KR100819631B1 - Ｃｄｍａ 시스템에서의 송신 다이버시티를 위한 수신기 구조 - Google Patents

Ｃｄｍａ 시스템에서의 송신 다이버시티를 위한 수신기 구조 Download PDF

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Abstract

CDMA 시스템에 대한 송신 다이버시티 방식은 공간-시간 코드를 사용하여 다이버시티 이득을 얻는다. 공간-시간 코드에 따라 인코딩된 결합 다이버시티 신호가 제1 및 제2 심볼 주기 동안 이동 단말기에서 수신된다. 이동 단말기는 제1 송신 안테나에 정합하는 제1 레이크 수신기 및 제2 송신 안테나에 정합하는 제2 레이크 수신기를 포함한다. 제1 레이크 수신기는 제1 심볼 주기 동안 제1 결합 신호의 다경로 에코를 결합하여 제1 값을 얻고, 제2 심볼 주기 동안 제2 결합 신호에 상응하는 다경로 에코를 결합하여 제2 값을 얻는다. 제2 레이크 수신기는 제1 결합 신호에 상응하는 다경로 에코를 결합하여 제3 값을 얻고, 제2 결합 신호에 상응하는 다경로 에코를 결합하여 제4 값을 얻는다. 디코더가 상기 제1, 제2, 제3 및 제4 값을 디코딩하여 송신 심볼에 대한 최종 추정값을 얻는다.
다이버시티 신호, 이동 단말기, 레이크 수신기, 다경로 에코, 다경로 전파 채널, 결합 신호.

Description

ＣＤＭＡ 시스템에서의 송신 다이버시티를 위한 수신기 구조{RECEIVER ARCHITECTURE FOR TRANSMIT DIVERSITY CDMA SYSTEM}
본 발명은 부호 분할 다원 접속(CDMA) 시스템에서 송신 다이버시티 신호를 수신하는 수신기에 관한 것이다.
차세대 무선 통신 시스템은 현재의 이동 통신 시스템에 비해 높은 음성 품질을 제공하고 높은 비트 레이트(bit rate)의 데이터 서비스를 제공할 것으로 예상된다. 이와 동시에, 이동 단말기는 가볍고, 전력면에서 보다 효율적이며, 저렴할 것으로 기대된다. 더욱이, 이동 단말기는 도시, 교외, 시골과 같이 다양한 환경과 다양한 유형의 통신 시스템에서 신뢰성 있게 동작할 것으로 기대된다. 즉, 차세대 시스템은 보다 나은 품질을 가지고, 전력 및 대역폭면에서 더 효율적이며, 더 다양한 환경에서 전개될 것이라 생각되지만, 광범위한 시장 수용을 감당할 수 있어야 한다.
다양한 방법으로, 무선통신 시스템의 설계는 무선 전파 채널 특성에 의해 보다 어려워진다. 무선통신을 어떤 다른 형태의 통신보다 더 어렵게 만드는 한 가지 현상이 다경로 페이딩이다. 다경로 페이딩은 무선통신 환경에 존재하는 다경로 전파의 한 결과이다. 대부분의 무선통신 시스템에서, 기지국과 이동 단말기 사이에 직접적인 가시선이 존재하지 않는다. 이동 단말기 주변 환경의 건물, 나무, 언덕 및 그 밖의 물체가 존재하여, 기지국에 의해 송신된 전파를 반사하고 산란시킨다. 따라서, 기지국에 의해 송신된 신호가 각기 다른 전파 지연을 가지고 다수의 상이한 방향으로부터 이동 단말기에 도달할 수 있다. 다경로 전파의 한 가지 영향은 수신 신호의 다양한 다경로 성분이 왜곡, 특히 위상과 진폭에 있어서 왜곡 정도를 변화시킨다는 점이다. 송신된 신호의 다경로 성분은 신호 강도에서의 변동을 야기하는 다양한 방법으로 결합할 수 있다. 이러한 현상은 레일리 페이딩(Rayleigh fading)으로 공지되어 있다. 예컨대, 두 개의 반사 신호가 서로 180°이(異)위상(out-of-phase)이라면, 상기 두 신호는 서로를 상쇄시키게 된다. 사실상, 신호가 사라지게 된다. 수신 신호의 다수의 카피들(copy) 사이의 다른 부분적인 이위상 관계는 수신 신호 강도에 있어서 더 적은 감소를 발생시킨다. 페이딩 정도는 이동 단말기가 한 장소에서 다른 장소로 이동함에 따라 변화하여, 이동 단말기에 의해 감지되는 페이딩 정도가 변동하게 된다. 다경로 페이딩은 통신 엔지니어가 직면한 가장 도전해볼 만한 것 중 하나이다.
다경로 페이딩에 대처하기 위해 통상적으로 사용되는 한 가지 대책이 다이버시티로서 공지되어 있다. 다이버시티의 개념은 비교적 간단하다. 메시지 신호의 여러 레플리카(replica)가 독립적으로 페이딩하는 채널을 통해 동시에 송신될 경우, 수신 신호 중 적어도 하나는 페이딩에 의해 심각하게 성능저하되지 않을 가능성이 높다. 각 레플리카가 페이딩을 감지하는 상황에서도, 이용가능한 신호를 생성하도록 다수의 레플리카가 결합될 수도 있다.
주파수 다이버시티, 시간 다이버시티 및 공간 다이버시티를 포함하여 많은 형태의 다이버시티가 존재한다. 주파수 다이버시티에 있어서, 메시지 신호는 독립적으로 페이딩하는 신호 버전을 제공하도록 서로에게서 공간상 충분히 떨어져 있는 상이한 반송파 주파수를 사용하여 송신된다. 시간 다이버시티에서는, 동일한 메시지 신호가 시간 주기를 달리하여 송신된다. 공간 다이버시티에서는, 다수의 송신 또는 수신 안테나가 인접한 안테나들 사이에 간격을 두고 사용됨으로써, 페이딩 이벤트의 독립성이 보장된다. 다이버시티 수신기는 수신기에서의 신호대 잡음비를 개선하도록 수신 신호를 선택 또는 결합한다.
본 발명은 CDMA 시스템에서의 다이버시티 수신을 위한 수신기에 관한 것이다. 수신기는 제1 및 제2 심볼 주기 동안 각각 제1 및 제2 다이버시티 신호를 수신한다. 제1 및 제2 다이버시티 신호는 공간-시간 코드(space-time code)에 따라 두 개의 안테나로부터 인코딩되어 송신되는 제1 및 제2 송신 심볼을 나타낸다. 송신하는 동안, 송신된 심볼은 채널에 의해 왜곡되고, 서로 결합하여 결합 수신 신호를 형성한다. 결합된 수신 신호는 다수의 다경로 전파 채널을 통해 이동 단말기에 도달한다. 이동 단말기의 수신기는 제1 심볼 주기와 관련된 제1 다경로 에코 세트(set)를 선택하고, 제2 심볼 주기와 관련된 제2 다경로 에코 세트를 선택한다. 일 실시예에서, 다경로 에코는 개별적으로 디코딩된 다음 결합되어 송신 심볼의 최종 추정값(estimate)을 얻는다. 다른 실시예에서, 제1 다경로 에코 세트는 제1 송신 안테나에 정합하는 제1 레이크(Rake) 수신기에서 결합되어 제1 값을 얻고, 제2 송신 안테나에 정합하는 제2 레이크 수신기와 결합되어 제2 값을 얻는다. 제2 다경로 에코 세트는 제1 레이크 수신기와 결합되어 제3 값을 얻고, 제2 레이크 수신기와 결합되어 제4 값을 얻는다. 상기 디코더가 제1, 제2, 제3 및 제4 값을 디코딩하여 원래 송신된 심볼의 추정값을 얻는다.
도 1은 이동 통신망의 개요도.
도 2는 본 발명에 사용되도록 수정될 수 있는 이동 단말기의 블록도.
도 3은 레이크 수신기의 블록도.
도 4는 본 발명에서의 다이버시티 신호의 전파를 나타내는 개요도.
도 5는 본 발명에 따른 수신기 구조의 제1 실시예를 나타내는 도면.
도 6은 본 발명에 따른 수신기 구조의 제2 실시예를 나타내는 도면.
도 7은 본 발명에 따른 수신기 구조의 제3 실시예를 나타내는 도면.
이제 도 1을 참조하면, 일반적으로 기지국(12)으로 공지되어 있는 고정 수신기와 이동 단말기(100) 사이의 무선 통신을 지원하는 무선 통신망(10)과 관련하여 본 발명이 설명될 것이다. 기지국(12)은 하나 이상의 이동 서비스 교환국(mobile services switching center:MSC)(14)을 통해 공중 교환 전화망(PSTN), 종합 정보 통신망(ISDN) 및/또는 인터넷과 같은 외부 유선망에 접속한다. 각 기지국(12)은 셀이라 하는 지리적인 영역내에 놓여 상기 영역으로 무선 통신 서비스를 제공한다. 일반적으로, 소정의 무선 통신망(10)내의 각 셀마다 하나의 기지국(12)이 존재한다. 각 셀 내에는, 무선 링크(들)를 통해 서비스제공(serving) 기지국(12)과 통신하는 이동 단말기(100)가 다수 존재할 수 있다. 상기 기지국(12)은 이동 단말기(100) 사용자가 다른 이동 단말기 또는 외부 망에 접속된 사용자와 통신하는 것을 허용한다. MSC(14)는 적절한 기지국(12)이나 게이트웨이, 즉 MSC(14)와 외부망 사이의 인터페이스를 통해 이동 단말기(100)로 및 이동 단말기(100)로부터 호출을 라우팅한다.
각 기지국(12)은 다이버시티 송신이 가능하므로, 두 개의 안테나(16, 18)를 구비할 수 있다(이는 종래 기술에 널리 공지되어 있음). 특정 유형의 다이버시티 송신이 본 발명에서 중요한 것은 아니지만, 본 발명은 직교 송신 다이버시티(Orthogonal Transmit Diversity:OTD), 공간-시간 확산(Space-Time Spreading:STS) 또는 공간-시간 송신 다이버시티(Space-Time Transmit Diversity:STTD)와 같이 공간-시간 코드(STC)와 사용하기에 매우 적합하다. 본 발명은 또한, 1998년 3월, IEEE Trnas. Information Theory, Vo; 44, No.2, pp.744-765에 공개된 "Space-time codes for High Data Rate Wireless Communication:Performance Criterion and Code Construction"(이것은 본원에서 참조로 포함됨)에 기재되어 있는 트렐리스 (trellis)-기반 STC 와 사용될 수 있다.
무선 통신망(10)에는 다양한 표준이 존재한다. 상기 표준은 예컨대, 미국 통신 산업 협회(Telecommunications Industry:TIA), 미국 전자 공업 협회(Electronics Industry Association:EIA) 및 유럽 전기통신 표준 협회(European Telecommunications Standards Institute:ETSI)에 의해 공개되어 있다. CDMA 시스템에 대한 예시적인 표준은 TIA/EIA 잠정 표준 IS-95, cdma2000으로 공지되어 있으며 미합중국에서 현재 개발되고 있는 TIA/EIA 잠정 표준 IS-2000, 및 유럽에서 현재 개발되고 있는 광대역 CDMA(WCDMA)를 포함한다.
도 2는 이동 단말기(100)의 블록도이다. 본원에서 "이동 단말기"라는 용어는 셀룰러 무선전화기; 즉, 셀룰러 무선전화기에 데이터 처리, 팩스 전송 및 데이터 전송 능력을 결합할 수 있는 개인 휴대 통신(Personal Communications Service:PCS) 단말기; 무선전화기, 무선호출기, 인터넷/인트라넷 액세스, 웹 브라우저, 오거나이저(organizer), 캘린더(calendar)를 포함할 수 있는 개인 휴대 정보 단말기(Personal Digital Assistant:PDA); 무선 전화 송수신기가 장착된 통상적인 랩톱 및/또는 팜톱 컴퓨터 또는 무선전화 송수신기를 포함하는 그 밖의 장치(appliance)를 포함한다. 이동 단말기를 또한 "퍼베이시브 컴퓨팅(pervasive computing)" 장치라 할 수도 있다.
이동 단말기(100)는 마이크로제어기(microcontroller unit:MCU)(101), RF 송수신기(110), 디지털 신호 처리기(DSP)(150) 및 사용자 인터페이스(190)를 포함한다. 이동 단말기(100)는 추가로 컴퓨터, 근거리 통신망 또는 그 밖의 장치와 통신하기 위한 외부 인터페이스를 포함할 수도 있다.
RF 송수신기(110)는 기지국(12)과의 무선 통신을 위한 링크를 설정한다. RF 송수신기(110)는 수신기 프론트-엔드(front-end)(120), 송신기(130), 주파수 합성기(140), 듀플렉서(duplexer)(111) 및 안테나(112)를 포함한다. 수신기 프론트-엔드(120) 및 송신기(130)는 듀플렉서(111)에 의해 안테나(112)에 결합된다. 듀플렉서(111)는 송신기(130)를 수신기 프론트-엔드(12)로부터 절연시키기 위해 듀플렉스 필터를 포함할 수 있다. 듀플렉스 필터는 송신-대역 필터와 수신기-대역 필터를 두 경로들 사이에 필요한 절연을 제공하도록 결합한다.
수신기 프론트-엔드(120)는 기지국(12)으로부터 다운링크 또는 순방향 링크 통신을 수신한다. 수신기 프론트-엔드(120)는 수신된 신호를 증폭하여 이를 DSP(150)의 기저대역 주파수로 다운컨버팅한다. 본원에서, 수신기 프론트-엔드(120)에 의해 기저대역 주파수로 변환된 신호를 기저대역 신호라 한다.
송신기(130)는 업링크 또는 역방향 링크 통신을 기지국(12)으로 송신한다. 송신기(130)는 DSP(150)로부터 기저대역 신호를 수신하며, 이는 송신기(130)에 의해 증폭되어 규정된 전력 레벨에서 RF 반송파를 변조하는데 사용된다.
주파수 합성기(140)는 수신기 프론트-엔드(120)와 송신기(130)에서의 주파수 변환에 사용되는 기준 신호를 제공한다.
DSP(150)는 소스 코더(source coder)(160)와 디지털 모뎀(155)을 포함한다. 소스 코더(160)는 역방향 링크상에서 기지국(12)으로 송신하기 위한 음성을 디지털화하고 코딩하는 음성 코더를 포함한다. 추가로, 상기 음성 코더는 다운링크 상에서 기지국(12)으로부터 수신된 음성 신호를 디코딩하고, 음성 신호를 스피커(194)로 출력되는 오디오 신호로 변환한다. CDMA 시스템은 보편적으로 효과적인 방법의 음성 코딩과 오류 복구 기술을 사용하여 무선 채널의 좋지 않은 특성을 해결한다. CDMA 시스템에서 종종 사용되는 한 가지 음성 코딩 알고리즘이 코드 여기 선형 예측기(Code Excited Linear Predictor:CELP) 음성 코딩이다. 보편적으로, 음성은 매초당 9.6 킬로비트(kilobits)의 속도 또는 매초당 13.3 킬로비트의 속도로 인코딩된다. 음성 코딩에 대한 상세한 설명은 본 발명에서 중요한 것이 아니므로, 본원의 상세한설명에서 설명되지 않는다.
디지털 모뎀(155)은 전파 채널을 통한 통신이 더욱 강력해지도록 디지털 신호를 처리한다. 디지털 모뎀(155)은 디지털 변조기와 복조기를 포함한다. 상기 디지털 변조기는 대역폭 효율의 극대화를 시도하면서 무선 채널의 페이딩 및 다른 손상에 대해 보호하는 알고리즘을 사용하여 무선 송신용 반송파상으로 메시지 파형을 중첩한다. 디지털 변조기는 또한 필요할 경우 채널 코딩과 암호화를 수행한다. 디지털 복조기는 기지국(12)에 의해 송신된 메시지 신호를 검출하여 복원한다. 이것은 수신된 신호를 추적하고, 간섭을 거부하여, 잡음이있는 신호로부터 메시지 데이터를 추출한다. 디지털 복조기는 또한 필요한 경우 동기화, 채널 디코딩 및 복호화를 수행한다.
통상적인 CDMA 시스템의 경우, 송신된 신호의 다경로 에코를 해결하는데 레이크 수신기(170)(도 3에 도시되어 있음)가 사용된다. 레이크 수신기(170)는 보편적으로 디지털 모뎀(155)내에 구현된다. 레이크 수신기(170)는 다수의 핑거(finger)를 포함한다. 각 핑거는 확산 파형을 시간 조절된 버전의 수신 신호와 상관하여 하나의 다경로 에코를 얻는 상관기 또는 역확산기(despreader)(172)를 포함한다. 역확산기(172)에 의해 출력된 다경로 에코는 승산 노드(multiplication node)(174)에서 가중 계수(weighting coefficient)와 곱해진다. 가중 계수는 가장 강한 에코가 더 많이 가중화되도록 각 다경로 에코의 강도를 기반으로 한다. 다음으로, 가중화된 및 시간-조절된 에코가 결합기(combiner)(176)에서 합산되어 최종 버전의 수신 신호를 얻는다. 각 에코는 시간 조절되어 확산 파형과 상관된다.
마이크로제어기(101)는 이동 단말기(100)의 동작을 감독하고 통신 프로토콜과 관련된 절차를 관리한다. 마이크로제어기(101)는 보편적으로 마이크로프로세서, 산술 논리 유닛(arithmatic logic unit:ALU), 타이머 및 레지스터 파일을 포함한다. ALU는 비교와 같은 다양한 논리 기능을 수행하며, 계산을 필요로하는 작업을 지원한다. 이것은 나눗셈 및 제곱과 같은 수학적인 연산의 속도를 빠르게하기 위한 특수 하드웨어를 포함할 수도 있다. 마이크로제어기(101)는 네트워크 시간을 추적하도록 타이머를 할당하고, 이 정보를 데이터 프레임 경계 및 슬롯 인덱스를 식별하는데 사용한다. 상기 마이크로제어기는 또한 타이머를 사용하여, 이동 단말기(100)가 슬립(sleep), 수신 및 대화(talk)와 같이 상이한 동작 모드로 전환함에 따라 소정의 태스크(task)를 트리거한다. 마이크로제어기(101)는 레지스터 파일을 사용하여, 계산 데이터, (사용자를 인증하는데 사용되는) 사용자의 장치 일련 번호(ESN) 및 그 밖의 비-휘발성 정보를 저장한다.
마이크로제어기(101)는 이동 단말기(100)에 의해 사용되는 통신 프로토콜을 실행한다. 통신 프로토콜은 타이밍, 다중 액세스 접근, 변조 포맷, 프레임 구조, 전력 레벨 뿐 아니라, 이동 단말기 동작의 그 밖의 많은 관점을 규정한다. 마이크로제어기(101)는 시그널링(signaling) 메시지를 송신 신호에 삽입하고, 수신 신호로부터 상기 시그널링 메시지를 추출한다. 마이크로제어기(101)는 통신 프로토콜에 서 설명된 바와 같이 기지국(12)으로부터 수신된 시그널링 메시지에 작용한다. 사용자가 사용자 인터페이스(190)를 통해 명령을 입력하면, 상기 명령은 마이크로제어기(101)로 전달되어 작용한다.
마이크로제어기(101) 및 DSP(150)는 전용 또는 공유 버스를 사용하여 메모리에 접속한다. 메모리는 보편적으로 스타트업(start-up) 코드, 제어 소프트웨어, DSP 펌웨어 및 임시 데이터를 보유하는 블록으로 분할된다.
사용자 인터페이스(190)는 키패드(191), 디스플레이(192), 마이크로폰(193), 스피커(194), 및 잘 이해되는 바와 같은 다른 사용자 입/출력 장치를 포함할 수 있다.
본 발명의 이동 단말기(100)는 이동 단말기(100)에서의 신호 품질을 향상시키는 비교적 단순한 다이버시티 방식을 이용하는 CDMA 통신 시스템용 수신기이다. 수신기는 공간 및 시간 다이버시티를 사용하는 기지국(12)의 안테나(16, 18)로부터 송신된 다이버시티 신호를 처리한다. 본 발명은 공간-시간 코드(STC)라고 하는 코드 클래스를 사용하여 실행될 수 있다. 공간 시간 송신 다이버시티(Space Time Transmit Diversity:STTD)로 공지된 한 가지 유형의 STC가 본 발명의 전형적인 실시예를 설명하는데 사용되지만, 다른 코드가 또한 본 발명을 실시하는데 사용될 수 있다.
STTD 방식에 있어서, 기지국(12)에 의해 송신된 b1, b2, b3 및 b4 로 표시된 네 비트 모두 다음과 같이 두 QPSK 심볼로 맵핑된다:
Figure 112003017987616-pct00001
Figure 112003017987616-pct00002
심볼은 아래의 표 1에 나타나있는 바와 같이 기지국(12)의 두 안테나(16, 18)에 의해 송신된다.
공간 시간 송신 다이버시티에 대한 인코딩 및 송신 시퀀스
시간 t 시간 t + T
안테나 1 s1 -s2 *
안테나 2 s2 s1 *

제1 안테나(16)는 제1 심볼 주기 동안 심볼(s1)을 송신한 다음, 심볼 주기 동안 심볼(-s2 *)을 송신한다. 심볼 주기의 길이는 T로 표시된다. 제2안테나(18)는 제1 심볼 주기 동안 심볼(s2)을 송신한 다음, 제2 심볼 주기 동안 심볼(s1 *)을 송신한다. 이러한 맵핑은 1998년 10월, IEEE Journal on Select Area in communications, Vol.16, No.8에 공개된 "A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications"란 명칭의 논문(이것은 참조로서 포함된 것임)에 Siavash M.Alamouti에 의해 제안되었다. 두 안테나(17, 18) 모두 동일한 확산 시퀀스를 사용할 수 있고, 또는 수신기 구조에 따라 상이한 확산 시퀀스를 사용할 수 있다. 상기 송신된 심볼(s1 및 s2)은 본원에서 제1 다이버시티 신호라 한다. 상기 송신된 심볼(-s2 * 및 s1 *)은 본원에서 제2 다이버시티 신호라 한다.
송신된 다이버시티 신호는 도 4에 도시되어 있는 바와 같이 각 안테나(16, 18)로부터 다수의 다경로 전파 채널을 통해 전파된다. 다경로 전파 채널 각각은 선형 필터로서 관찰될 수 있다. 각 다경로 전파 채널은 이동 단말기(100)에 의해 추정되는 상응하는 채널 응답을 갖는다. 다경로 전파 채널에 대한 채널 추정값은 c i,l 로 표시되는데, 여기서 i는 소정의 안테나(16, 18)를 나타내고, l은 안테나(16, 18)로부터 이동 단말기(100)로의 하나의 다경로 전파 채널을 나타낸다.
확산 및 다경로 전파 이후, 2 심볼 간격에 걸친 l번째 다경로 에코에 상응하는 송신 신호는 다음과 같이 표현될 수 있다;
Figure 112003017987616-pct00003
여기서, c i,l 은 i 번째 안테나 경로에서의 l 번째 경로의 채널 계수이고, τ l 은 경로 지연이며, pT 와 qT는 단위 에너지와 길이(T)를 갖는 광대역 확산 파형이다. 적절한 안테나 배치를 이용하면, 각 다경로 전파 채널의 페이딩 효과가 통계상으로 상호 관련이 없다. 따라서, 다이버시티 이득은 다경로 에코의 에너지가 다이버시티 수신기에 의해 결합될 때 얻어질 수 있다.
수신기에서, 결합된 수신 신호는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003017987616-pct00004
여기서, L은 채널내의 다경로 에코의 총 수이며, z(t)는 부가 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise:AWGN)이다. 최적의 검출기는 수신 신호(r(t))와 가정(hypothesized) 신호 간의 신호평균 자승 오차(Mean Square Error:MSE)를 최소화하는 심볼을 발견하고자 노력한다:
Figure 112003017987616-pct00005
CDMA 수신기에서, 다경로 에코는 레이크 수신기를 사용하여 해결된다. l번째 에코의 경우, 결합된 수신 신호 r(t)가 시간 조절되고, 역확산되고 있는 심볼에 상응하는 확산 파형과 상관된다. 동일한 심볼에 상응하는 역확산 값은 복조되고 있는 심볼의 최종 값을 제공하는 L개의 모든 다경로 에코에 걸쳐 합산된다. 이러한 과정은 상기 식(5)에 표현되어 있다.
도 4는 제1 심볼 주기 동안 안테나(16, 18)로부터의 송신을 도시하는 것이다. 심볼(s1)은 안테나(16)에 의해 송신되어, C1, C2 및 C3로 표시된 세 개의 상이한 다경로 전파 채널을 통해 이동 단말기(100)에 도달한다. 심볼(s2)은 안테나(18)에 의해 송신되어, 다경로 전파 채널(C4, C5 및 C6)을 통해 이동 단말기(100)에 도달한다. 본원에서, 상기 심볼(s1 및 s2)을 제1 다이버시티 신호라 한다. 특히, 채널(C1 및 C4)은 반사기(R1)에 의해 반사되고 결합되어 제1 다경로 에코(r1,l)를 형성한다. 채널(C1 및 C4)에 대한 경로 지연은 동일하다고 가정한다. 마찬가지로, 채널(C2 및 C5)은 반사기(R2)에 의해 반사되고 결합되어 제2 다경로 에코(r1,2)를 형성한다. 채널(C2 및 C5)에 대한 경로 지연은 동일하다고 가정되지만, 채널(C2 및 C5)에 대한 경로 지연은 채널(C1 및 C4)에 대한 경로 지연과 상이하다. 채널(C3 및 C6)은 반사기(R3)에 의해 반사되어 이동 단말기(100)에 도달하여, 에코(r1,l 및 r1,2)와 상이한 경로 지연을 가진 제3 다경로 에코(r1,3)를 형성한다. 단지 세 개의 다경로 에코가 도 3에 도시되어 있지만, 실제로는 다수의 다른 에코가 존재할 수 있다. 보편적으로, 이동 단말기(100)는 이하에 설명되어 있는 바와 같이, 처리를 위해 3개 내지 6개의 에코를 선택하게 된다.
상기와 동일한 다경로 현상이 또한 제2 심볼 주기 동안 적용된다. 본원에서 제2 다이버시티 신호라 하는 심볼(-s2 * 및 s1 *)은 결합하여 상이한 전파 채널을 통해 이동 단말기(100)에 도달한다. 다수의 다경로 에코(r2 ,l )가 각기 다른 경로 지연을 가지고 이동 단말기(100)에 도달한다. 에코(r1 ,l )는 중첩하여 다경로 에코(r 1 ,l )와 결합할 수 있다는 것을 알아야 한다.
이동 단말기(100)의 태스크는 결합된 수신 신호(r(t))를 토대로 송신 심볼(s1 및 s2)을 결정하는 것이다. 이러한 목표를 달성하기 위해, 이동 단말기(100)는 먼저 결합된 수신 신호(r(t))로부터 에코(r1 ,l 및 r2 ,l )를 추출해야 한다. CDMA 시스템의 경우, 이것은 레이크 수신기를 사용하여 수행된다. 수신된 에코는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112003017987616-pct00006
그리고,
Figure 112003017987616-pct00007
식 (6) 및 (7)에서, 각 다경로 전파 채널의 필터링 특성이 두 개의 심볼 주기에 걸쳐 일정하게 유지된다고 가정한다. 변수 z는 잡음 및 간섭을 나타낸다.
송신된 심볼(s1 및 s2)을 결정하는 한 가지 접근방법은, 먼저 식 (6) 및 (7)에 따라 수신 신호(r(t))를 역확산하여 다경로 에코(r 1 ,l 및 r 2 ,l )를 얻은 다음, 각 다경로 에코(r 1, l 및 r 2, l )를 개별적으로 디코딩하여 송신 심볼의 다수의 추정값(
Figure 112003017987616-pct00008
및
Figure 112003017987616-pct00009
로 표시됨)을 얻는다. 상기 추정값(
Figure 112003017987616-pct00010
및
Figure 112003017987616-pct00011
)은 다음과 같은 식으로 주어진다:
Figure 112003017987616-pct00012
Figure 112003017987616-pct00013
다음으로, 각 디코더로부터의 추정값(
Figure 112003017987616-pct00014
및
Figure 112003017987616-pct00015
)이 결합되어 원래 송신된 심볼(s1 및 s2)의 최종 추정값(
Figure 112003017987616-pct00016
및
Figure 112003017987616-pct00017
)을 얻는다. 송신된 심볼(s1 및 s2)의 최종 추정값(
Figure 112003017987616-pct00018
및
Figure 112003017987616-pct00019
)은 다음과 같이 계산된다:
Figure 112003017987616-pct00020
Figure 112003017987616-pct00021
도 5는 상기 접근방법을 구현하는 다이버시티 수신기(200)의 일 실시예를 도시하는 것이다. 다이버시티 수신기(200)는 다수의 역확산기 또는 상관기(202), 복수의 다이버시티 디코더(204) 및 결합기(206)를 포함한다. 역확산기(202)와 다이버시티 디코더(204)는 핑거라고 하는 병렬 브랜치로 배열된다. 각 핑거는 각 핑거내의 수신된 광대역 신호의 다양한 다경로 에코를 시간 정렬하기 위한 가변 지연(201)을 포함한다. 결합된 수신 신호(r(t))는, 수신 신호(r(t))를 역확산하여 다경로 에코(r 1 ,l 및 r 2, l )를 얻는 각각의 역확산기(202)로 입력된다. 각 역확산기(202)의 출력은 하나의 다경로 에코(r 1, l 및 r 2 ,l )이다. 다음으로, 수신된 다경로 에코(r 1, l 및 r 2 ,l )가 다이버시티 디코더(204)로 입력된다. 도 5에 도시된 실시예에서, 개별적인 다이버시티 디코더(204)는 다이버시티 수신기(200)의 각 핑거내의 신호 경로에 삽입된다. 다이버시티 디코더(204)의 기능은 수신된 에코(r 1, l 및 r 2, l )를 토대로 송신 심볼의 추정값(
Figure 112007078111010-pct00022
및
Figure 112007078111010-pct00023
)을 생성하는 것이다. 상기 실시예에서, 각 다이버시티 디코더(204)는 송신된 심볼(s1 및 s2)의 개별적인 추정값(
Figure 112007078111010-pct00024
및
Figure 112007078111010-pct00025
로 표시됨)을 생성한다는 것을 알아야 한다. 다음으로, 상기 추정값(
Figure 112007078111010-pct00026
및
Figure 112007078111010-pct00027
)이 결합기(206)(이것은 상기 실시예에서 합산기임)에 의해 결합되어 송신 심볼의 최종 추정값(
Figure 112007078111010-pct00028
및
Figure 112007078111010-pct00029
)을 얻는다. 다음으로, 결합기로부터의 상기 최종 추정값(
Figure 112007078111010-pct00030
및
Figure 112007078111010-pct00031
)이 디코딩 되어 송신 비트의 추정값을 얻는다.
기능적이긴 하지만, 도 5에 도시된 해결방안은 기존의 설계에서 구현하기 어려울 수 있는데, 그 이유는 상기 해결방안이 이동 단말기(100)의 하드웨어에 대해 대규모 개조를 필요로 하여, 배터리상에 매우 큰 처리 고갈을 일으킬 수 있기 때문이다. 다이버시티 수신기에 대한 선택적인 구조는 아래와 같이 식 (10)와 (11)을 다시 표현함으로써 얻어질 수 있다:
Figure 112003017987616-pct00032
Figure 112003017987616-pct00033
식 (12) 및 (13)에서, λ i,j 는 i번째 송신 안테나에 정합된 비-송신 다이버시티 레이크 수신기의 j번째 출력을 나타낸다는 것을 알아야 한다. 따라서, 메트릭(metric) λ1,1 은 제1 심볼 주기 동안 제1 안테나(16)에 정합된 제1 비-다이버시티 레이크 수신기(도 6에서 210으로 표시됨)의 출력에 상응하며, 메트릭 λ1,2 는 제2 심볼 주기 동안 제1 안테나(16)에 정합된 제1 비-다이버시티 레이크 수신기(도 6에서 212로 표시됨)의 출력에 상응한다. 마찬가지로, 메트릭 λ2,1 은 제1 심볼 주기 동안 제2 안테나(18)에 정합된 제2 비-다이버시티 레이크 수신기의 출력에 상응하고, 메트릭 λ2,2 는 제2 심볼 주기 동안 제2 안테나(18)에 정합된 제2 비-다이버시티 레이크 수신기의 출력에 상응한다. 메트릭 λ1,1 및 λ2,2 는 제1 송신 심볼의 추정값(
Figure 112003017987616-pct00034
)을 생성하는데 사용된다. 메트릭 λ2,1 및 λ1,2 는 제2 송신 심볼의 추정값(
Figure 112003017987616-pct00035
)을 생성하는데 사용된다.
도 6은 식 (12) 및 (13)의 접근방법을 구현하는 다이버시티 수신기(250)의 기능 블록도를 도시한다. 도 6의 다이버시티 수신기(250)는 복수의 역확산기 또는 상관기(202), 한 쌍의 레이크 결합기(206A 및 206B), 및 디코더(252)를 포함한다. 역확산기(202)는 다이버시티 수신기(250)의 각 핑거에 배치된다. 각 핑거는 결합된 수신 신호(r(t))의 다양한 다경로 에코(r1, l 및 r2, l )와 시간 정렬하기 위한 가변 지연(201)을 포함한다. 역확산기(202)는 수신 신호(r(t))를 역확산시켜 다경로 에코(r1, l 및 r2, l )를 복원한다. 제1 심볼 주기 동안, 역확산기(202)는 결합된 수신 신호(r(t))의 수신된 다경로 에코(r1, l )를 출력한다. 제2 심볼 주기 동안, 역확산기(202)는 결합된 수신 신호(r(t))의 수신된 다경로 에코(r2, l )를 출력한다. 수신된 다경로 에코(r1, l 및 r2, l )는 레이크 결합기(206A 및 206B)로 입력된다. 레이크 결합기(206A)는 제1 송신 안테나(16)에 정합되고, 레이크 결합기(206B)는 제2 송신 안테나(18)에 정합된다.
제1 심볼 주기 동안, 레이크 결합기(206A)는 제1 안테나(16)로부터 이동 단말기(100)로의 선택된 다경로 전파 채널에 상응하는 채널 추정값(c1, l )을 사용하여 식 (12)의 제1 부분에 따라 수신 다경로 에코(r1, l )를 결합하여 메트릭(λ1,l )을 얻는다. 레이크 결합기(206B)는 제2 안테나(18)로부터의 선택된 다경로 전파 채널에 상응하는 채널 추정값(c2, l )을 사용하여 식 (12)의 제2 부분에 따라 수신 다경로 에코(r1, l )를 결합하여 메트릭(λ2,1)을 얻는다. 제2 심볼 주기 동안, 레이크 결합기(206A)는 채널 추정값(c2, l )을 사용하여 식 (13)의 제1 부분에 따라 수신 다경로 에코(r2, l )를 결합하여 메트릭(λ1,2)을 얻는다. 레이크 결합기(206B)는 채널 추정값(c2, l )을 사용하여 식 (11)의 제2 부분에 따라 수신 다경로 에코(r2, l )를 결합하여 메트릭(λ2,2)을 얻는다. 다음으로, 메트릭(λ1,l, λ2,1, λ1,2 및 λ2,2)가 디코더(252)로 입력된다. 디코더(252)는 λ1,2 와 λ2,2의 공액(conjugate)을 가산함으로써 식 (12)에 따라 제1 송신 심볼의 추정값(
Figure 112003017987616-pct00036
)을 계산한다. 디코더(252)는 또한, λ2,1 에서 λ1,2 의 공액을 감산함으로써 식 (13)에 따라 제2 송신 심볼의 추정값(
Figure 112003017987616-pct00037
)을 계산한다.
도 5 및 6에 도시된 다이버시티 수신기는 또한 OTD 및 STS와 같이 다른 STC와 사용될 수 있다. OTD 모드에서는, 네 개의 연속 비트{b1, b2, b3 및 b4)가 다음과 같은 두 개의 QPSK 심볼로 맵핑된다
Figure 112003017987616-pct00038
Figure 112003017987616-pct00039
심볼(s1 및 s2)은 아래의 표 2에 도시된 바와 같이 두 개의 안테나에 의해 송신된다:
OTD에 대한 인코딩 및 송신 시퀀스
시간 t 시간 t+T
안테나 1 s1 s1
안테나 2 s2 -s2

수신기(250)에서, 레이크 결합기(206A 및 206B)가 STTD에서와 같이 {λ1,l, λ1,2, λ2,1 및 λ2,2}를 계산하는 반면, 다이버시티 디코더(252)는 다음과 같이
Figure 112003017987616-pct00040
와
Figure 112003017987616-pct00041
를 계산한다:
Figure 112003017987616-pct00042
Figure 112003017987616-pct00043
STS 모드에서는, 네 개의 연속 비트{b1, b2, b3, b4}가 다음 두 심볼로 맵핑된다
Figure 112003017987616-pct00044
Figure 112003017987616-pct00045
심볼(s1 및 s2)은 아래의 표 3에 나타나있는 바와 같이 두 개의 안테나(16, 18)에 의해 송신된다:
STS에 대한 인코딩 및 송신 시퀀스
시간 t 시간 t+T
안테나1 s1 s2
안테나2 s* 2 -s* 1

수신기에서, 레이크 결합기(206A 및 206B)는 STTD 및 OTD에서와 같이 {λ1,l, λ1,2, λ2,1 및 λ2,2}를 계산하는 반면, 다이버시티 디코더(252)는 다음과 같이
Figure 112003017987616-pct00046
와
Figure 112003017987616-pct00047
를 계산한다:
Figure 112003017987616-pct00048
Figure 112003017987616-pct00049
본 발명이 이동 단말기(100)내에 존재하는 것으로 논의되었지만, 기지국(12)에서와 같이 무선 통신망(10)내의 다른 수신기에서 구현될 수 있다는 것을 알아야 한다. 이동 단말기(100)가 송신 다이버시티 송신 능력을 가지지 않을 경우 상기와 같이 배치할 필요가 없게 되지만, 그럼에도 이러한 배치는 가능하다.
도 7은 본 발명에 따른 CDMA 수신기(300)에 대한 수신기 구조의 제3 실시예를 도시한다. 도 7의 수신기(300)는 안테나(16, 18)가 두 개의 상이한 확산 시퀀스를 사용하여 송신할 때 사용될 수 있다. 수신기(300)는 제1 비-다이버시티 레이크 수신기(310) 및 제2 비-다이버시티 레이크 수신기(320)를 포함한다. 레이크 수신기(310)는 복수의 역확산기(312)와 레이크 결합기(314)를 포함한다. 레이크 수신기(320)는 복수의 역확산기(322)와 레이크 결합기(324)를 포함한다. 역확산기(312, 322)는 지연 블록(302, 304, 406)으로부터 지연된 버전의 수신 신호(r(t))를 수신한다. 지연 블록(302, 304, 306)은 제1 및 제2 레이크 수신기(310, 320) 양쪽 모두의 상응하는 역확산기(312, 322)로 각각 지연된 버전의 수신 신호(r(t))를 공급한다. 역확산기(312)는 제1 송신 안테나(16)와 관련된 확산 시퀀스를 사용하여 수신 신호(r(t))를 역확산한다. 제1 심볼 주기동안의 역확산기(312)의 출력은 s1의 추정값이다. 제2 심볼 주기 동안의 역확산기(312)의 출력은 -s* 2의 추정값이다. 역확산기(322)는 제2 송신 안테나(18)와 관련된 확산 시퀀스를 사용하여 수신 신호(r(t))를 역확산한다. 제1 심볼 주기 동안의 역확산기(322)의 출력이 s2의 추정값이다. 제2 송신 주기 동안의 역확산기(322)의 출력은 s* 1의 추정값이다. 레이크 결합기(314, 324)는 역확산기(312, 322)로부터 출력된 각 추정값을 각각 결합한다. 다음으로, 레이크 결합기(314, 324)에 의해 생성된 결합 추정값은 송신 심볼(s1 및 s2)의 최종 추정값을 생성하는 STC 디코더(330)로 공급된다.
당연히, 본 발명은 본 발명의 범위와 기본적인 특성에서 벗어나지 않고, 본원에 설명된 것 이외의 소정의 방법으로 수행될 수 있다. 따라서, 본 발명은 상기 한정적이지 않게 설명된 바와 같은 모든 관점에서 해석될 수 있으며, 첨부된 특허청구범위의 의미와 그 범위 내에서 이루어지는 모든 변경을 포함시키고자 한다.

Claims (17)

  1. CDMA 수신기에 의해 구현되는 다이버시티 방법에 있어서:
    공간-시간 코드에 따라 인코딩되어 제1 및 제2 송신 안테나로부터 송신된 제1 및 제2 송신 심볼을 나타내는 결합된 수신 신호를 제1 및 제2 심볼 주기 동안 수신하는 단계;
    상기 제1 심볼 주기와 관련된 제1 다경로 에코 세트 및 상기 제2 심볼 주기와 관련된 제2 다경로 에코 세트를 선택하는 단계;
    상기 제1 안테나와 관련된 제1 다경로 전파 채널 세트에 상응하는 복수의 채널 추정값과 상기 제1 다경로 에코 세트를 토대로 제1 값을 계산하는 단계;
    상기 제1 안테나와 관련된 상기 제1 다경로 전파 채널 세트에 상응하는 복수의 채널 추정값과 상기 제2 다경로 에코 세트를 토대로 제2 값을 계산하는 단계;
    상기 제2 안테나와 관련된 제2 다경로 전파 채널 세트에 상응하는 복수의 채널 추정값과 상기 제1 다경로 에코 세트를 토대로 제3 값을 계산하는 단계;
    상기 제2 안테나와 관련된 상기 제2 다경로 전파 채널 세트에 상응하는 복수의 채널 추정값과 상기 제2 다경로 에코 세트를 토대로 제4 값을 계산하는 단계; 및
    상기 제1, 제2, 제3 및 제4 값을 선택적으로 결합하여 상기 제1 및 제2 송신 심볼의 추정값을 생성하는 단계를 포함하는 다이버시티 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 안테나와 관련된 제1 세트의 다경로 전파 채널에 상응하는 복수의 채널 추정값과 상기 제1 세트의 다경로 에코를 토대로 제1 값을 계산하는 단계는 상기 제1 세트의 다경로 에코의 상기 다경로 에코 각각을 상기 제1 세트의 다경로 전파 채널의 상응하는 채널 추정값과 곱하여 제1 필터링된 다경로 에코 세트를 얻고, 상기 제1 세트의 필터링된 다경로 에코를 합산하여 상기 제1 값을 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 안테나와 관련된 상기 제1 세트의 다경로 전파 채널에 상응하는 복수의 채널 추정값과 상기 제2 세트의 다경로 에코를 토대로 제2 값을 계산하는 단계는 상기 제2 세트의 다경로 에코의 상기 다경로 에코 각각을 상기 제1 세트의 다경로 전파 채널의 상응하는 채널 추정값과 곱하여 제2 필터링된 다경로 에코 세트를 얻고, 상기 제2 세트의 필터링된 다경로 에코를 합산하여 상기 제2 값을 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제2 안테나와 관련된 제2 세트의 다경로 전파 채널에 상응하는 복수의 채널 추정값과 상기 제1 세트의 다경로 에코를 토대로 제3 값을 계산하는 단계는 상기 제2 세트의 다경로 에코의 상기 다경로 에코 각각을 상기 제1 세트의 다경로 전파 채널의 상응하는 채널 추정값과 곱하여 제3 필터링된 다경로 에코 세트를 얻고, 상기 제3 세트의 필터링된 다경로 에코를 합산하여 상기 제3 값을 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제2 안테나와 관련된 상기 제2 세트의 다경로 전파 채널에 상응하는 복수의 채널 추정값과 상기 제2 세트의 상기 다경로 에코를 토대로 제4 값을 계산하는 단계는 상기 제2 세트의 다경로 에코의 상기 다경로 에코 각각을 상기 제2 세트의 다경로 전파 채널의 상응하는 채널 추정값과 곱하여 제4 필터링된 다경로 에코 세트를 얻고, 상기 제4 세트의 필터링된 다경로 에코를 합산하여 상기 제4 값을 얻는 것을 특징으로 하는 다이버시티 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1, 제2, 제3 및 제4 값을 선택적으로 결합하여 상기 제1 및 제2 송신 심볼의 추정값을 생성하는 단계는 상기 제1 값과 제4 값을 가산하여 상기 제1 송신 심볼의 상기 추정값을 얻고, 상기 제2 값과 제3 값을 결합하여 상기 제2 송신 심볼의 상기 추정값을 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 방법.
  7. CDMA 수신기에 의해 구현되는 다이버시티 방법에 있어서:
    공간-시간 코드에 따라 인코딩되어 제1 및 제2 송신 안테나로부터 송신된 제1 및 제2 송신 심볼을 나타내는 결합된 수신 신호를 제1 및 제2 심볼 주기 동안 수신하는 단계;
    상기 제1 심볼 주기와 관련된 제1 다경로 에코 세트 및 상기 제2 심볼 주기와 관련된 제2 다경로 에코 세트를 선택하는 단계;
    상기 제1 안테나에 정합하는 제1 레이크 수신기와 상기 제1 다경로 에코 세트를 결합하여 제1 값을 얻는 단계;
    상기 제2 안테나에 정합하는 제2 레이크 수신기와 상기 제1 다경로 에코 세트를 결합하여 제2 값을 얻는 단계;
    상기 제1 안테나에 정합하는 제1 레이크 수신기와 상기 제2 다경로 에코 세트를 결합하여 제3 값을 얻는 단계;
    상기 제2 안테나와 정합하는 제2 레이크 수신기와 상기 제2 다경로 에코 세트를 결합하여 제4 값을 얻는 단계; 및
    상기 제1, 제2, 제3 및 제4 값을 디코딩하여 상기 제1 및 제2 송신 심볼의 추정값을 생성하는 단계를 포함하는 다이버시티 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 제1 안테나에 정합하는 제1 레이크 수신기와 상기 제1 세트의 다경로 에코를 결합하여 제1 값을 얻는 단계는 상기 제1 다경로 에코 세트의 상기 다경로 에코 각각을 상기 제1 안테나와 관련된 제1 세트의 다경로 전파 채널의 상응하는 채널 추정값과 곱하여 제1 필터링된 다경로 에코 세트를 얻고, 상기 제1 세트의 필터링된 다경로 에코를 합산하여 상기 제1 값을 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 방법.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 제2 안테나에 정합하는 제2 레이크 수신기와 상기 제1 세트의 다경로 에코를 결합하여 제2 값을 얻는 단계는 상기 제2 다경로 에코 세트의 상기 다경로 에코 각각을 상기 제2 안테나와 관련된 제2 세트의 다경로 전파 채널의 상응하는 채널 추정값과 곱하여 제2 필터링된 다경로 에코 세트를 얻고, 상기 제2 세트의 필터링된 다경로 에코를 합산하여 상기 제2 값을 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 방법.
  10. 제 7 항에 있어서,
    상기 제1 안테나에 정합하는 제1 레이크 수신기와 상기 제2 세트의 다경로 에코를 결합하여 제3 값을 얻는 단계는 상기 제2 다경로 에코 세트의 상기 다경로 에코 각각을 상기 제1 안테나와 관련된 제1 세트의 다경로 전파 채널의 상응하는 채널 추정값과 곱하여 제3 필터링된 다경로 에코 세트를 얻고, 상기 제3 세트의 필터링된 다경로 에코를 합산하여 상기 제3 값을 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 방법.
  11. 제 7 항에 있어서,
    상기 제2 안테나에 정합하는 제2 레이크 수신기와 상기 제2 세트의 다경로 에코를 결합하여 제4 값을 얻는 단계는 상기 제2 다경로 에코 세트의 상기 다경로 에코 각각을 상기 제2 안테나와 관련된 제2 세트의 다경로 전파 채널의 상응하는 채널 추정값과 곱하여 제4 필터링된 다경로 에코 세트를 얻고, 상기 제4 세트의 필터링된 다경로 에코를 합산하여 상기 제4 값을 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 방법.
  12. 제 7 항에 있어서,
    상기 제1, 제2, 제3 및 제4 값을 디코딩하여 상기 제1 및 제2 송신 심볼의 추정값을 생성하는 단계는 상기 제1 값과 제4 값을 가산하여 상기 제1 송신 심볼에 대한 상기 추정값을 얻고, 상기 제2 값과 제3 값을 결합하여 상기 제2 송신 심볼에 대한 상기 추정값을 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 방법.
  13. 다이버시티 수신기에 있어서:
    공간-시간 코드에 따라 인코딩되며 제1 및 제2 송신 안테나로부터 송신되는 제1 및 제2 송신 심볼을 나타내는 결합된 수신 신호를 제1 및 제2 심볼 주기 동안 수신하기 위한 안테나;
    상기 제1 심볼 주기와 관련된 상기 결합된 수신 신호의 제1 다경로 에코 세트, 및 상기 제2 심볼 주기와 관련된 상기 결합된 수신 신호의 제2 다경로 에코 세트를 역확산시키기 위한 복수의 역확산기;
    상기 제1 안테나에 정합하여, 상기 제1 및 제2 세트의 다경로 에코를 결합하여 제1 및 제2 값을 얻기 위한 제1 결합기;
    상기 제2 안테나에 정합하여, 상기 제1 및 제2 세트의 다경로 에코를 결합하여 제3 및 제4 값을 얻기 위한 제2 결합기; 및
    상기 제1, 제2, 제3 및 제4 값을 선택적으로 결합하여 상기 제1 및 제2 송신 심볼에 대한 추정값을 얻기 위한 디코더를 포함하는 다이버시티 수신기.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 제1 및 2 결합기는 레이크 수신기인 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신기.
  15. 삭제
  16. 삭제
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