JP3097882B2 - 超音波送受波装置 - Google Patents
超音波送受波装置Info
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- JP3097882B2 JP3097882B2 JP04208524A JP20852492A JP3097882B2 JP 3097882 B2 JP3097882 B2 JP 3097882B2 JP 04208524 A JP04208524 A JP 04208524A JP 20852492 A JP20852492 A JP 20852492A JP 3097882 B2 JP3097882 B2 JP 3097882B2
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- Japan
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- ultrasonic wave
- propagation time
- waveform
- ultrasonic
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-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
- G01S15/02—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems using reflection of acoustic waves
- G01S15/06—Systems determining the position data of a target
- G01S15/08—Systems for measuring distance only
- G01S15/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse-modulated waves
- G01S15/101—Particularities of the measurement of distance
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Velocity Or Position Using Acoustic Or Ultrasonic Waves (AREA)
- Investigating Or Analyzing Materials By The Use Of Ultrasonic Waves (AREA)
- Measurement Of Mechanical Vibrations Or Ultrasonic Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、被測定物に超音波を伝
搬させてその伝搬時間などを測定する超音波送受波装置
に関する。
搬させてその伝搬時間などを測定する超音波送受波装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、超音波式距離計や超音波式流量
計などの超音波式の計測器は、超音波送受波器から所定
周波数の超音波を出力し、その反射波あるいは透過波を
捕捉して電気信号に変換し、この捕捉された受信情報に
基づいてその伝搬時間などを算定するように構成されて
いる。従来、この伝搬時間は送受波パルス間の時間間隔
をその時間に含まれるクロックパルスのカウント数によ
って求めている。従って、このクロックパルスの１パル
ス分に満たない時間は無視されており、この分の時間量
子化誤差が生じていた。
計などの超音波式の計測器は、超音波送受波器から所定
周波数の超音波を出力し、その反射波あるいは透過波を
捕捉して電気信号に変換し、この捕捉された受信情報に
基づいてその伝搬時間などを算定するように構成されて
いる。従来、この伝搬時間は送受波パルス間の時間間隔
をその時間に含まれるクロックパルスのカウント数によ
って求めている。従って、このクロックパルスの１パル
ス分に満たない時間は無視されており、この分の時間量
子化誤差が生じていた。
【０００３】かかる問題点を解決する手段として、例え
ば特開昭６０−２２５０２７号公報では、送信パルスか
らクロックパルスの立ち上がりまでの時間及び受信パル
スからクロックパルスの立ち上がりまでの時間を積分器
で積分することによって１パルス分に満たない時間を求
め、その分を補正する装置が開示されている。
ば特開昭６０−２２５０２７号公報では、送信パルスか
らクロックパルスの立ち上がりまでの時間及び受信パル
スからクロックパルスの立ち上がりまでの時間を積分器
で積分することによって１パルス分に満たない時間を求
め、その分を補正する装置が開示されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来例にあっては、積分器等のアナログ回路を用い
ているため、経年変化や温度変化によって積分器ランプ
電圧が変動し、誤差を生じるという不都合があった。
うな従来例にあっては、積分器等のアナログ回路を用い
ているため、経年変化や温度変化によって積分器ランプ
電圧が変動し、誤差を生じるという不都合があった。
【０００５】
【発明の目的】本発明は、このような従来例の不都合を
改善し、とくに、比較的低速、低分解能なＡ／Ｄ変換器
を用いて超音波伝搬時間を高分解能に測定することが可
能な超音波送受波装置を提供することを、その目的とす
る。
改善し、とくに、比較的低速、低分解能なＡ／Ｄ変換器
を用いて超音波伝搬時間を高分解能に測定することが可
能な超音波送受波装置を提供することを、その目的とす
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は、超音波送波器
および超音波受波器を有し、超音波が送波器で送信され
てから受波器で受信されるまでの伝搬時間を算定する伝
搬時間算定手段を備え、この伝搬時間算定手段が、前記
超音波受波器で受信される超音波の波形信号を所定のタ
イミングでサンプリング後ディジタル値に変換して順次
記憶する波形記憶部と、記憶された波形信号から仮のゼ
ロクロス点を検出する仮ゼロクロス位置検出部と、この
仮ゼロクロス位置検出部の出力で示されるアドレスを中
心とする複数アドレスの波形データを波形記憶部から取
り込み、これら波形データに対して回帰直線補間を施す
ことで受信波のゼロクロス点を算定する回帰直線演算部
と、算定されたゼロクロス点に基づいて受信超音波の伝
搬時間を算定する伝搬時間演算部とを装備する、という
構成を採っている。これによって、前述の目的を達成し
ようとするものである。
および超音波受波器を有し、超音波が送波器で送信され
てから受波器で受信されるまでの伝搬時間を算定する伝
搬時間算定手段を備え、この伝搬時間算定手段が、前記
超音波受波器で受信される超音波の波形信号を所定のタ
イミングでサンプリング後ディジタル値に変換して順次
記憶する波形記憶部と、記憶された波形信号から仮のゼ
ロクロス点を検出する仮ゼロクロス位置検出部と、この
仮ゼロクロス位置検出部の出力で示されるアドレスを中
心とする複数アドレスの波形データを波形記憶部から取
り込み、これら波形データに対して回帰直線補間を施す
ことで受信波のゼロクロス点を算定する回帰直線演算部
と、算定されたゼロクロス点に基づいて受信超音波の伝
搬時間を算定する伝搬時間演算部とを装備する、という
構成を採っている。これによって、前述の目的を達成し
ようとするものである。
【０００７】また、本発明は、前記回帰直線演算部を回
帰曲線演算部に置き換えて回帰曲線補間を施すように
し、この回帰曲線補間で求められたゼロクロス点に基づ
いて超音波の伝搬時間を算定できる構成も採用される。
帰曲線演算部に置き換えて回帰曲線補間を施すように
し、この回帰曲線補間で求められたゼロクロス点に基づ
いて超音波の伝搬時間を算定できる構成も採用される。
【０００８】
【作用】本発明では、受信される超音波信号を所定のタ
イミングでサンプリング後、ディジタル値に変換して順
次記憶し、記憶された波形データ列から仮のゼロクロス
点を決定し、この仮ゼロクロス点アドレスを中心とする
複数アドレスの波形データから回帰直線補間または回帰
曲線補間により、真のゼロクロス点時刻を算定すること
で、波形記憶部のサンプリング周期よりも分解能を向上
させて超音波の伝搬時間が測定される。
イミングでサンプリング後、ディジタル値に変換して順
次記憶し、記憶された波形データ列から仮のゼロクロス
点を決定し、この仮ゼロクロス点アドレスを中心とする
複数アドレスの波形データから回帰直線補間または回帰
曲線補間により、真のゼロクロス点時刻を算定すること
で、波形記憶部のサンプリング周期よりも分解能を向上
させて超音波の伝搬時間が測定される。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の第１実施例を図１ないし図７
に基づいて説明する。まず、図２に示す実施例は、所定
の周期で送信パルスを発生するパルス発振回路１０１
と、このパルス発振回路１０１からの送信パルスによっ
て駆動される超音波送波器１０２と、この超音波送波器
１０２から出力される超音波信号を被測定物Ｓを介して
受信する超音波受波器１０３とを備えている。
に基づいて説明する。まず、図２に示す実施例は、所定
の周期で送信パルスを発生するパルス発振回路１０１
と、このパルス発振回路１０１からの送信パルスによっ
て駆動される超音波送波器１０２と、この超音波送波器
１０２から出力される超音波信号を被測定物Ｓを介して
受信する超音波受波器１０３とを備えている。
【００１０】この超音波受波器１０３で受信された超音
波信号は、電気信号に変換されたのち増幅器１０４で増
幅されて伝搬時間算定手段１０に送られる。そして、こ
の伝搬時間算定手段１０では、増幅器１０４からの受信
信号とパルス発振回路１０１からの送信パルスとから受
信超音波の伝搬時間が算定されるようになっている。
波信号は、電気信号に変換されたのち増幅器１０４で増
幅されて伝搬時間算定手段１０に送られる。そして、こ
の伝搬時間算定手段１０では、増幅器１０４からの受信
信号とパルス発振回路１０１からの送信パルスとから受
信超音波の伝搬時間が算定されるようになっている。
【００１１】図１に、伝搬時間算定手段１０の具体例を
示す。伝搬時間算定手段１０は、波形記憶部１１、ゼロ
クロス位置検出部１２および、伝搬時間演算部１３で構
成されている。波形記憶部１１は、パルス発振回路１０
１からの送信パルスによりトリガされてから、所定のタ
イミングで、すなわち一定の時間経過後に、一定周期の
方形波パルス列である書き込みパルス列を発生するタイ
ミング制御回路１１０と、増幅器１０４からの受信信号
を入力しサンプリング後、ディジタル値である波形デー
タ列に変換し出力するＡ／Ｄ変換回路１１１と、このＡ
／Ｄ変換回路１１１から出力される波形データ列を、書
き込みパルス列に同期して所定のアドレスより所定の順
序で格納するとともに、ゼロクロス位置検出部１２から
の要求に従って任意のアドレスの波形データを任意の順
序で読み出し出力する波形記憶回路１１２とを備えてい
る。ただし、波形記憶回路１１２の記憶容量が豊富にあ
れば、送信パルスと同時に書き込みパルス列を発生させ
ても構わない。
示す。伝搬時間算定手段１０は、波形記憶部１１、ゼロ
クロス位置検出部１２および、伝搬時間演算部１３で構
成されている。波形記憶部１１は、パルス発振回路１０
１からの送信パルスによりトリガされてから、所定のタ
イミングで、すなわち一定の時間経過後に、一定周期の
方形波パルス列である書き込みパルス列を発生するタイ
ミング制御回路１１０と、増幅器１０４からの受信信号
を入力しサンプリング後、ディジタル値である波形デー
タ列に変換し出力するＡ／Ｄ変換回路１１１と、このＡ
／Ｄ変換回路１１１から出力される波形データ列を、書
き込みパルス列に同期して所定のアドレスより所定の順
序で格納するとともに、ゼロクロス位置検出部１２から
の要求に従って任意のアドレスの波形データを任意の順
序で読み出し出力する波形記憶回路１１２とを備えてい
る。ただし、波形記憶回路１１２の記憶容量が豊富にあ
れば、送信パルスと同時に書き込みパルス列を発生させ
ても構わない。
【００１２】ゼロクロス位置検出部１２は、前回受信し
た際の仮のゼロクロス点を記憶する前ゼロクロス点記憶
部１２１と、前回の仮のゼロクロス点を基にして仮のゼ
ロクロス点を求める仮ゼロクロス位置検出部１２２と、
さらに高分解能に真のゼロクロス点を算定する回帰直線
演算部１２３とを備えている。
た際の仮のゼロクロス点を記憶する前ゼロクロス点記憶
部１２１と、前回の仮のゼロクロス点を基にして仮のゼ
ロクロス点を求める仮ゼロクロス位置検出部１２２と、
さらに高分解能に真のゼロクロス点を算定する回帰直線
演算部１２３とを備えている。
【００１３】前ゼロクロス点記憶部１２１は、前回受信
した際の仮のゼロクロス点アドレスを記憶する機能を備
えているが、ここでは、第１回目の測定時の仮のゼロク
ロス点すなわち初期ゼロクロス点を求める方法について
説明する。図３は受信波形データの一例である。各波に
から順に番号をふってある。これら各波の隣接する波
同士のピーク値の比を求め、この比が最大となる波の組
合わせの前の方の波をトリガ波とする。図３の例では
の波との波のピーク値の比が最大となっているので
の波をトリガ波としている。の波のゼロクロス点とは
図３における点Ｐのことである。この場合の波のピー
クに近いデータのアドレスから後方に向かって波形デー
タを順次サーチして行き、最初に符号が正から負に変っ
たアドレスを初期ゼロクロス点とする。このアドレスが
第１回目の前ゼロクロス点アドレスとして前ゼロクロス
位置記憶部１２１に格納される。
した際の仮のゼロクロス点アドレスを記憶する機能を備
えているが、ここでは、第１回目の測定時の仮のゼロク
ロス点すなわち初期ゼロクロス点を求める方法について
説明する。図３は受信波形データの一例である。各波に
から順に番号をふってある。これら各波の隣接する波
同士のピーク値の比を求め、この比が最大となる波の組
合わせの前の方の波をトリガ波とする。図３の例では
の波との波のピーク値の比が最大となっているので
の波をトリガ波としている。の波のゼロクロス点とは
図３における点Ｐのことである。この場合の波のピー
クに近いデータのアドレスから後方に向かって波形デー
タを順次サーチして行き、最初に符号が正から負に変っ
たアドレスを初期ゼロクロス点とする。このアドレスが
第１回目の前ゼロクロス点アドレスとして前ゼロクロス
位置記憶部１２１に格納される。
【００１４】その後、前ゼロクロス点記憶部１２１の内
容は、仮ゼロクロス位置検出部１２２が検出した今回の
仮ゼロクロス点アドレスによって上書きされる。
容は、仮ゼロクロス位置検出部１２２が検出した今回の
仮ゼロクロス点アドレスによって上書きされる。
【００１５】次に、図４ないし図７を用いて仮ゼロクロ
ス点検出のアルゴリズムについて説明する。
ス点検出のアルゴリズムについて説明する。
【００１６】図４に仮ゼロクロス点検出のアルゴリズム
を示す。図中Ｓ１〜Ｓ４は本アルゴリズム中の各ステッ
プを示す。第１ステップＳ１では、今回受信された波形
データにおいて、前ゼロクロス点記憶部１２１で示され
る前ゼロクロス点のアドレスＺp-1の波形データＷ（Ｚ
p-1）を求める。ここで、添え字ｐ−１は第ｐ−１回目
の測定のデータであることを意味する。第２ステップＳ
２では、このデータＷ（Ｚp-1）が正であるか負である
かを判定する。
を示す。図中Ｓ１〜Ｓ４は本アルゴリズム中の各ステッ
プを示す。第１ステップＳ１では、今回受信された波形
データにおいて、前ゼロクロス点記憶部１２１で示され
る前ゼロクロス点のアドレスＺp-1の波形データＷ（Ｚ
p-1）を求める。ここで、添え字ｐ−１は第ｐ−１回目
の測定のデータであることを意味する。第２ステップＳ
２では、このデータＷ（Ｚp-1）が正であるか負である
かを判定する。
【００１７】波形データＷ（Ｚp-1）が正または０の場
合は、第３ステップＳ３の処理を選択し、図５に示すよ
うに、ゼロクロス点が後方にずれたものと判断して、ア
ドレスＺp-1から後方に向かって波形データの符号が＋
から−へ変るアドレスＺpを求め、このアドレスＺpを新
たな仮のゼロクロス点とする。ここで、添え字ｐは今
回、すなわち第ｐ回目の測定のデータであることを意味
する。一方、第２ステップＳ２において波形データＷ
（Ｚp-1）が負の場合は、第４ステップＳ４の処理を選
択し、図６に示すようにゼロクロス点が前方にずれたも
のと判断し、アドレスＺp-1から前方に向かって波形デ
ータの符号が−から＋へ変るアドレスを求め、このアド
レスＺpを新たな仮ゼロクロス点とする。
合は、第３ステップＳ３の処理を選択し、図５に示すよ
うに、ゼロクロス点が後方にずれたものと判断して、ア
ドレスＺp-1から後方に向かって波形データの符号が＋
から−へ変るアドレスＺpを求め、このアドレスＺpを新
たな仮のゼロクロス点とする。ここで、添え字ｐは今
回、すなわち第ｐ回目の測定のデータであることを意味
する。一方、第２ステップＳ２において波形データＷ
（Ｚp-1）が負の場合は、第４ステップＳ４の処理を選
択し、図６に示すようにゼロクロス点が前方にずれたも
のと判断し、アドレスＺp-1から前方に向かって波形デ
ータの符号が−から＋へ変るアドレスを求め、このアド
レスＺpを新たな仮ゼロクロス点とする。
【００１８】今述べた、仮ゼロクロス位置検出部１２２
によって検出された仮のゼロクロス点はあくまで符号が
反転した直後のアドレスであって、厳密に受信信号が０
になった時刻に対応するものでない。また、各波形デー
タの振幅値もＡ／Ｄ変換器で量子化された値であるので
量子化誤差を有するものである。回帰直線演算部１２３
では、この仮のゼロクロス点アドレス近傍の複数点（ｎ
点）のアドレスＸ1〜Ｘnの波形データＹ1〜Ｙnを波形記
憶部１１から読み出し、回帰直線を求める。この時のデ
ータをプロットしたものを図７に示す。そのとき、回帰
直線の傾斜ａは次式となる。
によって検出された仮のゼロクロス点はあくまで符号が
反転した直後のアドレスであって、厳密に受信信号が０
になった時刻に対応するものでない。また、各波形デー
タの振幅値もＡ／Ｄ変換器で量子化された値であるので
量子化誤差を有するものである。回帰直線演算部１２３
では、この仮のゼロクロス点アドレス近傍の複数点（ｎ
点）のアドレスＸ1〜Ｘnの波形データＹ1〜Ｙnを波形記
憶部１１から読み出し、回帰直線を求める。この時のデ
ータをプロットしたものを図７に示す。そのとき、回帰
直線の傾斜ａは次式となる。
【００１９】 ａ＝［ｎΣ（ＸiＹi）−ΣＹi・ΣＸi］／［ｎΣ（Ｙi 2）−（ΣＹi）2］ また、回帰直線のゼロクロス点ｚについては、次式を得
る。
る。
【００２０】ｚ＝［１／ｎ］・（ΣＸi−ａΣＹi）
【００２１】このように、回帰直線から求められたゼロ
クロス点ｚは、真のゼロクロス点の推定値として伝搬時
間演算部１３へ送られる。伝搬時間演算部１３では、伝
搬時間ｔを次式で算定する。
クロス点ｚは、真のゼロクロス点の推定値として伝搬時
間演算部１３へ送られる。伝搬時間演算部１３では、伝
搬時間ｔを次式で算定する。
【００２２】ｔ＝ｔ0＋ｚ／ｆs ここで、ｔ0は送信トリガから書き込みパルスが開始さ
れるまでの遅れ時間であり、ｆsはＡ／Ｄ変換器のサン
プリング周波数である。
れるまでの遅れ時間であり、ｆsはＡ／Ｄ変換器のサン
プリング周波数である。
【００２３】以上のように、本実施例では、回帰直線演
算部１２３でゼロクロス点を算出するため、Ａ／Ｄ変換
器のサンプリング周期及び振幅分解能によって生じる、
時間電圧双方の量子化誤差を低減して、高い分解能で伝
搬時間を推測することができる。
算部１２３でゼロクロス点を算出するため、Ａ／Ｄ変換
器のサンプリング周期及び振幅分解能によって生じる、
時間電圧双方の量子化誤差を低減して、高い分解能で伝
搬時間を推測することができる。
【００２４】つぎに、本実施例による分解能について具
体的な数値を用いて検討する。例えば、受信波の周波数
を８０［ＫＨｚ］、振幅をＡ／Ｄ変換器のフルスパンの
１／３とし、Ａ／Ｄ変換器を８ビット（分解能２５
６）、そのサンプリング周波数を８［ＭＨｚ］のものと
する。回帰直線演算部を用いない場合の分解能は、Ａ／
Ｄ変換器のサンプリング周波数で決まり１／（８×１０
6）＝１２５［ｎｓ］であるのに対し、回帰直線演算部
を用いた本実施例ではその分解能は（Ａ／Ｄ変換器のサ
ンプリング周期）／［（ゼロクロス点の傾斜）×（使用
データ数）］で表される。
体的な数値を用いて検討する。例えば、受信波の周波数
を８０［ＫＨｚ］、振幅をＡ／Ｄ変換器のフルスパンの
１／３とし、Ａ／Ｄ変換器を８ビット（分解能２５
６）、そのサンプリング周波数を８［ＭＨｚ］のものと
する。回帰直線演算部を用いない場合の分解能は、Ａ／
Ｄ変換器のサンプリング周波数で決まり１／（８×１０
6）＝１２５［ｎｓ］であるのに対し、回帰直線演算部
を用いた本実施例ではその分解能は（Ａ／Ｄ変換器のサ
ンプリング周期）／［（ゼロクロス点の傾斜）×（使用
データ数）］で表される。
【００２５】ゼロクロス点の傾斜は、隣接するアドレス
間のデータの差で表し、受信波を正弦波で近似すると、
（２５６／３）ｓｉｎ［２π（８０×１０3）／（８×
１０6）］＝５．４となる。回帰直線演算に使用するデ
ータ数を７点とすると、分解能は前述の式に代入して、
「１２５／（５．４×７）＝３．３［ｎｓ］」となり、
回帰直線演算部がない場合に比べて３５倍以上に向上す
ることがわかる。
間のデータの差で表し、受信波を正弦波で近似すると、
（２５６／３）ｓｉｎ［２π（８０×１０3）／（８×
１０6）］＝５．４となる。回帰直線演算に使用するデ
ータ数を７点とすると、分解能は前述の式に代入して、
「１２５／（５．４×７）＝３．３［ｎｓ］」となり、
回帰直線演算部がない場合に比べて３５倍以上に向上す
ることがわかる。
【００２６】ここで、前記実施例のゼロクロス点は、図
３に示すＰ点のようにデータの符号が＋から−に変化す
る点としているが、例えば、Ｑ点のように符号が−から
＋に変る点としても同様である。
３に示すＰ点のようにデータの符号が＋から−に変化す
る点としているが、例えば、Ｑ点のように符号が−から
＋に変る点としても同様である。
【００２７】なお、上記第１実施例の回帰直線補間を、
図８および図９に示される第２実施例のように、前記回
帰直線演算部１２３を回帰曲線演算部２２３とし、回帰
曲線補間に置き換えた場合によってゼロクロス点を求め
ることができる。ここで、図９は、回帰直線を求めた時
のデータをプロットした図７に対応する線図を示してい
る。
図８および図９に示される第２実施例のように、前記回
帰直線演算部１２３を回帰曲線演算部２２３とし、回帰
曲線補間に置き換えた場合によってゼロクロス点を求め
ることができる。ここで、図９は、回帰直線を求めた時
のデータをプロットした図７に対応する線図を示してい
る。
【００２８】これを更に詳述すると、仮のゼロクロス点
近傍の波形でデータに対する回帰曲線の式をＸ＝ｇ
（Ｙ）とおき、ｇ（Ｙ）を以下に示す３次曲線とおく。
近傍の波形でデータに対する回帰曲線の式をＸ＝ｇ
（Ｙ）とおき、ｇ（Ｙ）を以下に示す３次曲線とおく。
【００２９】ｇ（Ｙ）＝ａＹ3＋ｂＹ2＋ｃＹ＋ｄ
【００３０】上記３次曲線のパラメータａ〜ｄは補間に
用いるｎ個の波形データとの差の２乗和が最小になる組
合せとして求める。すなわち、Ｅ＝Σ｛Ｘi−ｇ
（Ｙi）｝2が最小になる値を求めればよい。そしてＥが
最小になる点においてはａないしｄの各パラメータでＥ
を微分した値がゼロになることから、以下に示す数１〜
数４の連立方程式が得られる。
用いるｎ個の波形データとの差の２乗和が最小になる組
合せとして求める。すなわち、Ｅ＝Σ｛Ｘi−ｇ
（Ｙi）｝2が最小になる値を求めればよい。そしてＥが
最小になる点においてはａないしｄの各パラメータでＥ
を微分した値がゼロになることから、以下に示す数１〜
数４の連立方程式が得られる。
【００３１】
【数１】
【００３２】
【数２】
【００３３】
【数３】
【００３４】
【数４】
【００３５】よりΣｇ（Ｙi）＝ΣＸi、そしてｇ（Ｙ
i）の定義より
i）の定義より
【００３６】 ａ・ΣＹi 3＋ｂΣＹi 2＋ｃΣＹ＋ｄΣ1＝ΣＸi・・・・・
【００３７】よりΣＹiｇ（Ｙi）＝ΣＹiＸi、そして
ｇ（Ｙi）の定義より
ｇ（Ｙi）の定義より
【００３８】 ａ・ΣＹi 4＋ｂΣＹi 3＋ｃΣＹi 2＋ｄΣＹi＝ΣＹiＸi・・・・・
【００３９】よりΣＹi 2ｇ（Ｙi）＝ΣＹi 2Ｘi、そし
てｇ（Ｙi）の定義より
てｇ（Ｙi）の定義より
【００４０】 ａ・ΣＹi 5＋ｂΣＹi 4＋ｃΣＹi 3＋ｄΣＹi 2＝ΣＹi 2Ｘi・・・・・
【００４１】よりΣＹi 3ｇ（Ｙi）＝ΣＹi 3Ｘi、そし
てｇ（Ｙi）の定義より
てｇ（Ｙi）の定義より
【００４２】 ａ・ΣＹi 6＋ｂΣＹi 5＋ｃΣＹi 4＋ｄΣＹi 3＝ΣＹi 3Ｘi・・・・・
【００４３】上記〜を行列式に書き換えると数５で
表される。
表される。
【００４４】
【数５】
【００４５】上記の行列式を解くことで、回帰曲線のパ
ラメータａ〜ｄが求まり、回帰曲線のゼロクロス点のＸ
座標はｇ（Ｙ）の式のＹ＝０とおいた値であるのでｇ
（Ｙ）の定義よりｇ（Ｙ）＝ａＹ3＋ｂＹ2＋ｃＹ＋ｄ、
ｇ（０）＝ｄとなる。すなわち、パラメータｄの値その
ものである。ここで、パラメータｄの値はCramerの規則
により、数６のように求められる。
ラメータａ〜ｄが求まり、回帰曲線のゼロクロス点のＸ
座標はｇ（Ｙ）の式のＹ＝０とおいた値であるのでｇ
（Ｙ）の定義よりｇ（Ｙ）＝ａＹ3＋ｂＹ2＋ｃＹ＋ｄ、
ｇ（０）＝ｄとなる。すなわち、パラメータｄの値その
ものである。ここで、パラメータｄの値はCramerの規則
により、数６のように求められる。
【００４６】
【数６】
【００４７】このように、第１実施例の回帰直線補間を
回帰曲線補間に置き換えた場合にあっては、回帰精度を
さらに向上できるとともに、補間に使用するデータの点
数ｎを増やすことができる結果として、より高分解能が
期待できる。また、サンプリング周期をやや長くした場
合に対しても対応でき、それによる精度劣化も小さい。
回帰曲線補間に置き換えた場合にあっては、回帰精度を
さらに向上できるとともに、補間に使用するデータの点
数ｎを増やすことができる結果として、より高分解能が
期待できる。また、サンプリング周期をやや長くした場
合に対しても対応でき、それによる精度劣化も小さい。
【００４８】また、複数回の受信で求められた複数個の
伝搬時間に対して移動平均処理を施すことでさらに分解
能を向上させることもできる。
伝搬時間に対して移動平均処理を施すことでさらに分解
能を向上させることもできる。
【００４９】
【発明の効果】以上のように、本発明では、回帰直線演
算部または回帰曲線演算部の機能によりトリガ波のゼロ
クロス点を高分解能に推定することができ、算定された
超音波の伝搬時間の分解能と信頼性を著しく高めること
ができるという、従来にない優れた超音波送受波装置を
提供することができる。
算部または回帰曲線演算部の機能によりトリガ波のゼロ
クロス点を高分解能に推定することができ、算定された
超音波の伝搬時間の分解能と信頼性を著しく高めること
ができるという、従来にない優れた超音波送受波装置を
提供することができる。
【図１】本発明の一実施例の主要部を示すブロック図で
ある。
ある。
【図２】図１のブロックを組込んだ装置全体の構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図３】初期ゼロクロス点検方法の説明の為の受信波形
の図である。
の図である。
【図４】図１内における仮ゼロクロス点検出部の動作を
示すフローチャートである。
示すフローチャートである。
【図５】図４内のステップＳ３の動作を示す説明図であ
る。
る。
【図６】図４内のステップＳ４の動作を示す説明図であ
る。
る。
【図７】図１内における回帰直線演算部の動作を示す説
明図である。
明図である。
【図８】本発明の第２実施例を示した図１と同様のブロ
ック構成図である。
ック構成図である。
【図９】図８内における回帰曲線演算部の動作を示す説
明図である。
明図である。
１０ 伝搬時間算定手段 １１ 波形記憶部 １２ ゼロクロス位置検出部 １３ 伝搬時間演算部 １０１ パルス発振回路 １０４ 増幅器 １１０ タイミング制御回路 １１１ Ａ／Ｄ変換回路 １１２ 波形記憶回路 １２１ 前ゼロクロス点記憶部 １２２ 仮ゼロクロス位置検出部 １２３ 回帰直線演算部 ２２３ 回帰曲線演算部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01H 5/00 G01N 29/18 G01N 29/22 501 G01S 7/526
Claims (2)
- 【請求項１】 超音波送波器および超音波受波器を有
し、超音波が送波器で送信されてから受波器で受信され
るまでの伝搬時間を算定する伝搬時間算定手段を備え、
この伝搬時間算定手段が、前記超音波受波器で受信され
る超音波の波形信号を所定のタイミングでサンプリング
後ディジタル値に変換して順次記憶する波形記憶部と、
記憶された波形信号から仮のゼロクロス点を検出する仮
ゼロクロス位置検出部と、この仮ゼロクロス位置検出部
の出力で示されるアドレスを中心とする複数アドレスの
波形データを波形記憶部から取り込み、これら波形デー
タに対して回帰直線補間を施すことで受信波のゼロクロ
ス点を算定する回帰直線演算部と、算定されたゼロクロ
ス点に基づいて受信超音波の伝搬時間を算定する伝搬時
間演算部とを装備したことを特徴とする超音波送受波装
置。 - 【請求項２】 超音波送波器および超音波受波器を有
し、超音波が送波器で送信されてから受波器で受信され
るまでの伝搬時間を算定する伝搬時間算定手段を備え、
この伝搬時間算定手段が、前記超音波受波器で受信され
る超音波の波形信号を所定のタイミングでサンプリング
後ディジタル値に変換して順次記憶する波形記憶部と、
記憶された波形信号から仮のゼロクロス点を検出する仮
ゼロクロス位置検出部と、この仮ゼロクロス位置検出部
の出力で示されるアドレスを中心とする複数アドレスの
波形データを波形記憶部から取り込み、これら波形デー
タに対して回帰曲線補間を施すことで受信波のゼロクロ
ス点を算定する回帰曲線演算部と、算定されたゼロクロ
ス点に基づいて受信超音波の伝搬時間を算定する伝搬時
間演算部とを装備したことを特徴とする超音波送受波装
置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04208524A JP3097882B2 (ja) | 1991-07-29 | 1992-07-13 | 超音波送受波装置 |
| US07/914,595 US5206838A (en) | 1991-07-29 | 1992-07-20 | Ultrasonic transducer |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21165691 | 1991-07-29 | ||
| JP3-211656 | 1991-07-29 | ||
| JP04208524A JP3097882B2 (ja) | 1991-07-29 | 1992-07-13 | 超音波送受波装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05209781A JPH05209781A (ja) | 1993-08-20 |
| JP3097882B2 true JP3097882B2 (ja) | 2000-10-10 |
Family
ID=26516881
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04208524A Expired - Lifetime JP3097882B2 (ja) | 1991-07-29 | 1992-07-13 | 超音波送受波装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5206838A (ja) |
| JP (1) | JP3097882B2 (ja) |
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| US6759954B1 (en) * | 1997-10-15 | 2004-07-06 | Hubbell Incorporated | Multi-dimensional vector-based occupancy sensor and method of operating same |
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| ES2235556B1 (es) * | 2001-07-06 | 2006-06-16 | Universidad Complutense De Madrid | Procedimiento y aparato para la medida continua, simultanea y automatica de la velocidad del sonido y la densidad en liquidos y disoluciones. |
| US7925392B2 (en) | 2002-04-23 | 2011-04-12 | Lord Corporation | Aircraft vehicular propulsion system monitoring device and method |
| CN1867813B (zh) * | 2003-10-14 | 2011-01-26 | 洛德公司 | 用于测量距离的磁致伸缩传感器 |
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| WO2021152482A1 (en) | 2020-01-27 | 2021-08-05 | Mts Sensor Technologie Gmbh & Co. Kg | Magnetostrictive position measurement using frequency domain analysis |
| CN114355360B (zh) * | 2021-12-14 | 2024-05-03 | 中船航海科技有限责任公司 | 一种多普勒计程仪回波频率估计方法 |
| CN115343715A (zh) * | 2022-08-25 | 2022-11-15 | 厦门忻德监测科技有限公司 | 一种高精度超声波距离检测方法和系统 |
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|---|---|---|---|---|
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-
1992
- 1992-07-13 JP JP04208524A patent/JP3097882B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1992-07-20 US US07/914,595 patent/US5206838A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5206838A (en) | 1993-04-27 |
| JPH05209781A (ja) | 1993-08-20 |
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