図示を省略している。
【００３８】上述した構成では、各アンテナＡ，Ｂから
の直接拡散信号からあらかじめ初期受信データを得て、
この初期受信データに基づいて、電力最大パスを除いた
同じアンテナからのパスの直接拡散受信信号を仮想的に
生成して干渉レプリカとし、この干渉レプリカを差し引
いて、電力最大パスに対して再び逆拡散するという構成
により、同じアンテナからの他のパスの直接拡散受信信
号による電力最大パスの直接拡散受信信号への干渉成分
を低減している。アンテナＡの送信系統が使用するＰＮ
符号とアンテナＢの送信系統が使用するＰＮ符号とは、
図１７に示したようにＰＮ符号の相違により識別可能で
あるが、相互に相関が生じる。したがって、電力最大パ
スＰAの逆拡散信号には、アンテナＢからのパスの直接
拡散信号が干渉信号となることによる干渉成分も含ま
れ、一方、電力最大パスＰBの逆拡散信号には、アンテ
ナＡからのパスの直接拡散信号が干渉信号となることに
よる干渉成分も含まれている。しかし、上述した構成
は、これらの異なるアンテナＡ，Ｂからのパス間の干渉
成分を低減する構成にはなっていない。
の直接拡散信号からあらかじめ初期受信データを得て、
この初期受信データに基づいて、電力最大パスを除いた
同じアンテナからのパスの直接拡散受信信号を仮想的に
生成して干渉レプリカとし、この干渉レプリカを差し引
いて、電力最大パスに対して再び逆拡散するという構成
により、同じアンテナからの他のパスの直接拡散受信信
号による電力最大パスの直接拡散受信信号への干渉成分
を低減している。アンテナＡの送信系統が使用するＰＮ
符号とアンテナＢの送信系統が使用するＰＮ符号とは、
図１７に示したようにＰＮ符号の相違により識別可能で
あるが、相互に相関が生じる。したがって、電力最大パ
スＰAの逆拡散信号には、アンテナＢからのパスの直接
拡散信号が干渉信号となることによる干渉成分も含ま
れ、一方、電力最大パスＰBの逆拡散信号には、アンテ
ナＡからのパスの直接拡散信号が干渉信号となることに
よる干渉成分も含まれている。しかし、上述した構成
は、これらの異なるアンテナＡ，Ｂからのパス間の干渉
成分を低減する構成にはなっていない。
【００３９】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した問
題点を解決するためになされたもので、レイリーフェー
ジングの影響を低減するとともに、複数系統の送信アン
テナから同時に送信される直接拡散信号のマルチパスに
よる相互の干渉成分を低減する直接拡散受信装置、およ
び、レイリーフェージングの影響を低減する直接拡散送
信装置を提供することを目的とするものである。
題点を解決するためになされたもので、レイリーフェー
ジングの影響を低減するとともに、複数系統の送信アン
テナから同時に送信される直接拡散信号のマルチパスに
よる相互の干渉成分を低減する直接拡散受信装置、およ
び、レイリーフェージングの影響を低減する直接拡散送
信装置を提供することを目的とするものである。
【００４０】
【課題を解決するための手段】本発明は、請求項１に記
載の発明においては、複数系統の送信アンテナからそれ
ぞれ送信され、拡散符号により前記系統を識別可能な複
数の直接拡散信号を、同時に受信する直接拡散受信装置
であって、前記複数の直接拡散信号は、それぞれ、同じ
送信データに基づき、異なるＰＮ符号を前記拡散符号と
して拡散されたものであり、インパルスレスポンス推定
手段、パス選択手段、初期データ出力手段、および、干
渉キャンセル手段を有し、前記インパルスレスポンス推
定手段は、直接拡散受信信号に基づいて、前記送信アン
テナから送信された前記直接拡散信号の複数のパスに対
するインパルスレスポンスを推定し、前記パス選択手段
は、推定された前記インパルスレスポンスに基づいて、
前記複数のパスの内、電力が最大となるパスを選択し、
前記初期データ出力手段は、前記直接拡散受信信号に基
づいて、前記送信アンテナ別に初期受信データを出力
し、前記干渉キャンセル手段は、前記初期受信データに
基づいて、前記電力が最大となるパスを有する前記送信
アンテナからの、前記電力が最大となるパスを除いた少
なくとも１つのパス、および、他の前記送信アンテナか
らの少なくとも１つのパスにおける干渉レプリカを少な
くとも生成し、前記直接拡散受信信号から前記干渉レプ
リカを差し引いた信号を、前記電力が最大となるパスに
ついて逆拡散し、データ判定することにより、少なくと
も当該直接拡散受信装置に設定されたユーザチャンネル
の受信データを出力するものである。したがって、複数
系統の送信アンテナによる送信アンテナダイバーシチに
より、レイリーフェージングによるビットエラーレート
の増加を防止することができる。送信アンテナダイバー
シチによるマルチパス数の増加、および、複数系統の送
信アンテナからのマルチパスの相互の干渉による干渉成
分を、干渉キャンセル手段により低減することができ
る。複数系統の送信アンテナから直接拡散信号を受信し
ているにもかかわらず、その中の１つの送信アンテナか
らの、１つの最大電力パスに限って、逆拡散およびデー
タ判定をしているため、逆拡散およびデータ判定のため
の構成が簡単になる。複数の送信アンテナの各送信系統
に用いているＰＮ符号が異なるため、この異なるＰＮ符
号を各基地局において共通に用いた場合でも、基地局を
識別するためのオフセット時間の設定を変更する必要が
ない。干渉キャンセル手段としては、１段の干渉キャン
セラでもよいし、複数段の干渉キャンセラでもよい。
載の発明においては、複数系統の送信アンテナからそれ
ぞれ送信され、拡散符号により前記系統を識別可能な複
数の直接拡散信号を、同時に受信する直接拡散受信装置
であって、前記複数の直接拡散信号は、それぞれ、同じ
送信データに基づき、異なるＰＮ符号を前記拡散符号と
して拡散されたものであり、インパルスレスポンス推定
手段、パス選択手段、初期データ出力手段、および、干
渉キャンセル手段を有し、前記インパルスレスポンス推
定手段は、直接拡散受信信号に基づいて、前記送信アン
テナから送信された前記直接拡散信号の複数のパスに対
するインパルスレスポンスを推定し、前記パス選択手段
は、推定された前記インパルスレスポンスに基づいて、
前記複数のパスの内、電力が最大となるパスを選択し、
前記初期データ出力手段は、前記直接拡散受信信号に基
づいて、前記送信アンテナ別に初期受信データを出力
し、前記干渉キャンセル手段は、前記初期受信データに
基づいて、前記電力が最大となるパスを有する前記送信
アンテナからの、前記電力が最大となるパスを除いた少
なくとも１つのパス、および、他の前記送信アンテナか
らの少なくとも１つのパスにおける干渉レプリカを少な
くとも生成し、前記直接拡散受信信号から前記干渉レプ
リカを差し引いた信号を、前記電力が最大となるパスに
ついて逆拡散し、データ判定することにより、少なくと
も当該直接拡散受信装置に設定されたユーザチャンネル
の受信データを出力するものである。したがって、複数
系統の送信アンテナによる送信アンテナダイバーシチに
より、レイリーフェージングによるビットエラーレート
の増加を防止することができる。送信アンテナダイバー
シチによるマルチパス数の増加、および、複数系統の送
信アンテナからのマルチパスの相互の干渉による干渉成
分を、干渉キャンセル手段により低減することができ
る。複数系統の送信アンテナから直接拡散信号を受信し
ているにもかかわらず、その中の１つの送信アンテナか
らの、１つの最大電力パスに限って、逆拡散およびデー
タ判定をしているため、逆拡散およびデータ判定のため
の構成が簡単になる。複数の送信アンテナの各送信系統
に用いているＰＮ符号が異なるため、この異なるＰＮ符
号を各基地局において共通に用いた場合でも、基地局を
識別するためのオフセット時間の設定を変更する必要が
ない。干渉キャンセル手段としては、１段の干渉キャン
セラでもよいし、複数段の干渉キャンセラでもよい。
【００４１】本発明は、請求項２に記載の発明において
は、複数系統の送信アンテナからそれぞれ送信され、拡
散符号により前記系統を識別可能な複数の直接拡散信号
を、同時に受信する直接拡散受信装置であって、前記複
数の直接拡散信号は、それぞれ、同じ送信データに基づ
き、異なるＰＮ符号を前記拡散符号として拡散されたも
のであり、インパルスレスポンス推定手段、パス選択手
段、初期データ出力手段、および、複数段の干渉キャン
セラを有し、前記インパルスレスポンス推定手段は、直
接拡散受信信号に基づいて、前記送信アンテナから送信
された前記直接拡散信号の複数のパスに対するインパル
スレスポンスを推定し、前記パス選択手段は、推定され
た前記インパルスレスポンスに基づいて、前記複数のパ
スの内、電力が最大となるパスを選択し、前記初期デー
タ出力手段は、前記直接拡散受信信号に基づいて、前記
送信アンテナ別に初期受信データを出力し、第１段の前
記干渉キャンセラは、前記初期受信データに基づいて、
前記電力が最大となるパスを有する前記送信アンテナか
らの、前記電力が最大となるパスを除いた少なくとも１
つのパス、および、他の前記送信アンテナからの少なく
とも１つのパスにおける干渉レプリカを少なくとも生成
し、前記直接拡散受信信号から前記干渉レプリカを差し
引いた信号を、前記電力が最大となるパスについて逆拡
散し、データ判定することにより、第１段の受信データ
を出力し、第２段以降の前記干渉キャンセラは、それぞ
れ、前段の前記受信データに基づいて、前記電力が最大
となるパスを有する前記送信アンテナからの、前記電力
が最大となるパスを除いた少なくとも１つのパス、およ
び、前記他の送信アンテナからの少なくとも１つのパス
における干渉レプリカを少なくとも生成し、前記直接拡
散受信信号から前記干渉レプリカを差し引いた信号を、
前記電力が最大となるパスについて逆拡散し、データ判
定することにより、当該段の受信データを出力し、最終
段の前記受信データは、少なくとも当該直接拡散受信装
置に設定されたユーザチャンネルの受信データを含むも
のである。したがって、マルチステージ構成により、請
求項１に記載の発明の作用効果に加えて、より確かな干
渉キャンセルを行うことができる。
は、複数系統の送信アンテナからそれぞれ送信され、拡
散符号により前記系統を識別可能な複数の直接拡散信号
を、同時に受信する直接拡散受信装置であって、前記複
数の直接拡散信号は、それぞれ、同じ送信データに基づ
き、異なるＰＮ符号を前記拡散符号として拡散されたも
のであり、インパルスレスポンス推定手段、パス選択手
段、初期データ出力手段、および、複数段の干渉キャン
セラを有し、前記インパルスレスポンス推定手段は、直
接拡散受信信号に基づいて、前記送信アンテナから送信
された前記直接拡散信号の複数のパスに対するインパル
スレスポンスを推定し、前記パス選択手段は、推定され
た前記インパルスレスポンスに基づいて、前記複数のパ
スの内、電力が最大となるパスを選択し、前記初期デー
タ出力手段は、前記直接拡散受信信号に基づいて、前記
送信アンテナ別に初期受信データを出力し、第１段の前
記干渉キャンセラは、前記初期受信データに基づいて、
前記電力が最大となるパスを有する前記送信アンテナか
らの、前記電力が最大となるパスを除いた少なくとも１
つのパス、および、他の前記送信アンテナからの少なく
とも１つのパスにおける干渉レプリカを少なくとも生成
し、前記直接拡散受信信号から前記干渉レプリカを差し
引いた信号を、前記電力が最大となるパスについて逆拡
散し、データ判定することにより、第１段の受信データ
を出力し、第２段以降の前記干渉キャンセラは、それぞ
れ、前段の前記受信データに基づいて、前記電力が最大
となるパスを有する前記送信アンテナからの、前記電力
が最大となるパスを除いた少なくとも１つのパス、およ
び、前記他の送信アンテナからの少なくとも１つのパス
における干渉レプリカを少なくとも生成し、前記直接拡
散受信信号から前記干渉レプリカを差し引いた信号を、
前記電力が最大となるパスについて逆拡散し、データ判
定することにより、当該段の受信データを出力し、最終
段の前記受信データは、少なくとも当該直接拡散受信装
置に設定されたユーザチャンネルの受信データを含むも
のである。したがって、マルチステージ構成により、請
求項１に記載の発明の作用効果に加えて、より確かな干
渉キャンセルを行うことができる。
【００４２】本発明は、請求項３に記載の発明において
は、複数系統の送信アンテナからそれぞれ送信され、拡
散符号により前記系統を識別可能な複数の直接拡散信号
を、同時に受信する直接拡散受信装置であって、前記複
数の直接拡散信号は、それぞれ、同じ送信データに基づ
き、異なるＰＮ符号を前記拡散符号として拡散されたも
のであり、複数系列のインパルスレスポンス推定手段、
複数系列のパス選択手段、初期データ出力手段、複数系
列の干渉キャンセル手段、および、系列合成判定手段を
有し、前記複数系列のインパルスレスポンス推定手段
は、前記複数系列に対応した受信アンテナで前記直接拡
散信号を受信し、それぞれの系列における直接拡散受信
信号に基づいて、前記それぞれの系列における、前記送
信アンテナから送信された前記直接拡散信号の複数のパ
スに対するインパルスレスポンスを推定し、前記複数系
列の前記パス選択手段は、前記それぞれの系列における
推定された前記インパルスレスポンスに基づいて、前記
それぞれの系列における前記複数のパスの内、電力が最
大となるパスを選択し、前記初期データ出力手段は、前
記それぞれの系列における前記直接拡散受信信号に基づ
いて、前記送信アンテナ別に、前記それぞれの系列ごと
の、あるいは、前記それぞれの系列に共通の初期受信デ
ータを出力し、前記複数系列の干渉キャンセル手段は、
それぞれ、前記初期受信データに基づいて、前記それぞ
れの系列における、前記電力が最大となるパスを有する
前記送信アンテナからの、前記電力が最大となるパスを
除いた少なくとも１つのパス、および、他の前記送信ア
ンテナからの少なくとも１つのパスにおける干渉レプリ
カを少なくとも生成し、前記それぞれの系列における前
記直接拡散受信信号から前記干渉レプリカを差し引いた
信号を、前記それぞれの系列における前記電力が最大と
なるパスについて逆拡散することにより、逆拡散信号を
出力し、前記系列合成判定手段は、前記それぞれの系列
における前記逆拡散信号を系列合成した後、データ判定
することにより、少なくとも当該直接拡散受信装置に設
定されたユーザチャンネルの受信データを出力するもの
である。したがって、受信側のダイバーシチ構成によ
り、請求項１に記載の発明の作用効果に加えて、フェー
ジング変動の影響を受けにくい。干渉キャンセル手段と
しては、１段の干渉キャンセラでもよいし、複数段の干
渉キャンセラでもよい。
は、複数系統の送信アンテナからそれぞれ送信され、拡
散符号により前記系統を識別可能な複数の直接拡散信号
を、同時に受信する直接拡散受信装置であって、前記複
数の直接拡散信号は、それぞれ、同じ送信データに基づ
き、異なるＰＮ符号を前記拡散符号として拡散されたも
のであり、複数系列のインパルスレスポンス推定手段、
複数系列のパス選択手段、初期データ出力手段、複数系
列の干渉キャンセル手段、および、系列合成判定手段を
有し、前記複数系列のインパルスレスポンス推定手段
は、前記複数系列に対応した受信アンテナで前記直接拡
散信号を受信し、それぞれの系列における直接拡散受信
信号に基づいて、前記それぞれの系列における、前記送
信アンテナから送信された前記直接拡散信号の複数のパ
スに対するインパルスレスポンスを推定し、前記複数系
列の前記パス選択手段は、前記それぞれの系列における
推定された前記インパルスレスポンスに基づいて、前記
それぞれの系列における前記複数のパスの内、電力が最
大となるパスを選択し、前記初期データ出力手段は、前
記それぞれの系列における前記直接拡散受信信号に基づ
いて、前記送信アンテナ別に、前記それぞれの系列ごと
の、あるいは、前記それぞれの系列に共通の初期受信デ
ータを出力し、前記複数系列の干渉キャンセル手段は、
それぞれ、前記初期受信データに基づいて、前記それぞ
れの系列における、前記電力が最大となるパスを有する
前記送信アンテナからの、前記電力が最大となるパスを
除いた少なくとも１つのパス、および、他の前記送信ア
ンテナからの少なくとも１つのパスにおける干渉レプリ
カを少なくとも生成し、前記それぞれの系列における前
記直接拡散受信信号から前記干渉レプリカを差し引いた
信号を、前記それぞれの系列における前記電力が最大と
なるパスについて逆拡散することにより、逆拡散信号を
出力し、前記系列合成判定手段は、前記それぞれの系列
における前記逆拡散信号を系列合成した後、データ判定
することにより、少なくとも当該直接拡散受信装置に設
定されたユーザチャンネルの受信データを出力するもの
である。したがって、受信側のダイバーシチ構成によ
り、請求項１に記載の発明の作用効果に加えて、フェー
ジング変動の影響を受けにくい。干渉キャンセル手段と
しては、１段の干渉キャンセラでもよいし、複数段の干
渉キャンセラでもよい。
【００４３】本発明は、請求項４に記載の発明において
は、複数系統の送信アンテナからそれぞれ送信され、拡
散符号により前記系統を識別可能な複数の直接拡散信号
を、同時に受信する直接拡散受信装置であって、前記複
数の直接拡散信号は、それぞれ、同じ送信データに基づ
き、異なるＰＮ符号を前記拡散符号として拡散されたも
のであり、複数系列のインパルスレスポンス推定手段、
複数系列のパス選択手段、初期データ出力手段、複数段
で複数系列の干渉キャンセラ、および、複数段の系列合
成判定手段を有し、前記複数系列のインパルスレスポン
ス推定手段は、前記複数系列に対応した受信アンテナで
前記直接拡散信号を受信し、それぞれの系列における直
接拡散受信信号に基づいて、前記それぞれの系列におけ
る、前記送信アンテナから送信された前記直接拡散信号
の複数のパスに対するインパルスレスポンスを推定し、
前記複数系列の前記パス選択手段は、前記それぞれの系
列における推定された前記インパルスレスポンスに基づ
いて、前記それぞれの系列における前記複数のパスの
内、電力が最大となるパスを選択し、前記初期データ出
力手段は、前記それぞれの系列における前記直接拡散受
信信号に基づいて、前記送信アンテナ別に、前記それぞ
れの系列ごとの、あるいは、前記それぞれの系列に共通
の初期受信データを出力し、第１段の前記複数系列の干
渉キャンセラは、それぞれ、前記初期受信データに基づ
いて、前記それぞれの系列における、前記電力が最大と
なるパスを有する前記送信アンテナからの、前記電力が
最大となるパスを除いた少なくとも１つのパス、およ
び、他の前記送信アンテナからの少なくとも１つのパス
における干渉レプリカを少なくとも生成し、前記それぞ
れの系列における前記直接拡散受信信号から前記干渉レ
プリカを差し引いた信号を、前記それぞれの系列におけ
る前記電力が最大となるパスについて逆拡散することに
より、第１段の逆拡散信号を出力し、第１段の前記系列
合成判定手段は、前記それぞれの系列における前記第１
段の逆拡散信号を系列合成した後、データ判定すること
により、第１段の受信データを出力し、第２段以降の前
記複数系列の干渉キャンセラは、それぞれ、前段の系列
合成判定手段が出力する前段の前記受信データに基づい
て、前記それぞれの系列における、前記電力が最大とな
るパスを有する前記送信アンテナからの、前記電力が最
大となるパスを除いた少なくとも１つのパス、および、
前記他の送信アンテナからの少なくとも１つのパスにお
ける干渉レプリカを少なくとも生成し、前記それぞれの
系列における前記直接拡散受信信号から前記干渉レプリ
カを差し引いた信号を、前記それぞれの系列における電
力が最大となるパスについて逆拡散することにより、当
該段の逆拡散信号を出力し、第２段以降の前記系列合成
判定手段は、前記それぞれの系列における前記当該段の
逆拡散信号を系列合成した後、データ判定することによ
り、当該段の受信データを出力し、最終段の前記受信デ
ータは、少なくとも当該直接拡散受信装置に設定された
ユーザチャンネルの受信データを含むものである。した
がって、マルチステージ構成により、請求項３に記載の
発明の作用効果に加えて、より確かな干渉キャンセルを
行うことができる。
は、複数系統の送信アンテナからそれぞれ送信され、拡
散符号により前記系統を識別可能な複数の直接拡散信号
を、同時に受信する直接拡散受信装置であって、前記複
数の直接拡散信号は、それぞれ、同じ送信データに基づ
き、異なるＰＮ符号を前記拡散符号として拡散されたも
のであり、複数系列のインパルスレスポンス推定手段、
複数系列のパス選択手段、初期データ出力手段、複数段
で複数系列の干渉キャンセラ、および、複数段の系列合
成判定手段を有し、前記複数系列のインパルスレスポン
ス推定手段は、前記複数系列に対応した受信アンテナで
前記直接拡散信号を受信し、それぞれの系列における直
接拡散受信信号に基づいて、前記それぞれの系列におけ
る、前記送信アンテナから送信された前記直接拡散信号
の複数のパスに対するインパルスレスポンスを推定し、
前記複数系列の前記パス選択手段は、前記それぞれの系
列における推定された前記インパルスレスポンスに基づ
いて、前記それぞれの系列における前記複数のパスの
内、電力が最大となるパスを選択し、前記初期データ出
力手段は、前記それぞれの系列における前記直接拡散受
信信号に基づいて、前記送信アンテナ別に、前記それぞ
れの系列ごとの、あるいは、前記それぞれの系列に共通
の初期受信データを出力し、第１段の前記複数系列の干
渉キャンセラは、それぞれ、前記初期受信データに基づ
いて、前記それぞれの系列における、前記電力が最大と
なるパスを有する前記送信アンテナからの、前記電力が
最大となるパスを除いた少なくとも１つのパス、およ
び、他の前記送信アンテナからの少なくとも１つのパス
における干渉レプリカを少なくとも生成し、前記それぞ
れの系列における前記直接拡散受信信号から前記干渉レ
プリカを差し引いた信号を、前記それぞれの系列におけ
る前記電力が最大となるパスについて逆拡散することに
より、第１段の逆拡散信号を出力し、第１段の前記系列
合成判定手段は、前記それぞれの系列における前記第１
段の逆拡散信号を系列合成した後、データ判定すること
により、第１段の受信データを出力し、第２段以降の前
記複数系列の干渉キャンセラは、それぞれ、前段の系列
合成判定手段が出力する前段の前記受信データに基づい
て、前記それぞれの系列における、前記電力が最大とな
るパスを有する前記送信アンテナからの、前記電力が最
大となるパスを除いた少なくとも１つのパス、および、
前記他の送信アンテナからの少なくとも１つのパスにお
ける干渉レプリカを少なくとも生成し、前記それぞれの
系列における前記直接拡散受信信号から前記干渉レプリ
カを差し引いた信号を、前記それぞれの系列における電
力が最大となるパスについて逆拡散することにより、当
該段の逆拡散信号を出力し、第２段以降の前記系列合成
判定手段は、前記それぞれの系列における前記当該段の
逆拡散信号を系列合成した後、データ判定することによ
り、当該段の受信データを出力し、最終段の前記受信デ
ータは、少なくとも当該直接拡散受信装置に設定された
ユーザチャンネルの受信データを含むものである。した
がって、マルチステージ構成により、請求項３に記載の
発明の作用効果に加えて、より確かな干渉キャンセルを
行うことができる。
【００４４】本発明は、請求項５に記載の発明において
は、複数系統の送信アンテナの少なくとも１つを用い
て、直接拡散信号を送信する直接拡散送信装置であっ
て、拡散手段、出力手段、および、通信モード制御手段
を有し、前記通信モード制御手段は、通常モードおよび
ソフトハンドオフモードを有し、前記拡散手段は、前記
通信モード制御手段により制御され、前記通常モードに
おいては、同じ送信データに基づき、異なるＰＮ符号を
拡散符号として拡散することにより複数の直接拡散信号
を生成し、前記ソフトハンドオフモードにおいては、前
記送信データに基づき、所定のＰＮ符号を前記拡散符号
として用いて拡散することにより１つの前記直接拡散信
号を生成し、前記出力手段は、前記通信モード制御手段
により制御され、前記通常モードにおいては、前記複数
の直接拡散信号を、それぞれ、前記複数系統の送信アン
テナに出力し、前記ソフトハンドオフモードにおいて
は、前記１つの直接拡散信号を、前記複数系統の送信ア
ンテナの１つに出力するものである。したがって、通常
動作モード時には、複数系統の送信アンテナによる送信
アンテナダイバーシチにより、直接拡散受信装置側にお
いて、レイリーフェージングによるビットエラーレート
の増加を防止することができる。一方、マルチパス数が
増加するソフトハンドオフ動作時においては、送信アン
テナダイバーシチを行わないことにより、マルチパス数
の増加を抑制することにより、直接拡散受信装置側にお
いて、干渉成分の増加によりビットエラーレートがかえ
って増加するおそれをなくすることができる。複数の送
信アンテナの各送信系統に用いているＰＮ符号が異なる
ため、この異なるＰＮ符号を各基地局において共通に用
いた場合でも、基地局を識別するためのオフセット時間
の設定を変更する必要がない。
は、複数系統の送信アンテナの少なくとも１つを用い
て、直接拡散信号を送信する直接拡散送信装置であっ
て、拡散手段、出力手段、および、通信モード制御手段
を有し、前記通信モード制御手段は、通常モードおよび
ソフトハンドオフモードを有し、前記拡散手段は、前記
通信モード制御手段により制御され、前記通常モードに
おいては、同じ送信データに基づき、異なるＰＮ符号を
拡散符号として拡散することにより複数の直接拡散信号
を生成し、前記ソフトハンドオフモードにおいては、前
記送信データに基づき、所定のＰＮ符号を前記拡散符号
として用いて拡散することにより１つの前記直接拡散信
号を生成し、前記出力手段は、前記通信モード制御手段
により制御され、前記通常モードにおいては、前記複数
の直接拡散信号を、それぞれ、前記複数系統の送信アン
テナに出力し、前記ソフトハンドオフモードにおいて
は、前記１つの直接拡散信号を、前記複数系統の送信ア
ンテナの１つに出力するものである。したがって、通常
動作モード時には、複数系統の送信アンテナによる送信
アンテナダイバーシチにより、直接拡散受信装置側にお
いて、レイリーフェージングによるビットエラーレート
の増加を防止することができる。一方、マルチパス数が
増加するソフトハンドオフ動作時においては、送信アン
テナダイバーシチを行わないことにより、マルチパス数
の増加を抑制することにより、直接拡散受信装置側にお
いて、干渉成分の増加によりビットエラーレートがかえ
って増加するおそれをなくすることができる。複数の送
信アンテナの各送信系統に用いているＰＮ符号が異なる
ため、この異なるＰＮ符号を各基地局において共通に用
いた場合でも、基地局を識別するためのオフセット時間
の設定を変更する必要がない。
【００４５】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の直接拡散受信装
置の第１の実施の形態を説明するための、ソフトハンド
オフ時におけるブロック構成図である。図中、図１９と
同様な部分には同じ符号を付して説明を省略する。１は
初期データ出力部、５はアンテナＸに対応した干渉キャ
ンセラ、１４は電力最大パス検出器である。図２は、図
１の直接拡散受信装置における干渉キャンセル動作の模
式的説明図である。
置の第１の実施の形態を説明するための、ソフトハンド
オフ時におけるブロック構成図である。図中、図１９と
同様な部分には同じ符号を付して説明を省略する。１は
初期データ出力部、５はアンテナＸに対応した干渉キャ
ンセラ、１４は電力最大パス検出器である。図２は、図
１の直接拡散受信装置における干渉キャンセル動作の模
式的説明図である。
【００４６】この実施の形態において、初期データ出力
部１の内部構成は、図１９に示した構成と同様である。
しかし、アンテナＡからの直接拡散信号を逆拡散するＲ
ａｋｅ受信部２の出力、および、アンテナＢからの直接
拡散信号を逆拡散するＲａｋｅ受信部３の出力は、アン
テナＸの系統の拡散符号に対応した１つの干渉キャンセ
ラ５に出力される。ここで、アンテナＸとは、アンテナ
Ａからの受信信号のインパルスレスポンスとアンテナＢ
からの受信信号のインパルスレスポンスの集合の中で、
電力が最大となるパスＰｘを有するアンテナである。パ
スＰｘは、後述する電力最大パス検出器１４において選
定される。
部１の内部構成は、図１９に示した構成と同様である。
しかし、アンテナＡからの直接拡散信号を逆拡散するＲ
ａｋｅ受信部２の出力、および、アンテナＢからの直接
拡散信号を逆拡散するＲａｋｅ受信部３の出力は、アン
テナＸの系統の拡散符号に対応した１つの干渉キャンセ
ラ５に出力される。ここで、アンテナＸとは、アンテナ
Ａからの受信信号のインパルスレスポンスとアンテナＢ
からの受信信号のインパルスレスポンスの集合の中で、
電力が最大となるパスＰｘを有するアンテナである。パ
スＰｘは、後述する電力最大パス検出器１４において選
定される。
【００４７】アンテナＡからの直接拡散信号を逆拡散す
るＲａｋｅ受信部２内においては、図２において、アン
テナＡからの受信信号のインパルスレスポンスとして示
したように、電力最大パスＰAをはじめとする複数のパ
スが分離されて検出される。このとき相互相関による干
渉成分も含まれており、この干渉成分は、データ判定時
に誤りが発生する要因となる。この干渉成分には、アン
テナＡからのパス同士の相互相関による干渉だけではな
く、アンテナＢからのパスとの相互相関による干渉が含
まれている。同様に、アンテナＢからの直接拡散信号を
逆拡散するＲａｋｅ受信部３内においては、図２におい
て、アンテナＢからの受信信号のインパルスレスポンス
として示したように、電力最大パスＰBをはじめとする
複数のパスが分離され検出されるが、アンテナＡからの
パスとの相互相関による干渉と、アンテナＢからのパス
同士の相互相関による干渉とが含まれている。
るＲａｋｅ受信部２内においては、図２において、アン
テナＡからの受信信号のインパルスレスポンスとして示
したように、電力最大パスＰAをはじめとする複数のパ
スが分離されて検出される。このとき相互相関による干
渉成分も含まれており、この干渉成分は、データ判定時
に誤りが発生する要因となる。この干渉成分には、アン
テナＡからのパス同士の相互相関による干渉だけではな
く、アンテナＢからのパスとの相互相関による干渉が含
まれている。同様に、アンテナＢからの直接拡散信号を
逆拡散するＲａｋｅ受信部３内においては、図２におい
て、アンテナＢからの受信信号のインパルスレスポンス
として示したように、電力最大パスＰBをはじめとする
複数のパスが分離され検出されるが、アンテナＡからの
パスとの相互相関による干渉と、アンテナＢからのパス
同士の相互相関による干渉とが含まれている。
【００４８】いま、アンテナＸがアンテナＡであるとす
ると、干渉キャンセラ５は、アンテナＡに対応する干渉
キャンセラとなる。アンテナＡからの電力最大パスＰA
を除くその他のパスの直接拡散受信信号、および、アン
テナＢからの全てのパスの直接拡散受信信号を干渉レプ
リカとして、初期受信データに基づいて仮想的に生成
し、これを、直接拡散受信信号から除去する。より具体
的に説明すると、アンテナＡからの電力最大パスＰAを
除くその他のパスの干渉レプリカは、干渉レプリカ生成
部６，７，８において、アンテナＡからの直接拡散受信
信号に対応した、図１０〜図１２，図１４に示されたＷ
1（ｋ），ＰＮ1（ｋ），ＷＳ1（ｎ，ｋ），ＷＳ1（ｐ，
ｋ）の信号を用いて生成される。また、アンテナＢから
の直接拡散受信信号の全てのパスの干渉レプリカは、干
渉レプリカ生成部９，１０，１１において、アンテナＢ
からの直接拡散受信信号に対応したＷ1（ｋ），ＰＮ
1（ｋ），ＷＳ1（ｎ，ｋ），ＷＳ1（ｐ，ｋ）の信号を
用いて生成される。このとき、電力最大パスＰBも除く
ことなく、干渉レプリカを生成する。
ると、干渉キャンセラ５は、アンテナＡに対応する干渉
キャンセラとなる。アンテナＡからの電力最大パスＰA
を除くその他のパスの直接拡散受信信号、および、アン
テナＢからの全てのパスの直接拡散受信信号を干渉レプ
リカとして、初期受信データに基づいて仮想的に生成
し、これを、直接拡散受信信号から除去する。より具体
的に説明すると、アンテナＡからの電力最大パスＰAを
除くその他のパスの干渉レプリカは、干渉レプリカ生成
部６，７，８において、アンテナＡからの直接拡散受信
信号に対応した、図１０〜図１２，図１４に示されたＷ
1（ｋ），ＰＮ1（ｋ），ＷＳ1（ｎ，ｋ），ＷＳ1（ｐ，
ｋ）の信号を用いて生成される。また、アンテナＢから
の直接拡散受信信号の全てのパスの干渉レプリカは、干
渉レプリカ生成部９，１０，１１において、アンテナＢ
からの直接拡散受信信号に対応したＷ1（ｋ），ＰＮ
1（ｋ），ＷＳ1（ｎ，ｋ），ＷＳ1（ｐ，ｋ）の信号を
用いて生成される。このとき、電力最大パスＰBも除く
ことなく、干渉レプリカを生成する。
【００４９】一方、アンテナＸがアンテナＢであるとき
に、干渉キャンセラ５は、アンテナＢ対応の干渉キャン
セラとなり、アンテナＢからの電力最大パスＰBを除く
その他のパスの直接拡散受信信号、および、アンテナＡ
からの全てのパスの直接拡散受信信号を干渉レプリカと
して、初期受信データに基づいて仮想的に生成し、これ
を、直接拡散受信信号から除去する。その上で、アンテ
ナＢからの電力最大パスＰBの、Ｃ子局１０２に割り当
てられたユーザチャンネルＣの逆拡散信号を出力する。
すなわち、アンテナＡからの直接拡散受信信号の全ての
パスの干渉レプリカは、各干渉レプリカ生成部６，７，
８において、アンテナＡからの直接拡散受信信号に対応
したＷ1（ｋ），ＰＮ1（ｋ），ＷＳ1（ｎ，ｋ），ＷＳ1
（ｐ，ｋ）の信号を用いて生成される。一方、アンテナ
Ｂからの直接拡散受信信号の電力最大パスＰBを除くそ
の他のパスの干渉レプリカは、各干渉レプリカ生成部
９，１０，１１においてアンテナＢからの直接拡散受信
信号に対応したＷ1（ｋ），ＰＮ1（ｋ），ＷＳ1（ｎ，
ｋ），ＷＳ1（ｐ，ｋ）の信号を用いて生成される。
に、干渉キャンセラ５は、アンテナＢ対応の干渉キャン
セラとなり、アンテナＢからの電力最大パスＰBを除く
その他のパスの直接拡散受信信号、および、アンテナＡ
からの全てのパスの直接拡散受信信号を干渉レプリカと
して、初期受信データに基づいて仮想的に生成し、これ
を、直接拡散受信信号から除去する。その上で、アンテ
ナＢからの電力最大パスＰBの、Ｃ子局１０２に割り当
てられたユーザチャンネルＣの逆拡散信号を出力する。
すなわち、アンテナＡからの直接拡散受信信号の全ての
パスの干渉レプリカは、各干渉レプリカ生成部６，７，
８において、アンテナＡからの直接拡散受信信号に対応
したＷ1（ｋ），ＰＮ1（ｋ），ＷＳ1（ｎ，ｋ），ＷＳ1
（ｐ，ｋ）の信号を用いて生成される。一方、アンテナ
Ｂからの直接拡散受信信号の電力最大パスＰBを除くそ
の他のパスの干渉レプリカは、各干渉レプリカ生成部
９，１０，１１においてアンテナＢからの直接拡散受信
信号に対応したＷ1（ｋ），ＰＮ1（ｋ），ＷＳ1（ｎ，
ｋ），ＷＳ1（ｐ，ｋ）の信号を用いて生成される。
【００５０】加算器１２において、ベースバンドの直接
拡散受信信号を遅延部４により遅延したものから、これ
らの干渉レプリカを差し引くことにより、アンテナＡ，
アンテナＢからのパスのいずれの干渉信号も除去された
直接拡散受信信号を得る。この直接拡散受信信号の電力
最大パスＰｘにおけるユーザチャンネルＣについて、ア
ンテナＸからの直接拡散受信信号として逆拡散し、デー
タ判定することにより、干渉成分を生じることなく電力
最大パスＰXのユーザチャンネルＣの逆拡散信号が得ら
れ、図１１に示したパスＰに対する逆拡散部１３７と同
様に、内部の判定部によりデータ判定されて受信データ
が出力される。
拡散受信信号を遅延部４により遅延したものから、これ
らの干渉レプリカを差し引くことにより、アンテナＡ，
アンテナＢからのパスのいずれの干渉信号も除去された
直接拡散受信信号を得る。この直接拡散受信信号の電力
最大パスＰｘにおけるユーザチャンネルＣについて、ア
ンテナＸからの直接拡散受信信号として逆拡散し、デー
タ判定することにより、干渉成分を生じることなく電力
最大パスＰXのユーザチャンネルＣの逆拡散信号が得ら
れ、図１１に示したパスＰに対する逆拡散部１３７と同
様に、内部の判定部によりデータ判定されて受信データ
が出力される。
【００５１】図３は、本発明の直接拡散受信装置の第２
の実施の形態を説明するための、ソフトハンドオフ時に
おけるブロック構成図である。図中、図１９，図１と同
様な部分には同じ符号を付して説明を省略する。２１は
受信アンテナ、２２は乗算器、２３は基準周波数発振
器、２４は合成判定部である。この実施の形態において
は、２系統の受信機を有する。第１，第２の受信機を区
別するために、参照数字および参照符号にはａまたはｂ
の添字を付している。
の実施の形態を説明するための、ソフトハンドオフ時に
おけるブロック構成図である。図中、図１９，図１と同
様な部分には同じ符号を付して説明を省略する。２１は
受信アンテナ、２２は乗算器、２３は基準周波数発振
器、２４は合成判定部である。この実施の形態において
は、２系統の受信機を有する。第１，第２の受信機を区
別するために、参照数字および参照符号にはａまたはｂ
の添字を付している。
【００５２】受信アンテナも、ダイバーシチ用に２系統
設けられる。例えば、２本の受信アンテナが距離を隔て
て設けられる（スペースダイバーシチ）。あるいは、２
本の同一の指向性アンテナが、アンテナの向きを異なら
せて設けられる（角度ダイバーシチ）。あるいは、異な
る指向性のアンテナが用いられる（角度ダイバーシ
チ）。これらのアンテナの指向特性および設置条件は、
単独または、適宜組み合わされて２系統のアンテナとさ
れる。
設けられる。例えば、２本の受信アンテナが距離を隔て
て設けられる（スペースダイバーシチ）。あるいは、２
本の同一の指向性アンテナが、アンテナの向きを異なら
せて設けられる（角度ダイバーシチ）。あるいは、異な
る指向性のアンテナが用いられる（角度ダイバーシ
チ）。これらのアンテナの指向特性および設置条件は、
単独または、適宜組み合わされて２系統のアンテナとさ
れる。
【００５３】このように異なる受信アンテナ２１ａ，２
１ｂにより受信された信号は、乗算器２２ａ，２２ｂに
おいて基準周波数発振器２３ａ，２３ｂの正弦波基準周
波数信号と乗算されて、ベースバンドの直接拡散受信信
号に変換される。基準周波数発振器２３ａ，２３ｂは、
同一周波数の正弦波基準周波数信号を出力する。基準周
波数発振器２３ａ，２３ｂは、１つの基準周波数発振器
を共用してもよい。このベースバンドの直接拡散受信信
号は、アンテナＡからの直接拡散信号を逆拡散するＲａ
ｋｅ受信部２ａ，２ｂ内において逆拡散され、データ判
定されて、アンテナＡから送信されたユーザチャンネル
Ｃ，Ｄの受信データを初期受信データとして、出力す
る。一方、ベースバンドの直接拡散受信信号は、アンテ
ナＢからの直接拡散信号を逆拡散するＲａｋｅ受信部３
ａ，３ｂ内において逆拡散され、データ判定されて、ア
ンテナＢから送信されたユーザチャンネルＣ，Ｄの受信
データを初期受信データとして出力する。
１ｂにより受信された信号は、乗算器２２ａ，２２ｂに
おいて基準周波数発振器２３ａ，２３ｂの正弦波基準周
波数信号と乗算されて、ベースバンドの直接拡散受信信
号に変換される。基準周波数発振器２３ａ，２３ｂは、
同一周波数の正弦波基準周波数信号を出力する。基準周
波数発振器２３ａ，２３ｂは、１つの基準周波数発振器
を共用してもよい。このベースバンドの直接拡散受信信
号は、アンテナＡからの直接拡散信号を逆拡散するＲａ
ｋｅ受信部２ａ，２ｂ内において逆拡散され、データ判
定されて、アンテナＡから送信されたユーザチャンネル
Ｃ，Ｄの受信データを初期受信データとして、出力す
る。一方、ベースバンドの直接拡散受信信号は、アンテ
ナＢからの直接拡散信号を逆拡散するＲａｋｅ受信部３
ａ，３ｂ内において逆拡散され、データ判定されて、ア
ンテナＢから送信されたユーザチャンネルＣ，Ｄの受信
データを初期受信データとして出力する。
【００５４】２系列の干渉キャンセラ５ａ，５ｂは、上
述した初期受信データに基づき、遅延部４ａ，４ｂを通
して遅延された直接拡散信号に含まれる干渉信号のレプ
リカを生成し、直接拡散信号からこのレプリカを差し引
いて、電力最大パスＰXa，Ｐ Xbにおけるユーザーチャン
ネルＣについて逆拡散をし、干渉成分が低減された逆拡
散信号を出力する。各干渉キャンセラ５ａ，５ｂとして
は、図１に示した干渉キャンセラ５を系列ごとに使用す
る。ただし、図１に示した干渉キャンセラとは異なり、
データ判定をする直前の逆拡散信号を出力する。なお、
系列ａにおける電力最大パスＰXaを有するアンテナＸａ
と、系列ｂにおける電力最大パスＰXbを有するアンテナ
Ｘｂとが異なる場合があり得る。干渉キャンセラ５ａ，
５ｂの出力は、合成判定部２４に入力される。合成判定
部２４は、各系列ごとの逆拡散信号を系列合成した後に
データ判定を行うことにより受信データを出力する。
述した初期受信データに基づき、遅延部４ａ，４ｂを通
して遅延された直接拡散信号に含まれる干渉信号のレプ
リカを生成し、直接拡散信号からこのレプリカを差し引
いて、電力最大パスＰXa，Ｐ Xbにおけるユーザーチャン
ネルＣについて逆拡散をし、干渉成分が低減された逆拡
散信号を出力する。各干渉キャンセラ５ａ，５ｂとして
は、図１に示した干渉キャンセラ５を系列ごとに使用す
る。ただし、図１に示した干渉キャンセラとは異なり、
データ判定をする直前の逆拡散信号を出力する。なお、
系列ａにおける電力最大パスＰXaを有するアンテナＸａ
と、系列ｂにおける電力最大パスＰXbを有するアンテナ
Ｘｂとが異なる場合があり得る。干渉キャンセラ５ａ，
５ｂの出力は、合成判定部２４に入力される。合成判定
部２４は、各系列ごとの逆拡散信号を系列合成した後に
データ判定を行うことにより受信データを出力する。
【００５５】２系統それそれのアンテナ２１ａ，２１ｂ
から受信される直接拡散信号は、独立である。すなわ
ち、それそれ異なるマルチパスフェージングを受けてい
る。そのため、いずれか一方からフェージング変動によ
る出力低下のない直接拡散信号を受信できる可能性が高
くなるため、フェージング変動に強くなる。また、２系
統の受信機のノイズに影響を与えるのは、アンテナ２１
ａ，２１ｂからベースバンドの直接拡散信号に変換する
乗算器２２ａ，２２ｂ等である。２系統の受信機であれ
ば、ノイズは各系統で独立である。したがって、ノイズ
の影響が１系統の場合に比べて平均化される。それぞれ
独立なマルチパスフェージングを受けた受信信号に、そ
れぞれ独立なノイズが付加されたベースバンド信号に基
づいて、干渉キャンセラを使用し、さらにその２系統の
出力信号を合成・判定することにより、１系統の干渉キ
ャンセラ単独の性能よりも優れた受信装置となる。
から受信される直接拡散信号は、独立である。すなわ
ち、それそれ異なるマルチパスフェージングを受けてい
る。そのため、いずれか一方からフェージング変動によ
る出力低下のない直接拡散信号を受信できる可能性が高
くなるため、フェージング変動に強くなる。また、２系
統の受信機のノイズに影響を与えるのは、アンテナ２１
ａ，２１ｂからベースバンドの直接拡散信号に変換する
乗算器２２ａ，２２ｂ等である。２系統の受信機であれ
ば、ノイズは各系統で独立である。したがって、ノイズ
の影響が１系統の場合に比べて平均化される。それぞれ
独立なマルチパスフェージングを受けた受信信号に、そ
れぞれ独立なノイズが付加されたベースバンド信号に基
づいて、干渉キャンセラを使用し、さらにその２系統の
出力信号を合成・判定することにより、１系統の干渉キ
ャンセラ単独の性能よりも優れた受信装置となる。
【００５６】図４は、図３に示した合成判定部２４にお
いて２系列を合成する動作の説明図である。図４（ａ）
は合成機能の説明図、図４（ｂ）は判定機能の説明図で
ある。第１の受信機（系統ａ）の干渉キャンセラ５ａか
ら出力される逆拡散信号の同相成分（Ｉ相）および直交
成分（Ｑ相）を（Ｖ1i，Ｖ1q）とし、第２の受信機（系
統ｂ）の干渉キャンセラ１４ｂから出力される逆拡散信
号の同相および直交成分を（Ｖ2i，Ｖ2q）とし、系列合
成信号の同相および直交成分を（Ｖ0i，Ｖ0q）とする。
いて２系列を合成する動作の説明図である。図４（ａ）
は合成機能の説明図、図４（ｂ）は判定機能の説明図で
ある。第１の受信機（系統ａ）の干渉キャンセラ５ａか
ら出力される逆拡散信号の同相成分（Ｉ相）および直交
成分（Ｑ相）を（Ｖ1i，Ｖ1q）とし、第２の受信機（系
統ｂ）の干渉キャンセラ１４ｂから出力される逆拡散信
号の同相および直交成分を（Ｖ2i，Ｖ2q）とし、系列合
成信号の同相および直交成分を（Ｖ0i，Ｖ0q）とする。
【００５７】系列合成信号は、各パス合成信号に対し、
それぞれ、重みＷt1，Ｗt2を加えて作成される。すなわ
ち、 Ｖ0i=Ｖ1i＊Ｗt1＋Ｖ2i＊Ｗt2 Ｖ0q=Ｖ1q＊Ｗt1＋Ｖ2q＊Ｗt2 とする。ここで、重みＷt1，Ｗt2としては、例えば、 Ｗt1＝（Ｖ1i 2 +Ｖ1q 2）／｛（Ｖ1i+Ｖ2i）2＋（Ｖ1q+Ｖ
2q) 2｝1/2 Ｗt2＝（Ｖ2i 2 +Ｖ2q 2）／｛（Ｖ1i+Ｖ2i）2＋（Ｖ1q+Ｖ
2q) 2｝1/2 とする。
それぞれ、重みＷt1，Ｗt2を加えて作成される。すなわ
ち、 Ｖ0i=Ｖ1i＊Ｗt1＋Ｖ2i＊Ｗt2 Ｖ0q=Ｖ1q＊Ｗt1＋Ｖ2q＊Ｗt2 とする。ここで、重みＷt1，Ｗt2としては、例えば、 Ｗt1＝（Ｖ1i 2 +Ｖ1q 2）／｛（Ｖ1i+Ｖ2i）2＋（Ｖ1q+Ｖ
2q) 2｝1/2 Ｗt2＝（Ｖ2i 2 +Ｖ2q 2）／｛（Ｖ1i+Ｖ2i）2＋（Ｖ1q+Ｖ
2q) 2｝1/2 とする。
【００５８】あるいは、重みＷt1，Ｗt2として、 Ｗt1＝（Ｖ1i 2 +Ｖ1q 2）1/2／｛（Ｖ1i+Ｖ2i）2＋（Ｖ
1q+Ｖ2q) 2｝1/2 Ｗt2＝（Ｖ2i 2 +Ｖ2q 2）1/2／｛（Ｖ1i+Ｖ2i）2＋（Ｖ
1q+Ｖ2q) 2｝1/2 とする。なお、各分母の値は、それぞれのパス合成信号
を加算したベクトルの長さである。図４（ｂ）に示すよ
うに、４相位相変調の場合には、上述した系列合成信号
（Ｖ0i，Ｖ0q）がＩＱ位相平面上のどの象限にあるかに
よってデータ判定され受信データが出力される。上述し
た説明では、２系統の受信機出力の合成における重み付
けについて説明したが、図１９の合成判定部３２におけ
るパス合成時においても、同様な重み付けを用いて合成
がなされる。
1q+Ｖ2q) 2｝1/2 Ｗt2＝（Ｖ2i 2 +Ｖ2q 2）1/2／｛（Ｖ1i+Ｖ2i）2＋（Ｖ
1q+Ｖ2q) 2｝1/2 とする。なお、各分母の値は、それぞれのパス合成信号
を加算したベクトルの長さである。図４（ｂ）に示すよ
うに、４相位相変調の場合には、上述した系列合成信号
（Ｖ0i，Ｖ0q）がＩＱ位相平面上のどの象限にあるかに
よってデータ判定され受信データが出力される。上述し
た説明では、２系統の受信機出力の合成における重み付
けについて説明したが、図１９の合成判定部３２におけ
るパス合成時においても、同様な重み付けを用いて合成
がなされる。
【００５９】図５は、本発明の直接拡散受信装置におけ
る第３の実施の形態のブロック構成図である。図中、図
１９，図１，図３と同様な部分には同じ符号を付して説
明を省略する。３１は遅延部であり、初期データ出力部
１、合成判定部３２、および、干渉キャンセラ５内にお
ける処理時間の遅れを補償するものである。３２Ａはア
ンテナＡに対応したパスの合成判定部、３２Ｂはアンテ
ナＢに対応したパスの合成判定部である。
る第３の実施の形態のブロック構成図である。図中、図
１９，図１，図３と同様な部分には同じ符号を付して説
明を省略する。３１は遅延部であり、初期データ出力部
１、合成判定部３２、および、干渉キャンセラ５内にお
ける処理時間の遅れを補償するものである。３２Ａはア
ンテナＡに対応したパスの合成判定部、３２Ｂはアンテ
ナＢに対応したパスの合成判定部である。
【００６０】この実施の形態においては、アンテナＡか
らの直接拡散信号を逆拡散するＲａｋｅ受信部２ａ，２
ｂ、アンテナＢからの直接拡散信号を逆拡散するＲａｋ
ｅ受信部３ａ，３ｂは、初期受信データを得る直前の段
階の、この初期受信データのインパルスレスポンスに対
応する逆拡散信号を出力する。アンテナＡに対応したパ
スの合成判定部３２Ａは、それぞれの系列における、ア
ンテナＡに対応したパスの逆拡散信号の系列合成を行
い、次に、データ判定をすることにより、アンテナＡか
らの初期受信データを出力する。一方、アンテナＢに対
応したパスの合成判定部３２Ｂは、それぞれの系列にお
ける、アンテナＢに対応したパスの逆拡散信号の系列合
成を行い、次に、データ判定をすることにより、アンテ
ナＢからの初期受信データを出力する。このように、２
系列の合成判定をする方が、個々に自系列の初期データ
出力部１ａ，１ｂの出力を用いるよりも、初期受信デー
タはより確からしくなる。この初期受信データが干渉キ
ャンセラ５ａ、５ｂに入力されることによって、合成判
定部２４の出力データは、より確からしくなる。
らの直接拡散信号を逆拡散するＲａｋｅ受信部２ａ，２
ｂ、アンテナＢからの直接拡散信号を逆拡散するＲａｋ
ｅ受信部３ａ，３ｂは、初期受信データを得る直前の段
階の、この初期受信データのインパルスレスポンスに対
応する逆拡散信号を出力する。アンテナＡに対応したパ
スの合成判定部３２Ａは、それぞれの系列における、ア
ンテナＡに対応したパスの逆拡散信号の系列合成を行
い、次に、データ判定をすることにより、アンテナＡか
らの初期受信データを出力する。一方、アンテナＢに対
応したパスの合成判定部３２Ｂは、それぞれの系列にお
ける、アンテナＢに対応したパスの逆拡散信号の系列合
成を行い、次に、データ判定をすることにより、アンテ
ナＢからの初期受信データを出力する。このように、２
系列の合成判定をする方が、個々に自系列の初期データ
出力部１ａ，１ｂの出力を用いるよりも、初期受信デー
タはより確からしくなる。この初期受信データが干渉キ
ャンセラ５ａ、５ｂに入力されることによって、合成判
定部２４の出力データは、より確からしくなる。
【００６１】上述した各実施の形態においては、１段の
干渉キャンセラを用いた。図示は省略するが、図１４に
示したように、干渉キャンセラは多段構成（マルチステ
ージ）として、縦続動作させることができる。２段目以
降の干渉キャンセラは、初期受信データとして前段の出
力を用いる。さらに、２系統の受信機構成においても、
多段構成を取ることができる。
干渉キャンセラを用いた。図示は省略するが、図１４に
示したように、干渉キャンセラは多段構成（マルチステ
ージ）として、縦続動作させることができる。２段目以
降の干渉キャンセラは、初期受信データとして前段の出
力を用いる。さらに、２系統の受信機構成においても、
多段構成を取ることができる。
【００６２】図６は、本発明の直接拡散受信機の第４の
実施の形態のブロック構成図である。図中、図１９，図
１，図３と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略
する。ただし、図３に示した１段構成の干渉キャンセラ
５ａ，５ｂは、Ｃ子局のユーザチャンネルＣのみの逆拡
散信号を出力し、合成判定部１２４は、Ｃ子局のユーザ
チャンネルＣの受信データのみを出力すればよかった。
しかし、この実施の形態の多段構成においては、干渉キ
ャンセラ５ａ，５ｂは、全てのユーザチャンネルの逆拡
散信号を出力し、合成判定部２４は、全てのユーザチャ
ンネルの受信データを、次段の初期受信データとするこ
とにより、次段において全てのユーザチャンネルの干渉
レプリカを生成して干渉成分を低減できるようにしてい
る。
実施の形態のブロック構成図である。図中、図１９，図
１，図３と同様な部分には同じ符号を付して説明を省略
する。ただし、図３に示した１段構成の干渉キャンセラ
５ａ，５ｂは、Ｃ子局のユーザチャンネルＣのみの逆拡
散信号を出力し、合成判定部１２４は、Ｃ子局のユーザ
チャンネルＣの受信データのみを出力すればよかった。
しかし、この実施の形態の多段構成においては、干渉キ
ャンセラ５ａ，５ｂは、全てのユーザチャンネルの逆拡
散信号を出力し、合成判定部２４は、全てのユーザチャ
ンネルの受信データを、次段の初期受信データとするこ
とにより、次段において全てのユーザチャンネルの干渉
レプリカを生成して干渉成分を低減できるようにしてい
る。
【００６３】４１ａ、４１ｂは、遅延部であり、第１段
の干渉キャンセラ５ａ，５ｂ、合成判定部２４、第２段
の干渉キャンセラ４２ａ，４２ｂ内部での処理遅延を補
償するものである。４２ａ，４２ｂは、第２段の干渉キ
ャンセラであって、第１段の合成判定部２４から出力さ
れた受信データを初期受信データとするが、構成自体
は、干渉キャンセラ２４ａ，２４ｂと同様である。４３
は、第２段の合成判定部であって、第１段の合成判定部
２４と同様の構成である。なお、パイロットチャンネル
の干渉キャンセルは、図１４と同様に、パイロットチャ
ンネルの既知のデータＤpを入力して干渉レプリカを生
成することにより実行される。４４ａ，４４ｂは、遅延
部であって、第２段の干渉キャンセラ４２ａ，４２ｂ、
合成判定部４３、最終段の干渉キャンセラ４５ａ，４５
ｂ内部での処理遅延を補償するものである。最終段の干
渉キャンセラ４５ａ，４５ｂは、図３に示した干渉キャ
ンセラ５ａ，５ｂと同様に、Ｃ子局のユーザチャンネル
Ｃのみの逆拡散信号を出力すればよい。４６は最終段の
合成判定部であって、図３に示した合成判定部２４と同
様に、Ｃ子局のユーザチャンネルＣの受信データのみを
出力すればよい。なお、図示の例では、初期データ出力
部１ａ，１ｂおよび第１段の干渉キャンセラ５ａ，５ｂ
までの構成として、図３に示した１段の干渉キャンセラ
の構成を用いたが、これに代えて、図５に示した構成を
用いてもよい。
の干渉キャンセラ５ａ，５ｂ、合成判定部２４、第２段
の干渉キャンセラ４２ａ，４２ｂ内部での処理遅延を補
償するものである。４２ａ，４２ｂは、第２段の干渉キ
ャンセラであって、第１段の合成判定部２４から出力さ
れた受信データを初期受信データとするが、構成自体
は、干渉キャンセラ２４ａ，２４ｂと同様である。４３
は、第２段の合成判定部であって、第１段の合成判定部
２４と同様の構成である。なお、パイロットチャンネル
の干渉キャンセルは、図１４と同様に、パイロットチャ
ンネルの既知のデータＤpを入力して干渉レプリカを生
成することにより実行される。４４ａ，４４ｂは、遅延
部であって、第２段の干渉キャンセラ４２ａ，４２ｂ、
合成判定部４３、最終段の干渉キャンセラ４５ａ，４５
ｂ内部での処理遅延を補償するものである。最終段の干
渉キャンセラ４５ａ，４５ｂは、図３に示した干渉キャ
ンセラ５ａ，５ｂと同様に、Ｃ子局のユーザチャンネル
Ｃのみの逆拡散信号を出力すればよい。４６は最終段の
合成判定部であって、図３に示した合成判定部２４と同
様に、Ｃ子局のユーザチャンネルＣの受信データのみを
出力すればよい。なお、図示の例では、初期データ出力
部１ａ，１ｂおよび第１段の干渉キャンセラ５ａ，５ｂ
までの構成として、図３に示した１段の干渉キャンセラ
の構成を用いたが、これに代えて、図５に示した構成を
用いてもよい。
【００６４】干渉キャンセラの各段が縦続動作して行く
につれ、後段の干渉キャンセラは前段の受信データに基
づいて干渉キャンセルを行うため、より確からしい受信
データが出力可能となる。動作段数を適宜変更し、最終
動作段から、Ｃ子局のユーザチャンネルＣの受信データ
を出力することもできる。動作段数を少なくすることに
より、処理時間および消費電力を低減することができ
る。図示しないビットエラーレート検出手段を用いて誤
り状態を検出し、この誤り状態を検出することにより、
一定の受信品質が得られるように動作段数を適応制御し
てもよい。
につれ、後段の干渉キャンセラは前段の受信データに基
づいて干渉キャンセルを行うため、より確からしい受信
データが出力可能となる。動作段数を適宜変更し、最終
動作段から、Ｃ子局のユーザチャンネルＣの受信データ
を出力することもできる。動作段数を少なくすることに
より、処理時間および消費電力を低減することができ
る。図示しないビットエラーレート検出手段を用いて誤
り状態を検出し、この誤り状態を検出することにより、
一定の受信品質が得られるように動作段数を適応制御し
てもよい。
【００６５】上述した説明で、干渉キャンセラは、電力
最大パスＰXを有するアンテナＸからの直接拡散信号に
おける検出されたマルチパスについて、電力最大パスＰ
Xを除く全ての検出されたパスの干渉レプリカを生成し
て、これをキャンセルし、アンテナＸ以外のアンテナか
らの直接拡散信号における検出されたマルチパスについ
て、全ての検出されたパスの干渉レプリカを生成して、
これをキャンセルした。しかし、アンテナＸからの直接
拡散信号における検出されたマルチパスについて、電力
最大パスＰXを除く少なくとも１つのパスの干渉レプリ
カだけを生成してこれをキャンセルし、かつ、アンテナ
Ｘ以外のアンテナからの直接拡散信号における検出され
たマルチパスについて、少なくとも１つのパスの干渉レ
プリカを生成してこれをキャンセルしても、キャンセル
量に応じて干渉成分が低減する。
最大パスＰXを有するアンテナＸからの直接拡散信号に
おける検出されたマルチパスについて、電力最大パスＰ
Xを除く全ての検出されたパスの干渉レプリカを生成し
て、これをキャンセルし、アンテナＸ以外のアンテナか
らの直接拡散信号における検出されたマルチパスについ
て、全ての検出されたパスの干渉レプリカを生成して、
これをキャンセルした。しかし、アンテナＸからの直接
拡散信号における検出されたマルチパスについて、電力
最大パスＰXを除く少なくとも１つのパスの干渉レプリ
カだけを生成してこれをキャンセルし、かつ、アンテナ
Ｘ以外のアンテナからの直接拡散信号における検出され
たマルチパスについて、少なくとも１つのパスの干渉レ
プリカを生成してこれをキャンセルしても、キャンセル
量に応じて干渉成分が低減する。
【００６６】また、ある１つのパスの干渉レプリカを、
全てのユーザチャンネルの初期受信データおよびパイロ
ットチャンネルの既知のデータに基づいて生成すれば、
すなわち、全通信チャンネルの干渉レプリカを生成すれ
ば、このパスの直接拡散受信信号が、ほほ完全にキャン
セルされることになり、直接拡散受信信号を電力最大パ
スＰXについて逆拡散した時の干渉成分が大きく低減さ
れることになる。しかし、一部のユーザチャンネルの初
期受信データ、例えば、自局のユーザチャンネルの初期
受信データのみに基づいて干渉レプリカを生成してキャ
ンセルしても、キャンセル量に応じて干渉成分が低減す
る。なお、上述したように、一部の干渉信号のみの干渉
キャンセルを、多段構成の干渉キャンセラで実現する際
には、干渉レプリカを生成するパスとその通信チャンネ
ルとを、各段ごとに任意に決めることも可能である。
全てのユーザチャンネルの初期受信データおよびパイロ
ットチャンネルの既知のデータに基づいて生成すれば、
すなわち、全通信チャンネルの干渉レプリカを生成すれ
ば、このパスの直接拡散受信信号が、ほほ完全にキャン
セルされることになり、直接拡散受信信号を電力最大パ
スＰXについて逆拡散した時の干渉成分が大きく低減さ
れることになる。しかし、一部のユーザチャンネルの初
期受信データ、例えば、自局のユーザチャンネルの初期
受信データのみに基づいて干渉レプリカを生成してキャ
ンセルしても、キャンセル量に応じて干渉成分が低減す
る。なお、上述したように、一部の干渉信号のみの干渉
キャンセルを、多段構成の干渉キャンセラで実現する際
には、干渉レプリカを生成するパスとその通信チャンネ
ルとを、各段ごとに任意に決めることも可能である。
【００６７】上述した説明では、２系統の受信機構成と
したが、さらに多数の受信機構成とし、系列合成を行っ
てデータ判定してもよい。また、複数系統の受信アンテ
ナの出力を、選択スイッチ手段により順次切り替えるな
どして、少なくとも受信アンテナだけは実際に複数系統
を設けるが、後続の処理ブロックは、実際の処理ブロッ
クは１つにして、複数系列の信号を多重処理するように
してもよい。上述した説明では、Ｒａｋｅ合成により初
期受信データを出力したが、これに代えて、ベースバン
ドの直接拡散受信信号を逆拡散し、そのうち、電力が最
大となるパスＰの逆拡散信号をデータ判定して、これを
初期受信データとして出力するような逆拡散部を用いて
もよい。
したが、さらに多数の受信機構成とし、系列合成を行っ
てデータ判定してもよい。また、複数系統の受信アンテ
ナの出力を、選択スイッチ手段により順次切り替えるな
どして、少なくとも受信アンテナだけは実際に複数系統
を設けるが、後続の処理ブロックは、実際の処理ブロッ
クは１つにして、複数系列の信号を多重処理するように
してもよい。上述した説明では、Ｒａｋｅ合成により初
期受信データを出力したが、これに代えて、ベースバン
ドの直接拡散受信信号を逆拡散し、そのうち、電力が最
大となるパスＰの逆拡散信号をデータ判定して、これを
初期受信データとして出力するような逆拡散部を用いて
もよい。
【００６８】上述した直接拡散受信装置は、フレーム内
にパイロットシンボル区間を有するＷ−ＣＤＭＡ（広帯
域ＣＤＭＡ）にも適用できる。Ｗ−ＣＤＭＡシステム
は、複数のユーザチャンネルが符号多重されているとと
もに、ある時間的な区間に、複数のユーザチャンネルに
共通のパイロットシンボルが挿入され、このパイロット
シンボルに基づいてインパルスレスポンスを推定するこ
とによって基準信号Ｗ（ｋ）を出力するものである。
にパイロットシンボル区間を有するＷ−ＣＤＭＡ（広帯
域ＣＤＭＡ）にも適用できる。Ｗ−ＣＤＭＡシステム
は、複数のユーザチャンネルが符号多重されているとと
もに、ある時間的な区間に、複数のユーザチャンネルに
共通のパイロットシンボルが挿入され、このパイロット
シンボルに基づいてインパルスレスポンスを推定するこ
とによって基準信号Ｗ（ｋ）を出力するものである。
【００６９】Ｗ−ＣＤＭＡにおいては、ユーザチャンネ
ルの区間とパイロットチャンネルの区間とが時間的に異
なっているが、パイロットチャンネルのマルチパスがユ
ーザチャンネルの区間に入り込むような場合には、パイ
ロットチャンネルが、ユーザチャンネルに対するマルチ
パスの相互相関による干渉を与えることになる。したが
って、図１１に示したパイロットチャンネルの干渉レプ
リカ生成部１３５ｐを用いることによって、パイロット
チャンネルによる干渉も除去することができる。
ルの区間とパイロットチャンネルの区間とが時間的に異
なっているが、パイロットチャンネルのマルチパスがユ
ーザチャンネルの区間に入り込むような場合には、パイ
ロットチャンネルが、ユーザチャンネルに対するマルチ
パスの相互相関による干渉を与えることになる。したが
って、図１１に示したパイロットチャンネルの干渉レプ
リカ生成部１３５ｐを用いることによって、パイロット
チャンネルによる干渉も除去することができる。
【００７０】ただし、本来、ユーザチャンネルの受信信
号が存在しないパイロットチャンネルの区間にもパイロ
ットチャンネルの干渉レプリカが生成される。このパイ
ロットチャンネルの区間の干渉レプリカ成分が大きい
と、これが、かえってノイズ成分となり伝送品質が低下
してしまうおそれがある。したがって、図１１に示した
パイロットチャンネルの干渉レプリカ生成部１３５ｐの
出力を、図示しないスイッチ部を介して加算器１３６へ
出力する。このスイッチ部は、制御部１２９により制御
されて、ユーザチャンネルの区間においてのみパイロッ
トチャンネルの干渉レプリカを加算器１３６に供給す
る。
号が存在しないパイロットチャンネルの区間にもパイロ
ットチャンネルの干渉レプリカが生成される。このパイ
ロットチャンネルの区間の干渉レプリカ成分が大きい
と、これが、かえってノイズ成分となり伝送品質が低下
してしまうおそれがある。したがって、図１１に示した
パイロットチャンネルの干渉レプリカ生成部１３５ｐの
出力を、図示しないスイッチ部を介して加算器１３６へ
出力する。このスイッチ部は、制御部１２９により制御
されて、ユーザチャンネルの区間においてのみパイロッ
トチャンネルの干渉レプリカを加算器１３６に供給す
る。
【００７１】上述したレイリーフェージングの影響を低
減する送信アンテナダイバーシチシステムにおいては、
マルチパス数が複数倍になってしまうため、もともとマ
ルチパス数が多数存在しているような環境では、干渉キ
ャンセルの能力を高めなければならない。したがって、
例えば、もともと電波の反射物が少ないためにマルチパ
スが皆無か、せいぜい２〜３波といった環境において好
適である。あるいは、送信データの伝送レートが小さい
ために、拡散符号のチップレートを小さくした場合にも
好適である。この場合、マルチパス相互の遅延時間差が
１チップの周期に比べてわずかとなり、１チップ時間内
に含まれてしまう。したがって、近接したパスの集合と
してのパスのマルチパス数は低下する。
減する送信アンテナダイバーシチシステムにおいては、
マルチパス数が複数倍になってしまうため、もともとマ
ルチパス数が多数存在しているような環境では、干渉キ
ャンセルの能力を高めなければならない。したがって、
例えば、もともと電波の反射物が少ないためにマルチパ
スが皆無か、せいぜい２〜３波といった環境において好
適である。あるいは、送信データの伝送レートが小さい
ために、拡散符号のチップレートを小さくした場合にも
好適である。この場合、マルチパス相互の遅延時間差が
１チップの周期に比べてわずかとなり、１チップ時間内
に含まれてしまう。したがって、近接したパスの集合と
してのパスのマルチパス数は低下する。
【００７２】また、基地局１０１が、Ｃ子局１０２を含
むいずれかの子局のソフトハンドオフ動作を行うときに
は、他の基地局からも直接拡散受信信号を同時に送信す
る。このとき、Ｃ子局１０２においては、マルチパス数
が通常時の２倍になる。したがって、基地局１０１で
は、上述した送信アンテナダイバーシチを停止して、１
つのアンテナからの送信とすることが好ましい。また、
ソフトハンドオフ動作時に限らず、一つの基地局との間
にユーザチャンネルが設定されているが、ユーザチャン
ネルが設定されていない他の基地局から同時に直接拡散
信号が送信されている状況にあるときも、送信アンテナ
ダイバーシチを停止することが好ましい。このような場
合、直接拡散受信装置においては、図１のブロック構成
のままでも動作可能である。しかし、送信しない系統を
アンテナＢとすると、アンテナＢからの直接拡散受信信
号を処理するブロック３，９，１０，１１の動作を停止
してもよい。あるいは、ソフトハンドオフ時などに、こ
れらのブロックを他の基地局からのパスの処理に用いる
ようにしてもよい。なお、他の実施の形態でも、ソフト
ハンドオフ時などにおいては、同様の構成をとることが
できる。
むいずれかの子局のソフトハンドオフ動作を行うときに
は、他の基地局からも直接拡散受信信号を同時に送信す
る。このとき、Ｃ子局１０２においては、マルチパス数
が通常時の２倍になる。したがって、基地局１０１で
は、上述した送信アンテナダイバーシチを停止して、１
つのアンテナからの送信とすることが好ましい。また、
ソフトハンドオフ動作時に限らず、一つの基地局との間
にユーザチャンネルが設定されているが、ユーザチャン
ネルが設定されていない他の基地局から同時に直接拡散
信号が送信されている状況にあるときも、送信アンテナ
ダイバーシチを停止することが好ましい。このような場
合、直接拡散受信装置においては、図１のブロック構成
のままでも動作可能である。しかし、送信しない系統を
アンテナＢとすると、アンテナＢからの直接拡散受信信
号を処理するブロック３，９，１０，１１の動作を停止
してもよい。あるいは、ソフトハンドオフ時などに、こ
れらのブロックを他の基地局からのパスの処理に用いる
ようにしてもよい。なお、他の実施の形態でも、ソフト
ハンドオフ時などにおいては、同様の構成をとることが
できる。
【００７３】
【発明の効果】上述した説明から明らかなように、本発
明の直接拡散受信装置は、レイリーフェージングの影響
を低減することができるとともに、複数系統の送信アン
テナから同時に送信される直接拡散信号のマルチパスに
よる相互の干渉成分が低減するという効果がある。本発
明の直接拡散送信装置は、通常動作モード時には、レイ
リーフェージングによるビットエラーレートの増加を防
止することができるという効果がある。一方、ソフトハ
ンドオフ動作時においては、マルチパス数の増加を抑制
することにより、干渉成分の増加によりビットエラーレ
ートがかえって増加するおそれをなくすることができる
という効果がある。
明の直接拡散受信装置は、レイリーフェージングの影響
を低減することができるとともに、複数系統の送信アン
テナから同時に送信される直接拡散信号のマルチパスに
よる相互の干渉成分が低減するという効果がある。本発
明の直接拡散送信装置は、通常動作モード時には、レイ
リーフェージングによるビットエラーレートの増加を防
止することができるという効果がある。一方、ソフトハ
ンドオフ動作時においては、マルチパス数の増加を抑制
することにより、干渉成分の増加によりビットエラーレ
ートがかえって増加するおそれをなくすることができる
という効果がある。
【図１】本発明の直接拡散受信装置の第１の実施の形態
を説明するための、ソフトハンドオフ時におけるブロッ
ク構成図である。
を説明するための、ソフトハンドオフ時におけるブロッ
ク構成図である。
【図２】図１の直接拡散受信装置における干渉キャンセ
ル動作の模式的説明図である。
ル動作の模式的説明図である。
【図３】本発明の直接拡散受信装置の第２の実施の形態
を説明するための、ソフトハンドオフ時におけるブロッ
ク構成図である。
を説明するための、ソフトハンドオフ時におけるブロッ
ク構成図である。
【図４】図３に示した合成判定部において２系列を合成
する動作の説明図である。
する動作の説明図である。
【図５】本発明の直接拡散受信装置における第３の実施
の形態のブロック構成図である。
の形態のブロック構成図である。
【図６】本発明の直接拡散受信機の第４の実施の形態の
ブロック構成図である。
ブロック構成図である。
【図７】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける下りリンクの
構成を示す図である。
構成を示す図である。
【図８】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける基地局の送信
装置の概要構成図である。
装置の概要構成図である。
【図９】ＤＳ−ＣＤＭＡシステムにおける子局の受信装
置の概要構成図である。
置の概要構成図である。
【図１０】先行技術の基本ブロック構成図である。
【図１１】図１０に示した干渉キャンセラの内部構成図
である。
である。
【図１２】図１１に示した干渉レプリカ生成部の内部構
成図である。
成図である。
【図１３】図１０に示した干渉キャンセラの動作説明図
である。
である。
【図１４】１つのＰＮ符号を共有する符号多重されたチ
ャンネルが、Ｎ個のユーザチャンネルおよび１つのパイ
ロットチャンネルからなる先行技術のブロック構成図で
ある。
ャンネルが、Ｎ個のユーザチャンネルおよび１つのパイ
ロットチャンネルからなる先行技術のブロック構成図で
ある。
【図１５】レイリーフェージングを説明するための模式
的説明図である。
的説明図である。
【図１６】レイリーフェージングの影響を低減する送信
アンテナダイバーシチシステムの概要構成図である。
アンテナダイバーシチシステムの概要構成図である。
【図１７】２系統のアンテナから送信される直接拡散信
号の説明図である。
号の説明図である。
【図１８】図１６に示したシステムにおける基地局の一
例を示すブロック構成図である。
例を示すブロック構成図である。
【図１９】図１６に示したシステムに用いる子局の直接
拡散受信装置のブロック構成図である。
拡散受信装置のブロック構成図である。
１ 初期データ出力部、２ アンテナＡからの直接拡散
信号を逆拡散するＲａｋｅ受信部、３ アンテナＢから
の直接拡散信号を逆拡散するＲａｋｅ受信部、４遅延
部、５ アンテナＸに対応した干渉キャンセラ、１４
電力最大パス検出器
信号を逆拡散するＲａｋｅ受信部、３ アンテナＢから
の直接拡散信号を逆拡散するＲａｋｅ受信部、４遅延
部、５ アンテナＸに対応した干渉キャンセラ、１４
電力最大パス検出器
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平11−8566（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−117180（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−28082（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−65201（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−247894（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−51353（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−28083（ＪＰ，Ａ) 特開2000−68979（ＪＰ，Ａ) 1998年電子情報通信学会通信ソサイエ ティ大会講演論文集１，ｐ．390 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06 H04B 7/02
Claims (5)
- 【請求項１】 複数系統の送信アンテナからそれぞれ送
信され、拡散符号により前記系統を識別可能な複数の直
接拡散信号を、同時に受信する直接拡散受信装置であっ
て、 前記複数の直接拡散信号は、それぞれ、同じ送信データ
に基づき、異なるＰＮ符号を前記拡散符号として拡散さ
れたものであり、 インパルスレスポンス推定手段、パス選択手段、初期デ
ータ出力手段、および、干渉キャンセル手段を有し、 前記インパルスレスポンス推定手段は、直接拡散受信信
号に基づいて、前記送信アンテナから送信された前記直
接拡散信号の複数のパスに対するインパルスレスポンス
を推定し、 前記パス選択手段は、推定された前記インパルスレスポ
ンスに基づいて、前記複数のパスの内、電力が最大とな
るパスを選択し、 前記初期データ出力手段は、前記直接拡散受信信号に基
づいて、前記送信アンテナ別に初期受信データを出力
し、 前記干渉キャンセル手段は、前記初期受信データに基づ
いて、前記電力が最大となるパスを有する前記送信アン
テナからの、前記電力が最大となるパスを除いた少なく
とも１つのパス、および、他の前記送信アンテナからの
少なくとも１つのパスにおける干渉レプリカを少なくと
も生成し、前記直接拡散受信信号から前記干渉レプリカ
を差し引いた信号を、前記電力が最大となるパスについ
て逆拡散し、データ判定することにより、少なくとも当
該直接拡散受信装置に設定されたユーザチャンネルの受
信データを出力する、 ことを特徴とする直接拡散受信装置。 - 【請求項２】 複数系統の送信アンテナからそれぞれ送
信され、拡散符号により前記系統を識別可能な複数の直
接拡散信号を、同時に受信する直接拡散受信装置であっ
て、 前記複数の直接拡散信号は、それぞれ、同じ送信データ
に基づき、異なるＰＮ符号を前記拡散符号として拡散さ
れたものであり、 インパルスレスポンス推定手段、パス選択手段、初期デ
ータ出力手段、および、複数段の干渉キャンセラを有
し、 前記インパルスレスポンス推定手段は、直接拡散受信信
号に基づいて、前記送信アンテナから送信された前記直
接拡散信号の複数のパスに対するインパルスレスポンス
を推定し、 前記パス選択手段は、推定された前記インパルスレスポ
ンスに基づいて、前記複数のパスの内、電力が最大とな
るパスを選択し、 前記初期データ出力手段は、前記直接拡散受信信号に基
づいて、前記送信アンテナ別に初期受信データを出力
し、 第１段の前記干渉キャンセラは、前記初期受信データに
基づいて、前記電力が最大となるパスを有する前記送信
アンテナからの、前記電力が最大となるパスを除いた少
なくとも１つのパス、および、他の前記送信アンテナか
らの少なくとも１つのパスにおける干渉レプリカを少な
くとも生成し、前記直接拡散受信信号から前記干渉レプ
リカを差し引いた信号を、前記電力が最大となるパスに
ついて逆拡散し、データ判定することにより、第１段の
受信データを出力し、 第２段以降の前記干渉キャンセラは、それぞれ、前段の
前記受信データに基づいて、前記電力が最大となるパス
を有する前記送信アンテナからの、前記電力が最大とな
るパスを除いた少なくとも１つのパス、および、前記他
の送信アンテナからの少なくとも１つのパスにおける干
渉レプリカを少なくとも生成し、前記直接拡散受信信号
から前記干渉レプリカを差し引いた信号を、前記電力が
最大となるパスについて逆拡散し、データ判定すること
により、当該段の受信データを出力し、 最終段の前記受信データは、少なくとも当該直接拡散受
信装置に設定されたユーザチャンネルの受信データを含
むものである、 ことを特徴とする直接拡散受信装置。 - 【請求項３】 複数系統の送信アンテナからそれぞれ送
信され、拡散符号により前記系統を識別可能な複数の直
接拡散信号を、同時に受信する直接拡散受信装置であっ
て、 前記複数の直接拡散信号は、それぞれ、同じ送信データ
に基づき、異なるＰＮ符号を前記拡散符号として拡散さ
れたものであり、 複数系列のインパルスレスポンス推定手段、複数系列の
パス選択手段、初期データ出力手段、複数系列の干渉キ
ャンセル手段、および、系列合成判定手段を有し、 前記複数系列のインパルスレスポンス推定手段は、前記
複数系列に対応した受信アンテナで前記直接拡散信号を
受信し、それぞれの系列における直接拡散受信信号に基
づいて、前記それぞれの系列における、前記送信アンテ
ナから送信された前記直接拡散信号の複数のパスに対す
るインパルスレスポンスを推定し、 前記複数系列の前記パス選択手段は、前記それぞれの系
列における推定された前記インパルスレスポンスに基づ
いて、前記それぞれの系列における前記複数のパスの
内、電力が最大となるパスを選択し、 前記初期データ出力手段は、前記それぞれの系列におけ
る前記直接拡散受信信号に基づいて、前記送信アンテナ
別に、前記それぞれの系列ごとの、あるいは、前記それ
ぞれの系列に共通の初期受信データを出力し、 前記複数系列の干渉キャンセル手段は、それぞれ、前記
初期受信データに基づいて、前記それぞれの系列におけ
る、前記電力が最大となるパスを有する前記送信アンテ
ナからの、前記電力が最大となるパスを除いた少なくと
も１つのパス、および、他の前記送信アンテナからの少
なくとも１つのパスにおける干渉レプリカを少なくとも
生成し、前記それぞれの系列における前記直接拡散受信
信号から前記干渉レプリカを差し引いた信号を、前記そ
れぞれの系列における前記電力が最大となるパスについ
て逆拡散することにより、逆拡散信号を出力し、 前記系列合成判定手段は、前記それぞれの系列における
前記逆拡散信号を系列合成した後、データ判定すること
により、少なくとも当該直接拡散受信装置に設定された
ユーザチャンネルの受信データを出力する、 ことを特徴とする直接拡散受信装置。 - 【請求項４】 複数系統の送信アンテナからそれぞれ送
信され、拡散符号により前記系統を識別可能な複数の直
接拡散信号を、同時に受信する直接拡散受信装置であっ
て、 前記複数の直接拡散信号は、それぞれ、同じ送信データ
に基づき、異なるＰＮ符号を前記拡散符号として拡散さ
れたものであり、 複数系列のインパルスレスポンス推定手段、複数系列の
パス選択手段、初期データ出力手段、複数段で複数系列
の干渉キャンセラ、および、複数段の系列合成判定手段
を有し、 前記複数系列のインパルスレスポンス推定手段は、前記
複数系列に対応した受信アンテナで前記直接拡散信号を
受信し、それぞれの系列における直接拡散受信信号に基
づいて、前記それぞれの系列における、前記送信アンテ
ナから送信された前記直接拡散信号の複数のパスに対す
るインパルスレスポンスを推定し、 前記複数系列の前記パス選択手段は、前記それぞれの系
列における推定された前記インパルスレスポンスに基づ
いて、前記それぞれの系列における前記複数のパスの
内、電力が最大となるパスを選択し、 前記初期データ出力手段は、前記それぞれの系列におけ
る前記直接拡散受信信号に基づいて、前記送信アンテナ
別に、前記それぞれの系列ごとの、あるいは、前記それ
ぞれの系列に共通の初期受信データを出力し、 第１段の前記複数系列の干渉キャンセラは、それぞれ、
前記初期受信データに基づいて、前記それぞれの系列に
おける、前記電力が最大となるパスを有する前記送信ア
ンテナからの、前記電力が最大となるパスを除いた少な
くとも１つのパス、および、他の前記送信アンテナから
の少なくとも１つのパスにおける干渉レプリカを少なく
とも生成し、前記それぞれの系列における前記直接拡散
受信信号から前記干渉レプリカを差し引いた信号を、前
記それぞれの系列における前記電力が最大となるパスに
ついて逆拡散することにより、第１段の逆拡散信号を出
力し、 第１段の前記系列合成判定手段は、前記それぞれの系列
における前記第１段の逆拡散信号を系列合成した後、デ
ータ判定することにより、第１段の受信データを出力
し、 第２段以降の前記複数系列の干渉キャンセラは、それぞ
れ、前段の系列合成判定手段が出力する前段の前記受信
データに基づいて、前記それぞれの系列における、前記
電力が最大となるパスを有する前記送信アンテナから
の、前記電力が最大となるパスを除いた少なくとも１つ
のパス、および、前記他の送信アンテナからの少なくと
も１つのパスにおける干渉レプリカを少なくとも生成
し、前記それぞれの系列における前記直接拡散受信信号
から前記干渉レプリカを差し引いた信号を、前記それぞ
れの系列における電力が最大となるパスについて逆拡散
することにより、当該段の逆拡散信号を出力し、 第２段以降の前記系列合成判定手段は、前記それぞれの
系列における前記当該段の逆拡散信号を系列合成した
後、データ判定することにより、当該段の受信データを
出力し、 最終段の前記受信データは、少なくとも当該直接拡散受
信装置に設定されたユーザチャンネルの受信データを含
むものである、 ことを特徴とする直接拡散受信装置。 - 【請求項５】 複数系統の送信アンテナの少なくとも１
つを用いて、直接拡散信号を送信する直接拡散送信装置
であって、 拡散手段、出力手段、および、通信モード制御手段を有
し、 前記通信モード制御手段は、通常モードおよびソフトハ
ンドオフモードを有し、 前記拡散手段は、前記通信モード制御手段により制御さ
れ、 前記通常モードにおいては、同じ送信データに基づき、
異なるＰＮ符号を拡散符号として拡散することにより複
数の直接拡散信号を生成し、 前記ソフトハンドオフモードにおいては、前記送信デー
タに基づき、所定のＰＮ符号を前記拡散符号として用い
て拡散することにより１つの前記直接拡散信号を生成
し、 前記出力手段は、前記通信モード制御手段により制御さ
れ、 前記通常モードにおいては、前記複数の直接拡散信号
を、それぞれ、前記複数系統の送信アンテナに出力し、 前記ソフトハンドオフモードにおいては、前記１つの直
接拡散信号を、前記複数系統の送信アンテナの１つに出
力する、ことを特徴とする直接拡散送信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16686599A JP3160591B2 (ja) | 1999-06-14 | 1999-06-14 | 直接拡散受信装置および直接拡散送信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16686599A JP3160591B2 (ja) | 1999-06-14 | 1999-06-14 | 直接拡散受信装置および直接拡散送信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000353986A JP2000353986A (ja) | 2000-12-19 |
| JP3160591B2 true JP3160591B2 (ja) | 2001-04-25 |
Family
ID=15839080
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16686599A Expired - Fee Related JP3160591B2 (ja) | 1999-06-14 | 1999-06-14 | 直接拡散受信装置および直接拡散送信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3160591B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002232397A (ja) | 2001-01-31 | 2002-08-16 | Ntt Docomo Inc | 移動通信システムにおける受信処理方法及び受信装置 |
| US8582622B2 (en) * | 2008-05-11 | 2013-11-12 | Qualcomm Incorporated | Spread-spectrum coding of data bursts |
-
1999
- 1999-06-14 JP JP16686599A patent/JP3160591B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| １９９８年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会講演論文集１，ｐ．３９０ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000353986A (ja) | 2000-12-19 |
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