JPH11514443A - 超音波流量計におけるデジタル式流速測定 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 超音波信号が移動流体中を流れに沿って伝播した場合と逆らって伝播した場合の伝播時間の差を測定することによって、その流体物（Ｆ）の流速を測定する方法および装置（６０）記述されている。この装置（６０）は各方向において、１つの超音波トランスデューサ（６２）から発信された超音波束が他方のトランスデューサ（６３）で受信されるまでに要した時間を計算する。ここで用いられた方法は、受信された波形を量子化し、波形の標準的なテンプレートと比較することにより波形の特長を連続的に特定することからなる。これら特長の時間における位置は、高速クロック（７０）によって決定される。そして、その結果は加重演算に用いられ、トランスデューサにおける波形到着時間が決定される。

Description

【発明の詳細な説明】 超音波流量計におけるデジタル式流速測定 発明の背景 本発明は、移動流体の流速を測定する装置であって、超音波とデジタル式の速 度計測を用いたものに関する。 関連技術の説明 超音波信号が移動流体中を流れに沿って伝播した場合と逆らって伝播した場合 の伝播時間の差を測定することによって、その流体物の流速を測定する方法が既 に確立している。このような目的で利用される超音波信号は通常、異なる振幅の ピークを有するシヌソイド状波束が用いられている。その波束の一例が図３に示 してあり、これは電気的に受信された超音波信号４０を図示する。この信号の到 達時間を正確に測定するために、一般に２つの固有の問題が含まれると考えられ ている。 その第一は、時間基準として用いられる受信信号の特定部分をどのように認識 すべきかという固有の問題がある。通常、信号が１サイクルの中で信号軸４２と 交差する「ゼロ交差」がその基準として、選択される。一般に、特定のゼロ交差 は、受信信号４０の最大値４１の大きさを基準にして選択されるが、この方法に はいくつかの問題がある。最大ピーク４１の大きさが、相当に変化しかつ信号が 伝播する条件に依存するというのが第一の問題点である。例えば、ＰＶＤＦのよ うな圧電気材料で形成された超音波トランスデューサーが用いられた場合、ピー ク４１の大きさは、流体温度が＋６０〜−２０℃で変化するのに伴って、３０の 要素だけ変化し得る。むしろより重要なことは、導管中を伝播する波束に関し、 最大ピーク４１が発生する部分における受信信号４０の固有サイクルが、しばし ば変化し、温度や周波数といった条件に依存するということである。これは、必 ずというわけではないが、しばしば二次音響モードが受信信号の主要部分を形成 しているところで信号の最大値が発生していることに起因している。一般に二次 およびそれより高次の音響モードによる影響を図示した一例が、図３の４３であ る。これらの二次モードは平面波（一次モード）よりもはるかに温度や周波数に 影響を受けやすい。ひとつの波束の中に同じ振幅をもつピークが２つある場合は 、ゼロ交差法では特に対応が困難となる。 第二の問題点は、特定のゼロ交差の到着時間の測定に関することで、ここでの ゼロ交差は一般に時間測定検知器における最大ピーク４１の直後に起こる時間軸 に対するゼロ交差４４である。波束の到着時間の正確さは、通常１クロックパル スに制限され、この時間幅は計測の不確定性につながる。 公表特許公報ＷＯ９３／００５６９、発明の名称「電子流量メータ」によれば 、上記問題の解決策を具体化した音響波束の検知手法およびその流速測定装置が 開示されている。この手法はゼロ交差を検知するために包絡線検知手法やアーミ ング方法を用いている。公表特許公報ＷＯ９３／００５７０およびＷＯ９４／２ ０８２１は、上述のごとく受信される波束に多大な影響を与え、その結果タイミ ング異常をもたらす高次元の音響モードの伝播を低減する別々の手法を開示して いる。米国特許第５，２０６，８３６号は、単独のゼロ交差に関する線形回帰に より波束が到達したことを認識するデジタル手法を開示している。 発明の要約 本発明の目的は、超音波信号の一部分を認識し、その信号が検出器に到達する タイミングを測定可能とする、超音波タイミング式測定装置とその方法を供給す ることにある。 本発明の第一の実施態様は、第一の周波数で発信された音響波束のトランスデ ューサにおける到着時間を検知する方法を開示するものであり、その方法は次の ステップ、 （a）サンプル周波数でトランスデューサから出力されたアナログ信号をデジタ ル信号に変換し、 （b）音響波束に対するトランスデューサのレスポンスに対して、当該デジタル 信号データの測定部分を決定し、 （c）当該レスポンスの対応する複数の測定セグメント［信号レベル値（Ｖ）］ について、上記測定部分から複数の勾配（Ｓ_i）を求め、 （d）少なくとも選択された勾配（Ｓ_i）から、音響波束の到着時間（ｔ）を決定 するステップから構成される。 一般に、この方法は上記ステップ（c）と（d）の間に、さらに次のようなステ ップ、 （ca）選択されたセグメントに関して、レスポンスが信号レベル値（Ｖ）と交差 した時間を示す対応測定時間（Ａ_i）を決定するステップから構成され、ここで ステップ（d）は当該対応測定時間（Ａ_i）から到着時間（ｔ）を決定するステッ プを含む。 好適には、ステップ（c）と（ca）の間に、さらなるステップ、 （caa）測定部分における各セグメントの測定位置を決定するために、当該勾配 （Ｓ_i）を対応する一連の勾配基準（Ｐ_i）と照合するステップを含み、ここでス テップ（ca）は当該対応測定位置から対応測定時間（Ａ_i）を決定するステップ を含む。 一般に、ステップ（c）は、各測定セグメント（ｉ）に（ｋ）ポイントからな る一連のデジタル信号データを振り分けるステップからなり、各測定セグメント （ｉ）は信号レベル値（Ｖ）のいずれか一方側にある隣接した２点の周囲の中央 にあり、さらにステップ（c）は、ポイントの各対を直線上に適合させて、各直 線の勾配（Ｓ_i）を決定するステップを含む。有利なのは、直線が隣接する２点 を結んだものからなる場合である。好適には、（ｋ）の値は、第一周波数に対す るサンプル周波数に関連し、また測定部分におけるデジタル信号データの後に続 く間隔に関連している。一般的には、（ｋ）は、１サイクル当たりのポイント数 の１／８に等しい。 好適な構成にあっては、一連の勾配基準の各勾配（Ｐ_i）は、波束中の信号極 性の転移位置を記す特定の位置パラメータ（ｎ）に関連し、このパラメータ（ｎ ）は波束の開始と特定の信号極性転移の間の波の半周期数に対応する。 好適な実施例では、ステップ（ｄ）が次のサブステップからなり、 （da）対応の位置パラメータ（ｎ）に基づき、各測定時間（Ａ_i）に加重因子（ Ｗ_i）を割り当て、 （db）到着時間（ｔ）を決定するために用いる測定時間（Ａ_i）を選択（ｍ）し 、 （dc）（ｍ）個の選択された測定時間（Ａ_i）の隣接する時間間隔から平均の半 周期（τ）を決定し、 （dd）（ｍ）個の選択された測定時間（Ａ_i）のそれぞれに関して、トランスデ ューサでの推定の波束到着時間を、式ｔ_i＝Ａ_i−ｎ・τによって求め、 （de）各測定時間と対応の推定到着時間（ｔ_i）に割り当てられた加重因子（Ｗ_i ）の積を、（ｍ）個の測定時間（Ａ_i）に関して合計し、 （df）（ｍ）個の加重因子（Ｗ_i）合計によりステップ（de）から得られた合計 を割って音響波束の到着時間（ｔ）を決定する。 一般に、各加重因子（Ｗ_i）は各対応セグメントの勾配（Ｓ_i）に比例する。一 般に、ｍは２から２０の値をとり、ｍの好適な値は６である。 好都合なのは、ステップ（db）は、測定時間、基準となる一連の勾配（Ｐ_i） との精密な調和、および高次元の音響モードから測定位置の影響を排除すること のいずれかによって測定時間（Ａ_i）を決定するステップを有する。 好適な実施例では、サンプル周波数は、音響波束を発生するために用いられ、 好適には第一の周波数がサンプル周波数の約数となる。 一般に、信号レベル値は、測定部分の事前に受けたデジタル信号データの平均 から導かれる。またステップ（ａ）は、一般に信号の連続的に変換するステップ からなる。 本発明の第二の実施態様によれば、２つの超音波トランスデューサ間を伝播す る音響波束の伝播時間を決定する方法を開示するものであり、その方法は、 （e）所定の振動数で作動するクロックを始動し、 （f）クロックの転送と同時に、 （fa）所定の振動数より低い第一の周波数で、音響波束を発信するよう一方の トランスデューサを活性化し、 （fb）他方のトランスデューサで、後の波束の到着を検知するためにタイミン グ基準としてクロックを維持し、 （g）第一の構成と同じ方法で波束の到着時刻を決定するステップを含み、ここ でサンプル周波数はクロックで供給される所定の周波数で、測定位置を含むデジ タル信号データはメモリに記憶されており、音響波束の発生後、メモリ内のアド レスが時間を特定し得るように、連続するサンプルにつきデジタル信号データの アドレス決定がクロックにより変えられる。 一般に、複数の音響波束が伝播し、最初の伝播を除いて、すべての後続の音響 波束の伝播は、ひとつ前の音響波束の受信に同期する。通常、特定の音響波束が 送信されると、遅延時間がカウントされ、この遅延時間が経過した後で、上記特 定の音響波束に対応する測定部分が次に信号レベル値と交差したときに、次の音 響波束は発信される。 別の構成では、各トランスデューサから同時に音響波束が送出され、他方のト ランスデューサにより受信され、各音響波束の伝播時間が決定される。通常、こ のような構成では、ステップ（a）ではさらに、各トランスデューサから出力さ れるアナログ信号から変換されたデジタル信号間の位相差を補正するステップを 含む。 本発明の第三の実施態様では、移動流体の速度を測定するシステムが開示され ており、そのシステムは、 流速を測定すべき流体が通過する測定導管と、 当該導管内に配置され、互いに超音波信号を伝送するよう構成された２つの超 音波トランスデューサと、 少なくとも１つのトランスデューサを励起して、第一の周波数で他のトランス デューサに向かって伝播する音響波束を発生する伝播手段と、 少なくとも他方のトランスデューサに接続され、音響波束を検出し、少なくと も他のトランスデューサから出力されるアナログ信号をデジタル信号に変換する とともに、デジタル信号データを記憶する（第一の）メモリを有する受信手段と 、 受信手段に接続され、流速を決定するプロセッサ手段を有し、当該プロセッサ 手段は、 他のトランスデューサの音響波束に対するレスポンスに対応したデジタル信号 データの測定位置を決定する第一の手段と、 上記レスポンスにおいて、ほぼ信号レベル値（Ｖ）を有する複数（ｉ）の測定 セグメントについて、上記測定部分から複数の勾配（Ｓ_i）を決定する第二の手 段と、 少なくとも選択された勾配（Ｓ_i）から、音響波束の到着時間（ｔ）を決定す る第三の手段から構成される。 通常、このシステムはさらに、選択されたセグメントに関して、上記レスポン スが信号レベル値と交差する時間を示唆する対応の測定時間（Ａ_i）を決定する 第四の手段を有し、ここで第三の手段は対応の測定時間（Ａ_i）から到着時間（ ｔ）を決定する。 上記システムは、基準信号を記憶するために、プロセッサ手段に接続された（ 第二の）メモリを有するのが好ましく、このプロセッサ手段は測定部分中の各セ グメントの測定位置を決定するために上記基準信号の各部を測定部分に調和させ るべく配置された第五の手段を有し、ここで上記測定時間（Ａ_i）は対応する測 定位置の１つを用いて決定される。 好都合なのは、このシステムは、少なくとも他のトランスデューサからのアナ ログ信号の振幅を補正する手段を有し、その振幅はある範囲、好適には信号レベ ルの各側に等しく配置した範囲にあり、信号レベル値は、好適には測定部分の前 にある他のトランスデューサからの出力の平均である。 通常、いかなる構成であっても、サンプル周波数は５００キロＨｚから１０ギ ガＨｚの間である。好適なサンプル周波数は１０メガＨｚである。 一般に、いかなる構成であっても、第一の周波数は２０キロＨｚから５メガＨ ｚである。最も好適な第一周波数は１２５キロＨｚである。 本発明の幅広い実施例によれば、第一の周波数で伝播した音響波束のトランス デューサでの到着時間を検知する方法と、トランスデューサで検知された音響波 束の第一周波数からの逸脱を補正することによって特長付けられる方法を開示す るものである。 図面の簡単な説明 本発明の数多くの好適な実施例が以下の図面を参照して記述されており、 図１は流体物の中に配置される２つの超音波トランスデューサを図示しており 、超音波伝播は詳述する実施例のごとく流体物の流速度を測定するために用いら れる。 図２は好適な実施例の機能的単位を構造的ブロックダイアグラムで表現したも のである。 図３は図１の超音波トランスデューサが発信する典型的な超音波波形を図示し たものである。 図４は好適な検知方法のための情報フローダイアグラムである。 図５は詳述する実施例で用いられる信号増幅とデジタル化プロセスを示したも のである。 図６はデジタル化波形の増加したゲインの効果を示すものである。 図７は第一の実施例に関する電気回路ブロック図である。 図８は図７のマルチプレックサの概要図である。 図９はいわゆるリングアラウンド方法を用いた第二の実施例のブロック図であ る。 図１０Ａと１０Ｂは図９の実施例におけるトランスデューサに関する一連の発 射を図示したものである。 図１１Ａと１１Ｂは図９の実施例にある２つのトランスデューサドライバに関 する図１０Ａと１０Ｂの一連の発射のタイミングを図示したものである。 図１２は２つのトランスデューサが同時に発信する第三の実施例のブロック図 である。 図１３は詳述の実施例で用いられるマイクロプロセッサの一部分を図示したも のである。 本発明の最良実施態様およびその他の実施態様 図１は、２つの超音波トランスデューサＴ１およびＴ２を示し、各々は送信器 または受信器として作動することができ、測定すべき液体の流速（ｖ）の流体物 Ｆが流れるシリンダ状測定チャンバＣの軸方向に沿って配置されている。測定チ ャンバＣは、図２に概略示した全体の測定回路３０の一部分である。 測定回路３０は、メインバス３７で接続されたマイクロエレクトロニクスユニ ット３１とリンクする制御マイクロプロセッサ３３を含み、マイクロエレクトロ ニクスユニット３１は特別な電気回路を含み、トランスデューサＴ１、Ｔ２に接 続され、さらに測定すべき流体Ｆの温度を計るために測定チャンバＣに配置可能 な温度プローブ３２に接続されている。バッテリユニット３６はマイクロプロセ ッサ３２とマイクロエレクトロニクスユニット３１に電力を供給し、後者はトラ ンスデューサＴ１、Ｔ２への信号を作成すると共に、これらトランスデューサＴ １、Ｔ２からの信号を受信し、超音波波束が飛行（伝播）する各々の時間を決定 する。マイクロプロセッサ３２は複数の伝播時間を平均し、表示バス３８を通じ て液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）３４に表示する流速を計算する。通信インターフ ェイス３５は流速やその他のデータを適当なデータ収集システム（図示せず）に 転送するためのものである。このデータ収集システムは公知のものであり、たと えぱ上述の国際公表特許公報ＷＯ９３／００５６９で開示されている。 超音波信号の流体の流れに沿った方向の測定伝播時間と流体の流れに逆行する 方向の測定伝播時間から、流体流速度は次式で導かれる。 ｖｆ＝０．５Ｌ（１／Ｔｄ−１／Ｔｕ） ここで、ｖｆ＝測定導管内の流速 Ｌ ＝は測定導管の長さ Ｔｄ＝音響パルスの下流向けの伝播時間 Ｔｕ＝音響パルスの上流向けの伝播時間 したがって、好適な実施例によれば、正確な伝播時間を測定することが流速を 決定に際しての核心的な任務となる。好適な実施例では、短い音響パルス列が測 定管の一方の端にある超音波トランスデューサから送信され、他方の端にある同 様のトランスデューサがこれを検知（受信）する。ゲイン可変式の増幅器を通過 した後、受信信号はＡ／Ｄコンバータにより１０ＭＨｚの割合でデジタル化され て、受信データを得る。受信データは４キロバイトの高速ランダムアクセスメモ リ（ＲＡＭ）に入力される。要求された正確さを確保するためには、音響信号の 到着時間は約１ナノ秒以内、すなわちサンプルをデジタル化する時間の１％以内 に決定されなければならない。したがってデジタル化された信号の地点間で補間 することが望ましい。それは、静止信号レベル近傍の帯域の受信データに関し線 形回帰を施し、こうして得られた複数交差を用い、受信信号の周波数の情報と共 に、数多くの別の到着時間に関する計算を行うことによりなされる。これらの結 果の加重平均として、音響伝播時間が最終的に推定される。測定の不確定性を削 減するために、好適な実施例の中に数多くの特徴が含まれている。 第一に、使用されるＡ／Ｄコンバータは８ビットデバイスで、受信信号の中央 部のほぼ１／３の部分をカバーするウィンドウ上で機能するだけのものだから、 実効的な変換精度が８ビットから（８＋ｌｏｇ₂（３））ビット、すなわち９． ６ビットに上がる。このような構成が好適なのは、シヌソイドの中央部分からは ずれたデータポイントは、タイミング情報より振幅情報をより多く有しており、 よってタイミング測定にはあまり有用ではないためである。 第二に、伝播トランスデューサのためのパルス発生器は１０ＭＨｚクロックに 直接的に接続されている。すべての結晶クロックがある程度波形が乱れることは 避けられず、もし単一のクロック転送により別の不安定な発振器が起動されるな らば、波形の乱れによる相当な不確定性が測定値に入ってくることになる。音響 パルス発生器による各伝播について１０ＭＨｚクロック信号の一端に合わせるこ とにより、クロックの乱れによる効果はかなり平均化される。 第三に、共鳴は弱くともトランスデューサは共鳴装置である。但し、その共鳴 は弱い。そのため受信信号の周波数は駆動信号のものと同一でないこともある。 ここに詳述する適用条件において、受信振動数が伝播振動数と１０％異なれば、 補正はなされず、すべての流量範囲で、上下０．３５％のばらつきが生じる。多 くの超音波トランスデューサの共鳴振動数は、温度とともにかなり変動し、受信 信号の始まりの到着時間を計算する上で、発振周期は伝播周波数と同一ではない と考えられ、むしろ受信波形データから導かれる。 気体の流速を測定し、流速から流量を測定し、この結果を表示する方法の利点 を実現する一つの実施例が、図７に示されている。 図７において、測定システム６０は、流体の流れを測定するためのパイプ体６ １、パイプ体６１内に所定の距離を置いて配置され、超音波信号を送信および受 信するための２つのトランスデューサ６２、６３、バッテリユニット６４（図面 を明瞭にするために図示されていないが、その接続は従来より十分理解されると ころである）、マイクロプロセッサ６５、液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）６６、シ リアル通信インターフェイス６７、トランスデューサを駆動し、トランスデュー サから受信し、超音波伝播時間を計測する測定回路６８、およびパイプ体６１内 の温度を測定するプローブ１０１から構成されている。 マイクロプロセッサ６５は、好適には、フォン・ノイマン構造の１６ビットデ バイスで、４キロバイトの読出し専用メモリ（ＲＯＭ）と２５６バイトの内蔵ラ ムを有している。さらに、マイクロプロセッサ６５に収容されているのは、ユニ バーサル型の非同期式送受信器（ＵＡＲＴ）、電流電源を有するアナログ−デジ タル・コンバータ（以下、μＡＤＣという）、イベントカウンタとして利用可能 な割り込みを有するタイマ、および３２．７６８キロＨｚで信号を発振する最新 デバイスである監視型タイマ水晶発振器から構成される。後者はリアルタイムク ロックとして用いられ、周波数固定ループ技術により増幅させると、マイクロプ ロセッサ６５のクロックとして利用される。 ＬＣＤ６６は、既知の方法でマイクロプロセッサ６５に接続するドライバを備 えている。 マイクロプロセッサ６５で制御され、測定システム６０に較正情報を与える、 電気的に消去可能でプログラム可能な読出し専用メモリ（ＥＥＰＲＯＭ）７２が 、システムバス７９に接続されている。 シリアルインターフェイス６７によりシステム６０は、光学的リンクまたはＭ バスのような他の適当なコミュニケーションバスを通じて外部装置と接続できる 。バッテリユニットは、好適には単一のＤサイズリチウム電池を有する。 制御可能な水晶発振器７０と水晶７１は、好適には１０ＭＨｚの高周波数クロ ックを、クロックバス９９を介して、高速度（フラッシュタイプ）のアナログ− デジタル・コンバータ８５（以下、フラッシュＡＤＣという）、およびメモリ制 御ロジック７４へ供給する。メモリ制御ロジック７４はアドレスカウンタ７６と 読み／書き制御ロジック７５を有する。発振器７０は流速測定と安定に要する時 間の前に始動し、時間を計測する。必要のない場合は、節約のため電源を切る。 トランスミットクロック発生器（トランスミットカウンタ）８０は、バス７９と ９９に接続され、高周波クロックを分けてトランスミットパルスシーケンス発生 器８１にクロック信号１００を供給する。個々のトランスミットクロックパルス からなる高周波のクロックサイクル数を変えることにより、伝播周波数はマイク ロプロセッサ６５の制御により変化させることができる。 トランスミットパルスシーケンス発生器８１は、ビットパターンを保持するシ フトレジスタで形成され、計時されている時、トランスミットパルスシーケンス を発生する。ビットパターンは、バス７９を介してシーケンス発生器８１にも接 続されているマイクロプロセッサ６５により初期化される。シフトレジスタに、 より多くのビットを保持させ、より高周波のクロックを使うことにで、より複雑 な波形を生成することが可能である。出力信号端は高周波クロックと同調してい る。フラッシュＡＤＣ８５を制御する同一クロックで時間制御されたトランスミ ットシーケンスを有することにより、伝播開始時の量子化エラーを回避すること が できる。 トランスミットパルスシーケンスは、４つのトライステートドライバ９４〜９ ７に供給される。これらのドライバは、９４と９５、９６と９７による２つの対 をなし、各々の対はトランスデューサ６２と６３の異なる一方に接続される。ド ライバの対（例えば９４と９５）が超音波信号を送信しようとするトランスデュ ーサ（６２）に接続されており、他方の対（９６，９７）が高インピーダンス状 態にあったとき、これに接続されているトランスデューサ（６３）を受信器とし て動作することができる。ドライバの対（９４，９６）の２つの出力部は、一方 が高くなるときには他方が低くなるというように逆位相で駆動される。こうして 駆動信号をトランスデューサ（６２）へ２度効果的に供給することができる。 音響信号を受信したとき、超音波トランスデューサ６２，６３の各々は、回路 中の他のものにとっては、異なる電流電源のようにふるまう。 音響信号を受信できるようにするためには、トランスデューサ６２，６３の各 々は２つのアナログマルチプレックサ９２，９３に接続され、これにより対応す る電流集積プリアンプ９０，９１に接続される。アナログマルチプレックサ９２ ，９３の概略が図８で示されている。マルチプレックサ９２，９３は、２つの異 なる超音波入力源のうちの一方を選択して、プリアンプ９０，９１の入力端子に 接続される。オフ状態のスイッチはトランスデューサの駆動信号を受信する。 各々のプリアンプ９０，９１は、対応するトランスデューサ６２，６３からそ れぞれ出力される２つの直流信号の差異を増幅する。こうして共通モードの信号 をキャンセルすることにより、両方の入力に発生する干渉による効果を最小限に 止めることができる。プリアンプ９０，９１はＤＣバイアスを、アナログマルチ プレクサ９１，９３、および順に対応のトランスデューサ６２，６３に供給する 。 プリアンプ９０，９１のゲインは十分に高く、唯一のノイズ源が前端のプリア ンプにあることを保証している。信号は、プリアンプの段階でノイズの振幅を低 減するために低域フィルタにかけられる。一方の極性を約６５キロＨｚに維持す ることが都合よい。 差動増幅器８９は、プリアンプ９０，９１の出力を合計し、可変ゲイン増幅器 ８３に入力する。可変ゲイン増幅器８３は、マイクロプロセッサ６５から出力さ れるゲイン制御信号８２に制御され、ＯｄＢから６０ｄＢの信号増幅範囲を与え る。このような範囲が要求されるのは、受信信号の振幅が超音波信号の方向や流 速、流量および温度に関して変化するためである。 増幅器８３から出力された受信信号は、次に８０キロＨｚから１７０キロＨｚ で動作するバンドパスフィルタ８４によってフィルタにかけられる。フィルタ８ ４の出力は基準電圧を中心とするＤＣレベルを有し、一般にはバッテリユニット ６４の供給電圧の約半分である。 バンドパスフィルタ８４はフラッシュＡＤＣ８５に出力するが、フラッシュＡ ＤＣ８５は好適には８ビットの分解能を有する。フラッシュＡＤＣ８５は、発振 器７０が発生する高周波クロック（すなわち１０ＭＨｚ）と同一のサンプリング 速度で、受信信号をデジタル信号に変換する。フラッシュＡＤＣ８５の波形に関 する動作が、図５に示されている。受信信号がＴｏｐ Ｒｅｆ（すなわち上位基 準）とＢｏｔｔｏｍ Ｒｅｆ（下位基準）と指定された信号レベルの間にあるな らば、そのデジタル値がこの位置での測定値となる。信号が上位基準を越えた場 合の出力はＦＦ（Ｈｅｘ）で、下位基準より小さいときの出力は００（Ｈｅｘ） である。 上位基準は回路８７が発生するＤＣレベルであり、この回路はフラッシュＡＤ Ｃ８５に上位基準電圧を供給する。下位基準は回路８８が発生するＤＣレベルで あり、この回路はフラッシュＡＤＣ８５に下位基準電圧を供給する。上位基準と 下位基準の間の距離は、好適には、増幅された受信信号が大きな歪みなく得られ る最大の高さの０．３７５倍に設定される。これらの電圧の位置は、信号が最大 の高さにある時、中心にくるよう設定して、増幅器８３，８７，９０および９１ が波形のピークにクリッピングを生じたり、ピークを歪めることのないようにし なければならない。クリッピングは、処理された受信信号にＤＣオフセットを導 入するので、増幅器８３、８７、９０、９１によりクリッピングを排除すること が重要なのである。 信号基準８６は、上位基準および下位基準の信号レベルから生成されたＤＣレ ベルであり、その２つの電圧レベルの中央に位置している。信号基準８６は、上 述のバンドパスフィルタ８４の出力用ＤＣバイアスとして用いられる。 フラッシュＡＤＣ８５によるデータサンプルは、好適には３２キロビットの容 量を有する高速スタティックメモリ（ＳＲＡＭ７７）とバッファラッチ７３が接 続する信号データバス７８に出力される。このメモリは受信信号の一部の波形を 記憶するためのものである。 記憶読み書き制御ユニット７５は、高速メモリ７７に必要な読み書きパルスを 生成する。制御ユニット７５内にあるアドレスカウンタ７６は、高速メモリに接 続し、対応するロジックを含む１２ビットカウンタを有する。 フラッシュＡＤＣ８５からの波形データは、アドレスカウンタ７６と記憶読み 書き制御ロジック７５の管理の下で、高速メモリ７７に格納される。メモリ７７ は２つの動作モードを有する。 「測定モード」では、データがフラッシュＡＤＣ８５からスタティックメモリ ７７にリアルタイムで転送される。１バイトは高周波クロックの各サイクル毎に 転送され、１秒間あたり１０Ｍバイトの転送率となる。アドレスカウンタ７６は メモリ７７にアドレスを付与する。このモードでは、処理する毎に自動的にアド レスカウンタ７６は更新される。これは、超音波信号の送信後に波形がサンプル 抽出された時間とアドレスが１対１で対応しているということを意味する。 「処理モード」では、マイクロプロセッサ６５によるデータの呼び出しおよび 処理が行われる。マイクロプロセッサ６５と選択アドレスの間は、単にアドレス カウンタ７６に必要なアドレスを付与することで、データをやり取りすることが できる。マイクロプロセッサ６５により高速メモリを読み書きする毎に、アドレ スカウンタ７６が更新される。したがって、一連のアドレスからのデータは、最 初のアドレスをアドレスカウンタ７６に与えることで、別のアドレスに一連の情 報を読み書きすることができる。メモリ７７とマイクロプロセッサ６５間のデー タ転送はバッファラッチ７３を介する。マイクロプロセッサ６５は、ラッチ７３ に読み書きし、メモリ７７を直接には行わない。このようにすると、より遅いマ クロプロセッサ６５がデータを読み書きしているほとんどの時間、メモリ７７を 低電力状態に維持することができる。 マイクロプロセッサ６５の一部のみの構造を図示した図１３を参照すると、流 体温度は、抵抗温度センサ１０１を駆動して、マイクロプロセッサ電流電源６９ によって測定される。電流電源６９の大きさは外部抵抗１０２によってプログラ ムされている。よって抵抗温度センサ１０１からの入力は、電流電源６９と同一 手法でバッテリユニット６４により供給される供給電圧を参照することができ、 これにより相対的測定が可能になる。 上述の通り、マイクロプロセッサ６５は、アナログ入力を受信するコンパレー タ１０４からなるμＡＤＣ１０３と、後継概算レジスタ１０５、およびデジタル アナログコンバータ（ＤＡＣ）１０６を含んでおり、構成は公知の技術である。 双方向バッファ１０７により、変換データをマイクロプロセッサ６５の内部バス １０８にカップリングできる。 温度測定に際しては、電圧はセンサ１０１から直接得られ、μＡＤＣ１０３の アナログ入力部に供給される。センサ１０１は電流電源６９により電力供給され る抵抗温度センサである。電流電源６９の大きさは電源電圧の一つの関数であり 、外部抵抗１０２によって次式でプログラムされている。 Ｉ_source＝（０．２５・Ｖｄｄ）／Ｒ_ext. 抵抗温度センサ１０１からの入力は、電流電源６９と同様に供給電圧が参照され る。 Ｖ_in＝（０．２５・Ｖ_dd）・（Ｒ_sens／Ｒ_ext） （１） ここで、Ｒ_sensはセンサ１０１で、温度により抵抗要素が変化する。 μＡＤＣ１０３の出力は供給電圧の線形関数である。 Ｖ_DAC＝（ａ＋Ｋ・Ｎ）・Ｖ_dd （２） ここで、ａとＫは既知の定数で、ＮはＤＡＣ１０６の係数である。 コンパレータ１０４は、ＤＡＣ１０６の出力とセンサ１０１からの電圧を比較 する。こうして Ｖ_DAC＝Ｖ_inとなるようにＮの値を決定する。 測定されたＮは、温度補正計算のためにバッファ１０７を通じて出力される。 Ｒ_sensの測定は相対的なものとなる。等式（１）（２）を組み合わせ、計算から 供給電圧を取り除くと、次のようになる。 （０．２５・Ｖ_dd）・（Ｒ_sens／Ｒ_ext）＝（ａ＋Ｋ・Ｎ）・Ｖ_dd Ｒ_sens＝（ａ＋Ｋ・Ｎ）・４・Ｒ_ext バッファ１０７はまた、自動ゲインコントロールとしても利用され、それによ ってマイクロプロセッサ６５が適当な値を決定し、それがバッファ１０７を介し てＤＡＣ１０６へ入力される。そしてＤＡＣ１０６は直接変換を行い、ゲインコ ントロール電圧８２を供給する。スイッチ１０９は温度機能をゲインコントロー ル機能から分離するために設けられている。一つ以上のサンプルの範囲で、温度 が比較的に安定していて、ゲインコントロールを決定すべき場合は、流量測定さ れていないときに温度機能が実行される。 その他の構成としては、マイクロプロセッサ６５のパラレルまたはシリアル（ すなわちＩ²Ｃ）な出力で、外部ＤＡＣ（図示せず）駆動し、直接にゲインコン トロール電圧８２を供給することができる。 電力節約はバッテリの寿命を長くするのに重要なことである。できる限り、回 路を低電力消費の状態に維持することで、電流消費は軽減される。アドレスカウ ンタ７６を、ウェイクアップ遅延カウンタとして兼用すれば、この電力節約に貢 献するよう用いることができる。 仮にアドレスカウンタ７６がゼロ以外の値で初期化された場合、カウンタ７６ からのキャリィをマイクロプロセッサ６５に対する起動用交差として用いること ができる。マイクロプロセッサ６５は、プリアンプ９０，９１、差動増幅器８９ 、可変ゲイン増幅器８３、バンドパスフィルタ８４から構成されている信号パス 回路を立ち上げ作動し、メモリ７７とフラッシュＡＤＣ８５を駆動する。そして データが収集されている間、マイクロプロセッサ６５は低電力消費モードに戻る 。 測定システム６０の構成を以上のように説明したが、次に情報の流れと図７の 実施例の多くの方法ステップの概略を示した図４を参照しながら、伝播時間の測 定について、詳細に記述する。 ポイント（１）では、発振器７０で生成した１０ＭＨｚクロック信号が、タイ ミング基準情報を与える。ポイント（２）では、測定を開始するため、１０ＭＨ ｚクロックを用いてカウンタ８０と発生器８１が、マーク／スペースの間隔が同 一の３つの矩形波の列を生成し、この矩形波が測定導管６１内にある伝播トラン スデューサに伝送されて超音波信号を発生させる。本例では、超音波信号は、好 適には約１２５キロＨｚの周波数を有し、超音波信号の各サイクルには１０ＭＨ ｚクロックが８０サイクルが入る。伝播信号を生成するために１０ＭＨｚクロッ クを利用するのは、伝播波形のタイミングが正確に知られているためである。ポ イント（３）では、伝播信号と同一のクロック転送で起動し、アドレスカウンタ ７６は作動する。こうして、メモリ７７のためのシーケンスアドレスを、１つの アドレスに対して１００ｎｓの速さで生成するよう、同期カウンタが利用される 。 図４のポイント（７）で図示し、上述したように、好適なアナログ波形を有す る受信トランスデューサの出力が、フラッシュＡＤＣ８５を通過し、そこで１０ ＭＨｚクロックの転送を契機として、デジタル形式に変換される。こうしてメモ リ７７は、１００ナノ秒毎に１バイトの割合で、アドレスカウンタ７６からアド レス管理情報を、フラッシュＡＤＣ８５からそのデータを受信する。したがって 、スタティックメモリ７７は、４０９．６マイクロ秒のデジタル化された波形を 記録することができる。トランスミットが始まった後、音響波束がまだ測定導管 内６１を伝播している間は、フラッシュＡＤＣ８５とスタティックメモリ７７は 作動中であり、最初ＤＣレベルにあった入力データはスタティックメモリ７７に 書き込まれ始める。 電力を節約するために、マイクロプロセッサ６５はスタティックメモリを作動 せず、音響信号の予定到達時間の少し前になってから起動し始める。条件が変更 されたり、信号が得られなかった場合は、より従来的な設定で測定が反復される 。受信波形の必要な部分は４０９．６マイクロ秒よりはるかに短いので、アドレ スカウンタ７６を反転して、スタティックメモリに一連の上書きしても、何ら問 題はない。 伝播トランスデューサから発生した音響波束は、測定導管６１に沿って伝播し 、そして５００マイクロ秒後（導管の長さが１７５ミリメートル、天然ガスの網 目システムの音速が３５０メートル／秒の場合）、音響波束は受信トランスデュ ー サで受信され、受信トランスデューサの出力として図３で示したようなアナログ 電気信号を得る。この信号は、１つの可変ゲイン段階を含む多数の段階で増幅さ れ、その結果、ポイント（５）で示したように、標準化された最大振幅の既知の 信号を得る。ゲインが変化するのは、以下に詳述するところに由来する。こうし て音響波束はフラッシュＡＤＣ８５によって変換され、スタティックメモリ７７ によって記憶される。 マイクロプロセッサ６５は音響波束の予定された到着時間以降のデータの収集 を停止する。１０ＭＨｚクロックのアドレスカウンタは停止し、スタティックメ モリ７７の書き込み手段として機能するフラッシュＡＤＣ８５への１０ＭＨｚク ロックも停止する。波束が捉えられなかった場合、より大きな遅延を用いて測定 が繰り返される。最大の可能な遅延は、最低温で最高密度の流体が最大流速で音 響波束が伝播した場合の遅延に対応する。アドレスカウンタ７６は、音響信号の 始まりからマイクロプロセッサ６５がスタティックメモリ７７を停止するまでの 期間、作動し続けなければならず、さもなければ、スタティックメモリ７７のデ ータバイトの位置が到着時間と対応が取れなくなる。 スタティックメモリ７７にある受信信号のデジタル化された表現を用いて、マ イクロプロセッサ６５と関連ソフトウェアによって、音響信号の到着時間を見積 もることができる。これはアドレスカウンタ７６をリセットし、１０ＭＨｚクロ ックからマイクロプロセッサ６５の出力ラインへ入力を切り替えることによって なされる。スタートアドレスがアドレスカウンタ７６に呼び出され、前記マイク ロプロセッサの出力ラインをトグリングすることにより、ソフトウェアがスタテ ィックメモリ７７の後続のバイトにアクセスすることが可能となる。スタートア ドレスはまた、マイクロプロセッサ６５の中のメモリ位置にも呼び出され、スタ ティックメモリ７７からデータ値が呼び出される毎にこの「シャドウ」のアドレ ス値は繰り上げられる。音響波束が到達する以前からあり、他のすべての比較す べき測定結果の基準となる静止信号レベル４５（図３参照）を決定するために、 数多くのバイト、典型的には１２８や２５６のような２の累乗が、スタティック メモリ７７から読み込まれ、合計され、そして平均化される。音響信号の予想で きる最 も早い到着時間よりも前に受信されるデータによって静止信号レベル４５を決定 し得るのに充分な程に、アドレスカウンタ７６のスタートポイントは小さい値で なければならない。静止信号レベル４５は、したがって測定システム６０の無受 信信号（ＮＲＳ）状態を意味することになる。音響信号の予想される最初の到着 は、記憶されたデジタル信号データの測定位置の開始を意味し、音響波束に対す るトランスデューサのレスポンスを示すトランスデューサからのアナログ信号出 力を意味する。測定位置は受信信号４０のほぼ１０ないし２０サイクルまで拡張 することができる。 一旦、静止信号レベル４５が決定されると、ポイント（８）で、好適には音響 信号の１サイクルの約１０ないし１５％の長さを有するソフトウェア巡回バッフ ァが、マイクロプロセッサ６５により確立される。本実施例では１サイクルあた り約８０の信号レベルがサンプル取られ、巡回バッファの大きさは９または好適 には１０バイトのものが適当である。巡回バッファ技術によれば、新しいデータ 項目が入力される毎に、各々の入力を１つずつ物理的にずらさなくてもデータ更 新が可能となる。初期値がゼロのバッファポインタは、次の入力がなされる巡回 バッファ内の位置を指定する。ポインタは新たに入力されるごとに繰り上げられ 、ポインタの値が巡回バッファの長さを越えたとき、ポインタはゼロにリセット される。したがって、ポインタは巡回バッファの回りを巡回し、一旦、巡回バッ ファが一杯になれば、ポインタは巡回バッファの最初の入力を示す。 スタティックメモリ７７から呼び出されたバイトは、巡回バッファに配置され る前に、先に得られた静止信号レベル４５と比較され、差の極性がひとつ前のバ イトのデータのときに得られた値と比較する。ひとつ前のバイトから計算された ものと極性が同じであれば、静止信号レベル４５と交差しておらず、現在の極性 は以後の比較のために記憶される。現在の極性が過去のものと異なるとき、受信 信号が静止信号レベル４５と交差し、既述の「シャドウ」アドレスの現行値に巡 回バッファの大きさの半分の値を加えたものに等しいリミットが設定される。そ こでバイトはスタティックメモリ７７から呼び出され、シャドウのアドレス値が 上述のリミットに達するまで、すなわち巡回バッファが静止信号レベル４５とほ ぼ同等の一連のデータポイントを含むまで、バイトが巡回バッファに入力される 。測定セグメントはタイミング演算するのに個別に操作できることを意味する。 この段階で、図４のポイント（９）で図示したように、独立変数として時間軸 に対応するシャドウのアドレス値と、非独立変数としての巡回バッファ内のデー タを用いることにより、巡回バッファの内容が線形回帰を行うよう用いられる。 線形回帰は電圧と時間の対を最小二乗法を用いて直線上にうまく乗せることにあ る。回帰直線の手法によれば、静止信号レベル４５を通過する際の信号の勾配、 およびその時点での時間交差値を推定することができる。各々の信号勾配と時間 交差値は各々の測定セグメントについて決定される。 ポイント（１０）では、時間と交差の両方の推定値が、後に利用するために、 マイクロプロセッサ６５の内部メモリにあるソフトウェア先入れ先出し（ＦＩＦ Ｏ）バッファに組み込まれる。この場合、ＦＩＦＯバッファは短く、アクセスす るにも相対的に単純で、巡回バッファに比して４０分の１の頻度でしか更新され ないので、ＦＩＦＯバッファには計算機的にそれほど効率的でないものが用いら れる。 図３で見たように、受信波形はいつの間にか始まり、何サイクルかするうちに 振幅を大きくし、直接に開始点を決定することはできない。波形上の後ろにある 位置を位置決めし（この点をタイミングマーカとして用いる）、その時間から既 知の波形サイクル数（波束の開始点から経過した時間に対応する期間）に対応す る時間間隔を差し引くことにより開始点を推定しなければならない。導管６１に 沿って伝播する波束の時間計測に際してタイミングマーカとして用いられる受信 信号の位置は、通常の場合、波形が静止信号レベル４５を通過した時の波形の特 定位置である。 波形全体での交差の絶対位置を決定することができれば、ポイント（９）で線 形回帰により決定された交差は、タイミングマーカとして役立つ。そのためには 、ＦＩＦＯバッファ内の後継の勾配値が、ポイント（１３）で示したように、「 テンプレート」と称する記録された一連の勾配と比較される。この記憶されたテ ンプレートは波形の最初の部分を表すもので、その形状は流速度、流体の特性お よ び温度によって変化し得る。このテンプレートの好都合な大きさは、２つないし ４つの要素で、後継の異極性の勾配振幅か同極性の異なる勾配振幅かのどちらか である。一旦、勾配のＦＩＦＯバッファが満たされれば、各々の新しい勾配値（ 振幅と極性を含む）が挿入されるので、選択された要素がポイント（１４）でテ ンプレートと比較され、差の二乗合計を得る。テンプレートとＦＩＦＯ勾配バッ ファが最もよく適合するとき、この測定は最小値となって、新たに計算された二 乗合計の値が前の値より大きくなったとき、照合プロセスを止める。各交差は表 面上は受信信号の開始から半周期の整数倍にあるので、この段階で既知のテンプ レートに基づき交差が全体波形の中で正確に位置決めされる。 こうして、勾配を照合することにより、受信波形の各勾配に対する測定位置を 決定でき、これが音響波束の開始に関連する。 上述の通り、受信波形の振動数 が駆動信号のものとは適合しないことがあり、受信信号の半周期を推定するのに 駆動波形の半周期が妥当でないのかもしれないことを意味する。これは、信号が 長い波の鎖の場合よりも短いバーストの波形である場合に、とりわけそれが当て はまる。トランスデューサ６２、６３がＰＶＤＦのような物質でできている場合 には、トランスデューサ／導管／流体の組み合わせにより反響振動数が受信信号 の形状を支配し、この反響振動数は温度と流体特性により著しく（１０から１５ ％）変化する。加えて、エージング効果により、トランスデューサのピエゾ弾性 特性が変化し、感度やシステムの反響振動数の変化をもたらす。これらの変化に 対応するため、ポイント（１５）で、受信された波形周期の移動平均が、受信信 号の開始点を計算するために保持される。この平均は、好都合にもＦＩＦＯバッ ファの交差値における差から更新することができる。新たに計算された半周期と 古い半周期値の差の端数が、古い値に付け加えられる。端数が例えば０．１なら ば、２０回反復した後、移動平均は半周期におけるステップ変化の８８％をカバ ーする。より小さい端数を用いると、移動平均において対応してより遅いレスポ ンスを得る結果となる。そして、この移動平均は、ポイント（１６）で、受信信 号の半周期として用いられる。 ＦＩＦＯバッファのいかなる交差値も、波形半周期の適当な数を引くことによ り、開始波形の到着時間を推定するのに用いることができる。正確さを増すため に、２以上の交差を用いて平均化することができる。加重平均を用いるのが望ま しく、ここで加重要素は、ポイント（１７）で示したように、各交差に対応する 勾配から導かれるものである。初期の交差は、受信信号の低い振幅からのもので あり、それゆえに相対的にノイズの影響を受けやすい。シヌサイドの最大勾配は 振幅に比例するので、加重要素は各交差での絶対勾配に比例して形成され、温度 と流体のタイプに関して平均化される。ポイント（１８）で示したように、アド レスカウンタ７６が最後に始動された後ずっと、サンプル数と端数に関して、波 形開始の加重平均による推定計算がマイクロプロセッサ６５によって実行される 。本実施例では、アドレスカウンタ７６は４０９．６マイクロ秒で開始されるの で、音響信号の全体の伝播時間は、ポイント（１９）で示したように、 Ｔ_d,u＝（４０９．６＋（波形開始の加重平均推定）／１０）マイクロ秒とな る。 ポイント（６）では、上述の新しいゲイン推定は、ポイント（１１）で最大勾 配から計算されるが、勾配のＦＩＦＯバッファに取り込まれる。勾配の最大値に よって、ピーク４１の振幅を推定することができ、増幅器８３のゲイン補正によ って、ピーク４１の振幅を一定となるよう、または狭い範囲内で少なくとも実質 的に一定となるようにすることができる。これらの制限は、一般には±５％以内 に、好適には±２．５％以内である。ゲインがこれらの限界を逸脱することを許 容すれば、テンプレートと測定勾配の不適合をもたらし、それゆえ交差の位置決 めが不正確になる。可変ゲイン振幅段階のゲインが、入力制御電圧に直接的に比 例する信号出力を生成するならば、ゲインの再推定が次の方程式により求められ る。 Ｇ_n＝（Ｇ₀）（ターゲットの最大勾配）／（Ｓ_n） ここで、Ｇ_n＝必要なゲインの再推定 Ｇ₀＝前のゲイン値 Ｓ_n＝直近の最大勾配 しかし、設計に依存するが、ゲイン制御に対するレスポンスは、指数関数また は多項式曲線による方がより良い概算ができる。この場合は、立方根が満足すべ き適合を与え、線形化した後、ゲイン推定法定式は次のように表現できる。 Ｇ_n＝Ｇ₀＋Ｃ₁−Ｃ₂・（³√（Ｓ_n−Ｃ₃）） ここで、Ｃ₁、Ｃ₂、Ｃ₃は、特定のＤＡＣ１０６と増幅器の組合せにあった定数 であり、この場合はそれぞれ５９、１０．２４、１０である。このようなゲイン 制御の結果として、受信波束のいずれかに含まれた最大勾配が連続する伝播波束 に関して実質的に一定に維持されることになる。 再推定されたゲイン値Ｇ_nは、図４のポイント（１２）で示したように０から ２５５までの数字であり、ポイント（２０）で示したようにＤＡＣ１０６に取り 込まれて、ポイント（６）で示したようにゲイン制御振幅段階のためにゲイン制 御電圧８２を生成する。 開始時点においては、新しいゲインを導くべき前の最大勾配値が存在しない。 よって、代表的な値がなすべき初期の推定値としてメモリに格納されている。 例えば、流体の温度が急速に変化したとき、要求されるゲインが飛躍的に変化 する場合がある。要求されるゲインが極めて突然に、そして前回測定から得られ た推定があまりにも大きいものであったとき、特に難しい状況が起こる。図６は 、デジタル化波形におこる増加するゲインの効果について７つの例を示しており 、ゲインが１．５の因数によって、ゲインは一つの図から次へと増加する。プロ ット１のゲインはあまりに低く過ぎ、プロット７のゲインはあまりに高過ぎる。 目標の条件はプロット３または４によるもので、９または好適には１０のデータ ポイントが上限と下限の飽和値の間に含まれている。このような環境により、ゲ イン設定過程の後に続くところの線形回帰の実施に適した最大感度が得られる。 こうして、好適な実施例の有利な特長は、ゲイン設定の手続きが極めて荒っぽく 、実際の条件にありがちなすべての条件に十分対応しうるということである。測 定された勾配は、ゲインの単調増加の作用があり、ゲイン設定プロセスは、どち らの方向からでもゲイン補正することができる。特に、過度に高いゲインの状況 に関して速やかに補正することができる。 さらに回避しなければならないもう一つの状況はゼロゲインである。マイクロ プロセッサ６５の演算は固定点なので、極めて小さいゲイン値はゼロと見なされ る。新しいゲインの推定は前の値を掛け算することによって導かれるので、ゼロ ゲインの状況からゲイン設定プロセスを回復することはできない。そこで、計算 されたゲイン値がゼロならば、次のゲインのためにゼロでない値を代替するとい うゼロチェックをプロセスに導入する。 上述の方法によれば、受信信号の最大または最小の値を測定し、波形のその部 分にアクセスする必要はないということが明らかである。こうして波形のピーク が、フラッシュＡＤＣ８５の電圧範囲よりも上にまたは下になるよう電気的ゲイ ンを設定することが可能となる。このような状態で操作することにより、波形の 中央部分を拡大された振幅分解度をもってデジタル化することができる。これは 、信号がＮＲＳ状態を通過した時間を決定する全体のプロセスの正確さを高める ことになる。 また、波形のタイミングマーカの絶対的な位置が決められれば、信号がタイミ ングマーカとして、ＮＲＳ状態を通過したときいかなる状況も利用することがで きる。数多くのこれらマーカに基づき、到着信号の推定時刻の平均を得ることが できる。信号がＮＲＳ状態を通過するときの時間推定の正確さは、信号勾配が最 も高いときにより良くなるので、その時の波形勾配にしたがい、その平均は好適 に加重される。 この開発された方法を用いると、すべての必要なデータ処理が、データを１度 走査することで行うことができる。するとプロセッサ中の複数のデータパスを必 要とする方法に比して、短い時間と少ない労力で遂行できるという利点がある。 また、この方法によれば、トランスデューサが古くなったり波形形状が変わり 得るような他のプロセスについて、波形を比較するテンプレートを徐々に更新す ることにより適切に対応することができる。波形の絶対的な位置をさらに正確に 決定しようとしている間に、大きな差異が許容されるので、こうしたことがあり 得る。 さらに、伝播信号を供給するためにクロックシフトレジスタを用いれば、水晶 クロックパルスの端の乱れを低減することができ、よってより正確なタイミング を得ることができる。 発明の第二の実施例は、上述の方法と構成が前記公表特許公報ＷＯ９３／００ ５６９で詳述されているところのいわゆる「リングアラウンド」方法と組合せに よるものである。ＷＯ９３／００５６９で詳述されるトランスデューサと測定導 管の構成の中で、要求される流速の正確さを得るためには、超音波パルスが正確 に１．５６ｎ秒の時間であることが要求される。単一のゼロ交差がこのタイミン グのために用いられたならば、６４０メガＨｚで振動するクロックが必要となる 。１０メガＨｚのタイミングで導管内に信号を６４回送信することにより、同一 の正確さがはるかに少ない消費電力で得ることができる。 本発明の示唆するところを用いて実施した構成においては、受信パルスは次の パルスを再発信するために静止信号レベル４５と交差したかどうか毎回確認する ことができる。超音波バーストはデジタルでサンプル取りされ、超音波パルスの 指定された交差が到着するまで再発信を控えるよう動作するよう遅延が決定され る。超音波バーストの伝播時間は、一連の超音波バーストを発信することで、よ り正確に決定され、第２番目以降の各バーストはすぐひとつ前のバーストが受信 された後に発信される。遅延期間が過ぎた後に限り、受信された超音波パルスと 静止信号レベル４５が交差したときに発生する発信および再発信する毎に、遅延 は初期化される。 この方法が有利な点は、静止信号レベル４５の交差に対する遅延が１つの超音 波バーストから決定されるので、先の発信からの高次元の音響モードが存在しな い点である。さらに、この方法による遅いカウンタを走らせ超音波信号を数回発 信することは、より少ない消費電力で済む。時間的遅延から、所定の交差の特定 がより良く実行される。前の発信で導管内に残った音響モードは、受信された超 音波信号を変調し、包絡線の形状を変化させる。再発信の交差は、信号のエネル ギがこの位置では相対的に高いので、副次モードによる影響は少ない。 受信された超音波バーストによる静止信号レベル４５との交差は、「再発信交 差」として選択される。この交差は、二次モードの前に到着するが、ノイズによ ってあまり影響を受けていない波形の中に現れる。ここに詳述する測定導管に関 す る適当な交差は波形の中の２．５サイクルであることが知られてる。 このような測定構成の利点を実現する測定システム１２０が、図９に示されて おり、図７の構造と機能に似た構成要素に、対応する参照番号が付与され、共通 の構成要素については明確にするため省略したが、当業者には理解される。 走査中、受信信号４０により静止信号レベル４５の交差に基づき、伝播振動器 １２７が作動する。振動器１２７は、図７のパルス発生器８１を代替し、走査タ イミングカウンタクロック１２５とトライステートドライバ９４〜９７の出力と は非同期である。 走査タイミングカウンタクロック１２５はトランスミットコントローラ１２１ の中に配置され、図７のトランスミットカウンタを代替し、一方のトランスデュ ーサから他方へパルスを送るのに必要な累積時間を測定するのに用いられるリセ ット可能な２４ビットカウンタから構成される。カウンタ１２５は、走査中の最 初の発信の開始時点でリセットされ、最後の受信パルスを受信した後はカウント を終了する。 制御ロジック１２４はコントローラ１２１の中に配置され、トランスミットコ ントローラ１２１の機能を統合する。 コントローラ１２１もまた、バス７９を介してマイクロプロセッサ６５から出 力される遅延値を受信するロードレジスタ１２２を含む。その値が次に遅延カウ ンタ１２３に導入され、再発信が作動する前に時間を遅らせるために用いられる 。このカウンタ１２３は超音波発信がある毎に呼び出される。 流速測定は特に次のような段階を経て実行される。 １．方向ライン９８ａ、９８ｂを用いて伝播方向を選択する。 ２．マイクロプロセッサ６５の制御のもとで、受信された超音波バーストの勾配 が確立した仕様範囲になるまで、受信器ゲインを調整する。 ３．交差検知遅延が作動する。この最初の段階で、波形はデジタルでサンプル取 りされ、超音波発振から再発信を起動するよう選択される交差の検知器における 到着までの時間が決定される。これよりも超音波バーストの半周期だけ短い遅延 値が、マイクロプロセッサ６５により遅延カウンタ１２３へ導入される。 ４．この測定段階では、超音波パルスの伝播時間は、一連の超音波バーストを発 信することで、より正確に決定される。第２番目以降の各バーストはすぐ前のバ ーストが受信された後に発信される。単一の超音波の出力および検知することを 、以降「リングアラウンド」というが、「シングアラウンド」として知られてい ることもある。流量の単一走査は、２組の所定数のリングアラウンドからなり、 ひとつは一方向のもので他方が反対方向のものである。シーケンスはリングアラ ウンドをいくらでも含めることができるが、好適には６４パルス含むことである 。 遅延カウンタ１２３とタイミングカウンタ１２５は、最初に超音波バーストが 送られた時から始動する。最初の超音波バーストの先端をタイミングクロック７ ０に同期させる。第２番目以降の超音波バーストの開始は、前の超音波バースト に属する特定の交差が測定導管６１の検知器端で到着したことにより非同期に起 動される。再発信を起動する特定の交差は、要求された極性をもつ（正または負 の）静止信号レベル４５との最初の交差で、遅延カウンタ１２３が時間切れにな った後で到着する。再発信させる交差に要求される極性は、前の発信の極性に依 存する。コンパレータ１２６はこれらの交差を検知するために配置され、信号基 準８６とバンドパスフィルタ８４に接続された入力を有する。コンパレータ１２ ６の出力はトランスミットコントローラ１２１に接続され、再発信命令を起動す る。 遅延は、次の超音波バーストが開始された時点で遅延カウンタ１２３に再度呼 び出され、速やかにカウントし始める。最後の超音波バーストに属する特定の交 差の到着を検知器で検知することにより、タイミングカウンタ１２５は停止する 。この交差は遅延カウンタ１２３により認定される。一連のリングアラウンドの 終わりに、高速タイミングカウンタ１２５の値がマイクロプロセッサ６５に転送 される。第２の（反対の）伝播方向が選択され、上述のシーケンスが反復される 。記憶された高速カウンタ１２５の双方向の値は、マイクロプロセッサ６５内の ソフトウェアにより用いられ、走査期間中の流速を計算する。シーケンスで要し た時間は全体として、平均伝播時間を決定するために、伝播するバーストの数に よって導かれる。 リングアラウンドシーケンスは、通常、４つの発射からなるグループで構成さ れる。この発射シーケンスは１０Ａ、１０Ｂで図示されている。４つのシーケン スは同一極性の３つのパルスからなり、最初の３つのパルスに関して第３番目が 反転している。 異なる極性をもつ伝播の前に伝播パルスシーケンスの終わりに余分な端を付け 加えることにより、極性変化を行う。４つの発射のグループの中では、３番目の 後に信号反転し、４番目で元に戻す。 リングアラウンドシーケンスは、通常、一方向で６４の音響伝播からなるが、 最初のものを除くすべての伝播は前の伝播が受信されることによって初めて発信 される。リングアラウンドシーケンスが進むにつれて、測定導管内の可干渉性の 音響ノイズが増えないようにするために、伝播信号の極性をシーケンスを通して 定期的に反転させる。シーケンスは、名目上は４つの伝播のグループからできて いるが、４番目ごとの伝播の極性は他の３つに対して反転している。よって２つ の可能な極性を”Ａ”と”Ｂ”とするならば、６４からなる伝播のシーケンスは 、”ＡＡＡＢＡＡＡＢＡＡＡＢ．．．．”という極性パターンを有することにな り、”ＡＡＡＢ”パターンは全体で１６回反復される。受信信号の交差コンパレ ータ１２６の極性は、Ｂ極性の伝播のすぐ後に受信され、後に続く最初の”Ａ” の後に再び変えられ、受信信号の極性と適合するように、さらにコンパレータ１ ２６の上のオフセットにより導入される問題を解消するために、リングアラウン ドシーケンスの全体の極性が、各々の気体流速測定に関して元に戻る。よってこ の極性シーケンスは、再度交差コンパレータ１２６が４番目毎に適当に極性を逆 転させて、”ＢＢＢＡＢＢＢＡＢＢＢＡ．．．．”とする。 このような測定シーケンスの典型的なタイミング図は、図１１Ａと１１Ｂで図 示した通りである。 さらなる発明の実施例は、図１２で示した測定システム１４０からなり、超音 波信号が、流体の方向に対して、双方向から同時に送信される。ここでも、類似 の機能をもつ類似の部品には類似の図番が用いられており、いくつかの部品は明 確にするため再び省略されている。 この実施例は、ピーク流量メータで発生するように、流速が急激に変化する場 合に適している。トランスデューサ６２，６３の両方から同時に伝播があり、適 当な時間をおいて（天然ガスの場合、好適には約５００マイクロ秒）、両方のト ランスデューサ６２，６３が、他方のトランスデューサから発信された信号の受 信器として用いられる。図７と図９で示した機能に対応する２つの別々の受信回 路が必要となり、それぞれ接尾語ＡとＢを用いてそれぞれの部品を特定する。 異なる位相の遅延を導入するのを避けるために、２組の受信回路を全く同一に することは極めて困難なことである。これら位相の遅延は、温度とゲインのよう な条件によって変化する。 このような導入された位相の違いを相殺するために、伝播信号にフィルタをか け減衰させたものが両方の受信器に接続される。これは、トランスミットパルス 発生器８１からの出力をまず最初にフィルタ１４１を通過させ、次にマイクロプ ロセッサ６５から出力される制御信号１４３により制御された可変減衰器１４２ を通すことにより、達成される。可変減衰器１４２は、２つのアナログマルチプ レクサ９２Ａ，９３Ｂに供給する固定減衰器１４４に出力する。これは、先の実 施例が１入力２出力であるのに対し今回の実施例が２入力２出力であるように構 成したことを除いて、先の実施例のマルチプレクサ９２，９３と同様に構成した ものである。 この信号は両方の受信回路で処理され、メモリ７７に記憶される。２組の受信 データを格納する必要から、メモリ７７は同時に２倍のバイト（１６ビット）の データを記憶できるよう変更され、よって好適な全体容量は６４キロビットとな る。信号はフィルタにかけられ、伝播時間は高周波クロックの８サイクルよりも 大きくなる。こうして各フラッシュＡＤＣ８５Ａ，８５Ｂは補間のための十分な サンプルを得ることができる。位相遅延における差はこの記憶された信号によっ て計算することができ、上流方向と下流方向の正しい時間差を計算するよう用い ることができる。 この実施例による実際の測定手続は次のようなシーケンスで行うことができる 。 １．上流と下流のトランスデューサ６２，６３に対するトライステートドライバ ９４〜９７が作動する。受信器ＡとＢは、フィルタがかけられ、減衰され、振幅 補正された伝播信号に接続される。両方の受信回路が作動し、メモリ７７の最初 のブロックが選択される。 ２．アドレスカウンタ７６が作動し、信号が双方向から発信される。通常、両方 の受信回路からの２，３のサイクルにのみ対応したデータが、メモリ７７の最初 ブロックに記憶される。このデータによって、上述の位相遅延を計算することが できる。 ３．受信回路は停止し、第２の通常はより大きいメモリ７７のブロックが選択さ れる。マルチプレクサ９２Ａ，９３Ｂは変化し、トランスデューサは受信回路に 接続される。 ４．パワー節約のために、受信回路は超音波パルスが到着する直前まで停止して いる。 ５．両方の受信回路が作動し、両方の受信回路からのデータはが目盛り７７の第 ２のブロックに記憶される。 このような構成では、一連の信号処理によって相当に還元した信号が２つのプ リアンプに接続される。受信増幅器で異なるゲインを調整できるように、信号の 振幅を変化させることができる。伝播信号は、増幅器群とフラッシュＡＤＣを通 過し、メモリに記憶される。次に、マルチプレクサをトランスデューサからの信 号を受信できるように変え、非カウントの高次元メモリアドレスラインを変える 。アドレスカウンタ７６の低域ビットは引き続きカウントする。受信回路（プリ アンプ、可変ゲイン増幅器、フィルタ、フラッシュＡＤＣおよびメモリ）はすべ て、超音波パルスを受信する時まで、停止している。 メモリ７７の第１ブロックにあるデータは、上述の手法で電流位相遅延を決定 するために用いられる。メモリ７７の第２ブロックにあるデータについて同様の 処理がなされる。各々の方向の位相差が決定される。メモリ７７の第２ブロック からのデータを用いて、実際の伝播時間が、決定され、計算された位相差により 適切に補正され、平均化するために保持される。 いずれの実施例でも、一旦マイクロプロセッサ６５が平均の流速を決定すれば 、その値を、累積することにより得られる流量を計算するのに用いることができ る。 一定期間にわたる流速と流量をＬＣＤ６６に表示することができる。これらの情 報は、シリアルインターフェイス６７を介してデータ収集システムに伝達するこ とができる。一般には、流速計算は周期的間隔、通常０．５秒から６０秒の間隔 でなされる。好適な間隔は２秒である。 前述の実施例から明白なことであるが、一般的方法は、アナログの波束信号を デジタル情報に変換すること、およびこのデジタル情報の後の利用にあり、その 利用というのは、選択波形の特長に関する標準デジタルテンプレートと比較する ことにより、所定の波形のサイクル数を独特に特定し、受信波束の到着に関して 相当に不確定性が低減された経過時間測定を得るよう情報の組合せを行うことで ある。 さらに、好適な実施例によれば、無受信信号（ＮＲＳ）状態に対するシステム の電気回路のレスポンスを測定することができる。これは信号が到着する前に取 られたデジタル化データを平均化することによりなされる。 好適な実施例では、電圧波形の勾配を時間の関数として、電圧と時間の対を最 小二乗法の技術を用いてうまく直線上に適合させる技術をもって決定することが できる。 最大勾配値により、アンプのゲイン補正をして、一定または狭い範囲の中にあ る受信信号の振幅に関して、信号の振幅を推定することができる。 この本質的に一定振幅信号の勾配を用いて、記憶されたテンプレートを参照し て、いかなる特長をもつ波形の絶対位置を決定することができる。導管にある信 号の伝播時間でのタイミングマーカとして用いられる特長は、波形がＮＲＳ状態 を通過したときのいくつかの場合のうちの特定のものである。 波形がＮＲＳ状態を通過した正確な時間は、上述のデータ対を適合させた関数 により決定される。こうすると、クロックパルス間の効果的な補間により、時間 計測の正確性が増し、そうでなければ存在した量子化の問題を克服することがで きる。 本発明の好適な構成によれば、超音波信号のタイミング技術の利用においてあ る利点を享受できる。 第一に、好適な方法は、波束の先導部分を用いているので、他の方法に比べて 温度による影響が少ない。波束の先導部分は、主に平面波からなり、波束の後の 部分を形成する高次元モードよりもはるかに温度による影響が少ない。 好適な方法はまた、波形のピークが負から正、またはその逆に変化する時、波 形の量子化した勾配を主に使用する。勾配の配列は波形を簡単に簡潔な方法で表 現するのに用いられる。この方法によれば、最も少ないデータで波形を比較する ことができる。変位勾配を用いれば、また、波形の中の変位の位置を特定し、よ って波形の開始位置を計算することができる。各々の変位勾配は、ピークを有す る振幅を推定するのにも用いられるし、ピークの高さに代わるパラメータとてし も利用され、変位勾配はシステムにおけるゲイン調整のための有用なパラメータ である。 さらに、波形振幅の一部分のみを選択することにより、この方法で得られる正 確性を賢明に高めることができる。好適な実施例では、受信信号の中央のおよそ １／３を範囲とする部分についてアナログデジタルコンバータを作動させること により、およそ約１．６ビットに相当する正確さに高めることができる。変位を 記述するデータを、さらに正確に定義付けすることができ、より多くのタイミン グ分解度をもたせることができる。これが可能なのは、好適な方法が、測定のた めに包絡線のピークを用いず、よってピークを無視して変異勾配だけを用いて行 うためである。 好適な方法によれば、またトランスデューサが古くなったり、障害があった場 合の超音波信号の変化に対して、波形を比較すべきテンプレートを徐々に更新す ることにより、対応が可能となる。波形のタイミングマーカの絶対位置を正しく 決定しながら、波形の形状やサイズが大きく異なっても、この方法はこれを許容 するので可能となる。 加えて好適な方法によれば、変異勾配を多目的に利用できるものと捉え、タイ ミング測定の精度を上げて、多くの変位勾配を用いて、波形情報のより大きな部 分をより多く利用することができる。 特定の構成を用いて、単一走査でのすべてのデータを処理することができる。 これは、より少ない時間とエネルギで足り、よって、マイクロプロセッサにデー タと２回以上経由しなければならない方法と違って、これを利用システムのあま り管理されない電池の寿命をより長くすることができる。 これまで本発明とその改良のいくつかについてのみ詳述したが、当業者にとっ て明らかなように、本発明の概念を逸脱しないで、これを改変することができる 。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，Ｓ Ｚ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ， ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，Ｇ Ｅ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ， ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，Ｐ Ｌ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ， ＶＮ (72)発明者 ブラーゼン，コリン・ウォルター オーストラリア2065ニュー・サウス・ウェ ールズ州 ナレンバーン、フランシス・ス トリート17番 (72)発明者 ビグネル，ノエル オーストラリア2038ニュー・サウス・ウェ ールズ州 アナンデイル、トラファルガ ー・ストリート65番 (72)発明者 ウェルシュ，チャールズ・マルコム オーストラリア2250ニュー・サウス・ウェ ールズ州 カリオン、キーズ・クロース１ 番 (72)発明者 ベズリー，ローレンス・マイケル オーストラリア2079ニュー・サウス・ウェ ールズ州 マウント・コラー、コワン・ロ ード19番

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．第一の周波数で送信された音響波束のトランスデューサにおける到着時間を 検知する方法であって、 （a）サンプル周波数で当該トランスデューサから出力されたアナログ信号をデ ジタル信号に変換し、 （b）当該デジタル信号データの測定部分を決定し、当該測定部分は当該音響波 束に対する当該トランスデューサのレスポンスに対応する測定部分であって、 （c）当該レスポンスの複数の測定セグメントに対応する複数の勾配（Ｓ_i）を、 測定部分から決定し、各当該セグメントはおよそ信号レベル値（Ｖ）であり、 （d）少なくとも選択された当該勾配（Ｓ_i）から、当該音響波束の当該到着時間 （ｔ）を決定する段階から構成されることを特徴とする方法。 ２．前記段階（c）と（d）の間に、さらに （ca）選択された当該セグメントに関して、当該レスポンスが信号レベル値（Ｖ ）と交差した時間を示す対応の測定時間（Ａ_i）を決定する段階から構成され、 前記段階（d）が当該対応測定時間（Ａ_i）から当該到着時間（ｔ）を決定する 段階を含むことを特徴とする請求項１の方法。 ３．前記段階（c）と（ca）の間に、さらに、 （caa）当該測定部分における各当該セグメントの測定位置を決定するために、 当該勾配（Ｓ_i）を対応する一連の勾配基準（Ｐ_j）と照合する段階から構成され 、 前記段階（ca）が当該対応測定位置から当該対応測定時間（Ａ_i）を決定する 段階を含むことを特徴とする請求項２の方法。 ４．前記段階（c）は、各当該測定セグメント（ｉ）に（ｋ）ポイントからなる 一連のデジタル信号を振り分ける段階と、各当該測定セグメント（ｉ）は当該信 号レベル値（Ｖ）の一方側ずつにある隣接した２点のほぼ中央にあり、さらに前 記段階（c）が、ポイントの各対を直線上に適合させる段階、および各当該直線 の勾配（Ｓ_i）を決定する段階を含むことを特徴とする請求項２の方法。 ５．前記直線が２つの当該隣接点を結ぶ直線であることを特徴とする請求項４の 方法。 ６．前記（ｋ）の値が、第一周波数に対するサンプル周波数の比率および当該測 定部分における当該デジタル信号データの後継の間隔に関連すること特徴とする 請求項４または５の方法。 ７．前記（ｋ）の値が、１サイクル当たりのポイント数の１／８に等しいことを 特徴とする請求項４、５または６の方法。 ８．前記（ｋ）の値が１０であることを特徴とする請求項７の方法。 ９．当該勾配基準の各勾配（Ｐ_i）が、当該波束中の信号極性の転移を位置決め する特定の位置パラメータ（ｎ）に関連し、当該パラメータ（ｎ）が当該波束の 開始と特定の信号極性転移の間の波の半周期数に対応することを特徴とする請求 項３の方法。 １０．当該勾配基準が、当該アナログ信号における変化を補正するために、繰り 返し更新されることを特徴とする請求項９の方法。 １１．当該勾配基準が、当該勾配（Ｓ_i）の移動平均に従い更新されることを特 徴とする請求項１０の方法。 １２．前記段階（d）が、 （da）対応の位置パラメータ（ｎ）に基づき、各当該測定時間（Ａ_i）に加重因 子（Ｗ_i）を割り当て、 （db）到着時間（ｔ）を決定するために用いる当該測定時間（Ａ_i）を（ｍ）個 選択し、 （dc）選択された当該（ｍ）個の測定時間（Ａ_i）のうちの隣接する当該測定時 間の時間間隔から平均の波の半周期（τ）を決定し、 （dd）（ｍ）個の選択された各当該測定時間（Ａｉ）に関して、トランスデュー サへの推定される波束到着時間（ｔ_i）を決定し、 （de）（ｍ）個の測定時間（Ａ_i）に対して、各当該測定時間と対応の推定到着 時間（ｔ_i）に割り当てられた加重因子（Ｗ_i）の積の合計を決定し、および （df）（ｍ）個の加重因子（Ｗ_i）の合計により段階（de）で得られた合計を割 ることにより、当該音響波束の到着時間（ｔ）を決定することを特徴とする請求 項９の方法。 １３．前記段階（dd）が、推定到着時間（ｔ_i）を式ｔ_i＝Ａ_i−ｎ・τを用いて 決定することを特徴とする請求項１２の方法。 １４．各当該セグメントに対応する当該加重因子（Ｗ_i）が勾配（Ｓ_i）に比例的 であることを特徴とする請求項１２または１３の方法。 １５．ｍが２から２０までの値を有することを特徴とする請求項１２、１３また は１４の方法。 １６．ｍの値が６であることを特徴とする請求項１５の方法。 １７．前記段階（db）が、測定時間の決定精度、基準となる一連の勾配（Ｐ_i） との精密な調和、および高次元の音響モードからの当該測定部分への影響の排除 の少なくともいずれかによって当該測定時間（Ａ_i）を選択することを特徴とす る請求項１２ないし１６のいずれかの方法。 １８．当該サンプル周波数が音響波束の発生に用いられ、好適には当該第一周波 数が当該サンプル周波数の約数であることを特徴とする請求項１の方法。 １９．当該信号レベル値（Ｖ）が、事前に受信された当該測定部分の当該デジタ ル信号データの平均から導かれることを特徴とする請求項１の方法。 ２０．前記段階（a）が、当該信号を連続的に変換する段階からなることを特徴 とする請求項１の方法。 ２１．当該勾配（Ｓ_i）の１つの最大振幅により、当該アナログ信号の最大振幅 を推定させ、その推定が当該最大値を実質的に一定に維持することを特徴とする 請求項１の方法。 ２２．前記段階（a）が、当該変換段階の前に、 （aa）当該アナログ信号の最大振幅が、多数の受信された音響波束にわたって、 実質的に一定に維持されるよう当該アナログ信号の振幅を補正する段階を含むこ とを特徴とする請求項１の方法。 ２３．当該最大振幅を実質的に一定にし、よって振幅の所定範囲内に最大勾配を 維持するよう振幅補正するために、当該勾配（Ｓ_i）の最大振幅を用いることを 特徴とする請求項２２の方法。 ２４．２つの超音波トランスデューサ間を伝播する音響波束の伝播時間を決定す る方法であって、 （e）所定の振動数で作動するクロックを始動し、 （f）当該クロックの転送と同時に、 （fa）所定の振動数より低い第一の周波数で、音響波束を出力するよう一方の トランスデューサを活性化し、 （fb）他方のトランスデューサで、後の波束の到着を検知するためにタイミン グ基準としてクロックを作動し続け、 （g）請求項１から２３までのいずれかの方法を用いて、当該波束の到着時刻を 検知する段階を含み、当該サンプル周波数は当該クロックで供給される所定の周 波数で、当該測定位置を含む当該デジタル信号データがメモリに記憶されており 、当該音響波束の発生後、当該メモリ内の各アドレスが時間を特定し得るように 、デジタル信号データの連続するサンプルに関するアドレス決定が、当該クロッ クによって変更されることを特徴とする方法。 ２５．複数の当該音響波束が伝播し、最初の伝播を除いたすべての後継の音響波 束の伝播が直前の音響波束の受信に同期することを特徴とする請求項２４の方法 。 ２６．所定の音響波束の伝播に基づき、遅延時間が計測され、当該遅延時間が経 過した後でかつ、所定の当該音響波束に対応する当該測定部分が次に当該信号レ ベル値と交差した時に、次の音響波束が発信されることを特徴とする請求項２５ の方法。 ２７．音響波束を各当該トランスデューサから同時に発信し、他方のトランスデ ューサで受信し、よって各音響波束の伝播時間を決定することを特徴とする請求 項２４の方法。 ２８．前記段階（a）がさらに、各トランスデューサから出力されるアナログ信 号の変換されたデジタル信号の間の位相差を補正する段階を含むことを特徴とす る請求項２７の方法。 ２９．第一の周波数で発信された音響波束のトランスデューサにおける到着時間 を推定する方法であって、 （a）当該トランスデューサから出力されたアナログ信号をデジタル信号に変換 し、 （b）当該デジタル信号データから、当該アナログ信号の相異なるセグメントに 対する波形周期を決定し、 （c）波形周期を平均化し、および （d）当該到着時間を推定するために当該平均と当該セグメント数を用いる段階 から構成されることを特徴とする方法。 ３０．前記段階（b）が、所定信号レベル付近にある当該アナログ信号の変位に 対応する複数の勾配を決定し、隣接する当該勾配の間の波形周期を特定するため に当該勾配を用いる段階からなることを特徴とする請求項２９の方法。 ３１．平均周期を用いて到着時間を決定し得るところの当該アナログ信号におけ る特定位置を決定するために複数の勾配が勾配基準と比較されることを特徴とす る請求項３０の方法。 ３２．当該トランスデューサが繰り返し検知する当該音響波束の第一周波数から の逸脱を補正して、一連の当該勾配における変化に追随するよう一連の当該勾配 基準が繰り返し修正されることを特徴とする請求項３１の方法。 ３３．流体速度を測定するシステムであって、 流速を測定すべき流体物が通過する測定導管と、 当該導管内に配置され、互いに超音波信号を伝播するよう構成された２つの超 音波トランスデューサと、 第一の周波数で他の当該トランスデューサに向かって当該導管に沿って音響波 束を発信する少なくともひとつのトランスデューサを励起する発信手段と、 少なくとも他方の当該トランスデューサに接続し、音響波束を検知し、少なく とも他の当該トランスデューサから出力されたアナログ信号をデジタル信号に変 換する受信手段と、当該受信手段はデジタル信号を記憶する（第一の）メモリを 有し、 当該受信手段に接続された、流速を決定するプロセッサ手段と、当該プロセッ サ手段は、 当該デジタル信号データの測定位置を決定する第一の手段と、当該測定位置は 当該音響波束の他の当該トランスデューサにおけるレスポンスに対応し、 当該測定位置から、当該レスポンスの複数（i）の測定セグメントに対応する 複数の勾配（Ｓi）を決定する第二の手段と、各当該セグメントはおよそ信号レ ベル値（Ｖ）を有し、および 少なくとも選択された当該勾配（Ｓ_i）から、音響波束の到着時間（ｔ）を決 定する第三の手段から構成されることを特徴とするシステム。 ３４．前記システムはさらに、選択された当該セグメントに関して、当該レスポ ンスが当該信号レベル値と交差する時間を示唆する対応の測定時間（Ａ_i）を決 定する第四の手段を含み、ここで第三の手段は対応の当該測定時間（Ａ_i）から 当該到着時間（ｔ）を決定する手段を含むことを特徴とする請求項３３のシステ ム。 ３５．前記システムはさらに、当該プロセッサ手段に接続された、基準信号を記 憶するための（第二の）メモリ手段を含み、当該プロセッサ手段は測定位置の各 セグメントにおける測定位置を決定するために当該測定位置と当該基準信号の部 分を照合するよう設置された第五の手段を有し、当該測定時間（Ａ_i）が対応す る当該測定位置を用いて決定されることを特徴とする請求項３４のシステム。 ３６．前記システムはさらに、少なくとも他の当該トランスデューサからの当該 アナログ信号の振幅を特定の範囲、好適には当該信号レベル値の各側に等しく配 置した範囲にあるように調製する手段を有し、当該信号レベル値は好適には測定 位置の前にある他の当該トランスデューサからの出力の平均であることを特徴と する請求項３３のシステム。 ３７．前記システムはさらに、繰り返し受信された音響波束の当該アナログ信号 の最大振幅を実質的に一定に維持するよう、当該アナログ信号の振幅を変更する 手段を有することを特徴とする請求項３３のシステム。 ３８．当該最大勾配を所定の振幅範囲内にするよう当該最大振幅を実質的に一定 にするよう振幅調整するために、当該変更手段は当該勾配（Ｓ_i）の最大振幅を 用いることを特徴とする請求項３７のシステム。 ３９．当該サンプル周波数が５００キロＨｚから１０ギガＨｚの間であることを 特徴とする請求項１または３３の発明。 ４０．当該サンプル周波数が１０メガＨｚであることを特徴とする請求項３９の 発明。 ４１．当該第一周波数が２０キロＨｚから５メガＨｚであることを特徴とする請 求項３９または４０の発明。 ４２．当該第一周波数が、請求項４０に従属するとき、１２５キロＨｚであるこ とを特徴とする請求項４１の発明。