DE102013019311A1

DE102013019311A1 - Ultraschallmessung der Strömungsgeschwindigkeit von Flüssigkeiten und Gasen unterweitgehender Kompensation von Jitter und Offset

Info

Publication number: DE102013019311A1
Application number: DE201310019311
Authority: DE
Inventors: Helmut Manck; Assia Mamouda; Boris Joesar; Thomas Lüde
Original assignee: EONAS IT BERATUNG und ENTWICKLUNG GmbH; eonas IT-Beratung und Entwicklung GmbH
Current assignee: EONAS IT BERATUNG und ENTWICKLUNG GmbH; eonas IT-Beratung und Entwicklung GmbH
Priority date: 2013-11-07
Filing date: 2013-11-07
Publication date: 2015-05-07

Abstract

Die für Durchflusszähler geforderten Genauigkeiten können für das Ultraschallverfahren nicht durch eine Einzelmessung erreicht werden. Das Messergebnis wird durch Jitter dominiert. Zur Überwindung des Jitters muss jede Messung aus vielen Messpunkten bestehen, sodass statistische Methoden eingesetzt werden können. Die Ultraschallwandler werden mit einer Sinusschwingung über eine größere Anzahl von Perioden angeregt. Im eingeschwungenen Zustand werden die empfangenen Signale als Sinusschwingung der Zwangsfrequenz mit veränderter Amplitude und Phase interpretiert. Durch das Fitten der Messergebnisse mit dieser Funktion wird der Jitter der Messsignale nahezu aufgehoben. Unter Verwendung speziell ausgewählter Anregungsfrequenzen nahe der Resonanzfrequenzen der Ultraschallwandler wird ein überlagerter Offset kompensiert. Durch stetige Überwachung der Messergebnisse und die geeignete Adaption der Anregungsfrequenz werden zusätzlich Temperatureinflüsse erkannt und ausgeglichen. Die so erzielte Auflösung der Apparatur ist um ein bis zwei Größenordnungen gegenüber den Stand der Technik verbessert. Eine Einzelmessung kann nun mit der nach Standard bzw. Regulator vorgegebenen Genauigkeit erhoben werden. Das Prinzip () kann auf alle üblichen mechanischen Aufbauten von vergleichbaren Messanordnungen angewendet werden und zwar für flüssige und gasförmige Medien.

Description

Problemstellung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Durchflussmessung von Gasen und Flüssigkeiten. Insbesondere wird ein Verfahren und eine Vorrichtung für die Durchflussmessung von Flüssigkeiten, z. B. Wasser, auf der Basis von Ultraschall-Piezokristallen, im folgenden „Transducer”-Paar genannt, angemeldet, das es erlaubt, gegenüber dem Stand der Technik mit wesentlicher höherer Genauigkeit die Durchflussmenge zu messen, indem der in den bisherigen Messungen auftretende Jitter nahezu vollständig eliminiert und der durch die größere Genauigkeit sichtbar werdende Offset des Transducerpaares, bedingt durch die Fertigungsstreuung bei der Herstellung der Bauelemente, durch geeignete Kalibrierverfahren ebenfalls auf die Größenordnung des Jitters reduziert wird.
Stand der Technik
Die Messung der Strömungsgeschwindigkeit mittels Ultraschall ist bereits seit langem industriell für Gas und Wasser eingeführt. Sie gilt als die vielversprechendste Technologie für die Ablösung des klassischen, mechanischen (Flügelrad-)Haushalts-Wasserzählers durch ein zeitgemäßes, vollständig elektronisches Gerät ohne mechanische Komponenten mit entsprechend verlängerter Laufzeit. Das Messverfahren beruht grundsätzlich darauf, dass das Ultraschallsignal einmal mit und einmal gegen die Strömung des Mediums ausgesandt wird. Die beiden Transducer arbeiten damit zuerst als Sender und dann als Empfänger. Aus der Laufzeit t für den Abstand der Transducer d
erhält man differentiell sofort
also eine Proportionalität der Zeitmessung δt zur Änderung δv der Schallgeschwindigkeit v_Schall. Da nur die Strömung diesen Unterschied bedingt, lässt sich die Zeitauflösung der Laufzeitmessung mit Hilfe von (2) direkt in die minimal messbare Strömungsgeschwindigkeit umrechnen.
Aus der Norm für die minimale Wassermenge von z. B. 2 l/h erhält man für ein ½ Zoll-Rohr eine Strömungsgeschwindigkeit von ca. 4 mm/s. Die Schallgeschwindigkeit von Wasser bei Zimmertemperatur liegt mit 1500 m/s ungefähr 300.000fach höher als die Strömungsgeschwindigkeit. Für einen Abstand der Transducer von 6 cm beträgt die Laufzeit ca. 40 μs. Damit ergeben 4 mm/s ein δt von ca. 120 ps. Die minimale Wassermenge wird so genau vermessen, wie diese 120 ps aufgelöst werden. Die Ultraschall-Wasserzähler müssen also Picosekunden- genau die Laufzeit(-Differenz) bestimmen können.
Das ist zzt. für eine Einzelmessung nicht erreicht. Die Laufzeit wird bei analogen Methoden meist als Phasendifferenz der gesendeten zur empfangenen Sinuskurve ermittelt. Für dieses Problem findet man in der Literatur eine Reihe von Verfahren. Die erreichte Genauigkeit liegt um 1 ns, was im Beispiel gegenüber 40 μs bereits eine Zeitauflöung von 40.000 darstellt. Als Verbesserung haben sich direkte Laufzeitmessungen mit sogenannten TDC-Schaltkreisen („Time to digital circuits”) etabliert. Die Genauigkeit der Zeitauflösung über Inverterketten lässt sich mit modernen IC's bis in den Bereich von 10 ps steigern.
Setzt man aber diese Bausteine ein, so überlagert sich dieser TDC-Zeitauflösung ein Jitter, der für einen Chip mit 22 ps Zeitauflösung in diesem Beispiel 700 ps („Peak to Peak”) beträgt ( ). Da mit TDC-Schaltkreisen nicht die Ursache des Jitters ermittelt werden kann, stellt auch eine entsprechende Verbesserung der Zeitauflösung keine sinnvolle Weiterentwicklung dar.
Es sind weitere TDC-Schaltkreise mit leicht abgeänderten Prinzipien im Einsatz, die aber ebenfalls mehrere 100 ps Jitter aufweisen. Trotz der unzureichenden Zeitauflösung der Einzelmessung werden die entsprechenden IC's zzt. in kommerziellen Wasserzählern eingesetzt, indem durch Mittelwertbildung über lange Messintervalle die geforderte bzw. spezifizierte Genauigkeit erreicht wird. Plötzliche Änderungen, d. h. das Aufdrehen des Wasserhahns, fängt man auf den oberen Software-Ebenen ab. Die Verkleinerung des Rohrdurchmessers auf 1/3 bis ¼ wird von fast allen Anbietern eingesetzt, um die minimale Strömungsgeschwindigkeit entsprechend zu erhöhen. Die von den Herstellern in ihren Prospekten genannten Zahlen des minimal messbaren Volumens pro Zeiteinheit können durch die Mittelwertsbildung nicht mit der Messgenauigkeit der Einzelmessung korreliert werden.
Neuer Lösungsansatz
Die oben genannten Nachteile werden vom Verfahren und der Vorrichtung nach den unabhängigen Ansprüchen behoben.
Aus dem oben Gesagten folgt, dass eine Verbesserung der Messgenauigkeit nur in dem Maße erreicht wird, wie der Jitter (pro Einzelmessung) reduziert werden kann. Das neue Verfahren enthält damit zwei Stufen

– erstens eine Methode zur drastischen Reduzierung des Jitters. Hat man dies erreicht, so lässt sich das Verhalten des einzelnen Transducers viel genauer untersuchen. Ausgehend von der Annahme, dass die beiden Kristalle Fertigungsunterschiede aufweisen, ergibt sich bei ruhigem Wasser, ohne Strömung, gleicher elektrischer Ansteuerung ein „Offset” der Messung als Maß für diese unterschiedlichen Materialeigenschaften.
– In der zusätzlichen zweiten Stufe der Offsetkorrektur muss das Messverfahren um Methoden erweitert werden, die diesen materialbedingten Offset
• durch einmalige Kalibrierung bei der Herstellung und/oder
• durch fortgesetzte automatische Korrektur im Alltagsbetrieb

Der Lösungsansatz für beide Aufgaben besteht darin, den Transducer in seinem Verhalten als „harmonischen Oszillator” zu beschreiben und daraus Schlussfolgerungen für den Messalgorithmus abzuleiten: Statt bei der Interpretation der Signalkurven mit allgemeinen Annahmen bzw. Funktionen wie „Autokorrelation” und „Fourieranalysis” zu arbeiten, werden die anzuwendenden Methoden aus den Eigenschaften eines „harmonischen Oszillators” hergeleitet. Im Folgenden ist deshalb ein kurzes Kapitel Theorie eingefügt.
Theoretische Grundlagen
Der Transducer, typisch ein Scheibchen um 1 cm Durchmesser bei wenigen Millimetern Höhe, wird vereinfacht als klassischer Oszillator beschrieben. Die Differentialgleichung lautet. ÿ + αẏ + ω²y = f(t) (3)
Diese Gleichung enthält nur zwei Parameter, die Resonanzfrequenz ω und die Dämpfung α, zur Beschreibung des Transducers. Bezüglich eines zur Messung eingesetzten Paares kann man davon ausgehen, dass Unterschiede im Bereich von 10% für die Resonanzfrequenz üblich sind.
Das physikalische Bauelement „Transducer” ist wesentlich komplexer. Im einfachsten Ersatzschaltbild ist bereits diese Resonanzfrequenz nicht konstant, sondern hängt von der Impedanz der Ansteuerung ab. Die Parallelkapazität C_P wird je nach dem Wert der Impedanz der Spannungsquelle in Serie zu C_S dazu geschaltet. Dadurch entsteht eine Frequenzabhängigkeit von ω_R. Mit einer geeigneten Wahl der Impedanz (Z1 bzw. Z2) lässt sich entsprechend die Resonanzfrequenz verändern (Patentanspruch 9).
Der Quarzkristall kann zusätzlich in Vielfachen der Grundfrequenz schwingen. Je nach Befestigung sind auch Scherschwingungen möglich. Zu allem Überfluss wird die Oberfläche noch mit anderen Materialien beschichtet, um eine möglichst gute Anpassung der Energieübertragung an die Flüssigkeit zu erreichen. Dadurch entstehen weitere, sich überlagernde Resonanzfrequenzen.
Das Modell des „harmonischen Oszillators” wird deshalb im Folgenden nur bezüglich seiner grundsätzlichen Eigenschaften untersucht bzw. benutzt.
Die Lösung der Differentialgleichung setzt sich aus der Lösung der homogenen Gleichung und der Antwort auf die äußere Kraft f(t) zusammen, der partikulären Lösung y_par y = y_hom + y_par (4)
Für die homogene Lösung ergibt sich der vertraute Term einer abklingenden Schwingung y_hom = A_homexp(–α_Rt)sin(ω_Rt + φ_R) (5)
Die partikuläre Lösung wiederum kann für eine äußere Kraft f(t) von der gleichen Zeitabhängigkeit wie der der homogenen Lösung, also einer gedämpften Schwingung mit eigenen Parametern α_F und ω_F („forced”) f(t) = Aexp(–α_Ft)sin(ω_Ft + φ_F) (6) als Lösung mit einer konstanten komplexen Amplitude C dargestellt werden y_par = Cexp(–α_Ft)sin(ω_Ft + φ_F) (7)
Die Amplitude C wiederum kann als komplexe Zahl nach Betrag und Phase zerlegt werden
Aus dieser Theorie des „harmonischen Oszillators” folgen damit zwei wesentliche Aussagen:

– Wenn mit einem Sinus angeregt wird, schwingt das System, zusätzlich zur partikulären Lösung, immer auch mit der homogenen Lösung, mit einer gedämpften Schwingung, die von den Materialparametern „Resonanzfrequenz” und „Dämpfung” und ansonsten von den Anfangsbedingungen abhängt. Je nach der Größe der Dämpfung klingt diese Schwingung mehr oder weniger schnell ab.
– Auf den Einfluss der harmonischen Zwangsanregung antwortet der Oszillator mit der gleichartigen Funktion. Gegenüber der äußeren Kraft ergibt sich eine andere Amplitude,
die damit von ω_F und den Materialparametern ω_R und α_R abhängt, und ein Phasenversatz φ_par,
der damit ebenfalls von den beiden Materialparametern als auch von der Zwangsfrequenz abhängt.

Zusammenfassend können damit für einen harmonischen Oszillator zwei Zonen definiert werden:
Die erste Zone ist dadurch charakterisiert, dass die homogene Lösung aktiv ist. Dieser Bereich tritt zweimal auf, beim Einschalten und beim Ausschalten. Gerade beim Ausschalten schwingt nur noch die homogene Lösung. Im Sendebetrieb des Transducers ist damit das Maß der Dämpfung sehr gut zu erkennen.
Für hier eingesetzte Bauelemente wird die Dämpfung im Wesentlichen durch die Energieabgabe ans Wasser bestimmt. Man sieht nach dem Abschalten eine abklingende Schwingung, deren Amplitude etwa für 10–15 Perioden sichtbar ist ( ). Ist der Transducer zur besseren Energieabgabe mit einem „matching layer” beschichtet, verkürzt sich die Anzahl der sichtbaren Perioden (in diesem Beispiel) auf ca. die Hälfte ( ).
Nach dem Abklingen der homogenen Lösung ist das Signal nur noch durch die konstante (komplexe) Amplitude der partikulären Lösung bestimmt. Die Zwangsfrequenz ω_F ist bekannt. Aus der Messkurve müssen damit nur die beiden konstanten Parameter „Amplitude” und „Phase” bestimmt werden. Dieses Verfahren ist im Patentanspruch 1a bis c zusammengefasst.
Erweitert man das Transducermodell gedanklich um weitere Oszillatoren bzw. Oszillationen, seien es weitere Schwingungen des Transducers oder der Einfluss zusätzlicher Elemente wie dem „matching layer”, so bleiben die oberen Aussagen unverändert gültig. Bei (angenommen) ähnlicher Dämpfung wird auch bei ihnen nach 20 Perioden die homogene Lösung abgeklungen sein. Es bleibt nur die oben beschriebene partikuläre Lösung übrig, mit der wohlbekannten Anregungsfrequenz ω_F und einer unbekannten Amplitude und Phase.
Für z. B. zwei Oszillatoren ergibt sich damit das Problem der Aufaddition zweier Sinusschwingungen gleicher Frequenz y = a₁sin(ωt + φ₁) + a₂sin(ωt + φ₂) (11)
Aus den wohlbekannten Additionstheoremen leitet man schnell her, dass die resultierende Schwingung den gleichen Sinus ergibt, mit einer Amplitude
und einer entsprechend gemittelten neuen Phase.
Die Schlussfolgerungen aus diesem Kapitel liegen damit auf der Hand. Um möglichst reproduzierbare Messergebnisse zu garantieren, wird die Auswertung der Signalkurven nur in dieser „ruhigen Zone” durchgeführt. Die Funktion ist bekannt, ein Sinus mit der Frequenz ω_F und nur zwei Parameter müssen aus den Messkurven bestimmt werden und zwar die Amplitude und die Phase dieser Sinus-Schwingung. Da damit beliebig viele Messpunkte auf nur zwei Werte komprimiert werden, lässt sich der Jitter um Größenordnungen reduzieren.
Messanordnung
Die Messanordnung ist unten in einem eigenen Kapitel „Aufbau für das Parallel-Messprinzip” beschrieben und in den unabhängigen Patentansprüchen enthalten.
In Übereinstimmung mit dem Oszillatormodell kann das Prinzip der Messung ( ) damit folgendermaßen interpretiert werden:
Der Funktionsgenerator (FG) legt über einen Widerstand/Impedanz R1 ein Sinussignal an den Transducer T1 an. Wartet man lange genug, d. h., legt man ausreichend viele Perioden an, so schwingt T1 nur noch mit der Zwangsfrequenz, da die homogene Lösung seit langem abgeklungen ist. Entsprechend der oben hergeleiteten Theorie ist die ans Wasser abgegebene Welle dann um eine Phase φ₁ verschoben. Im Wasser entsteht eine zusätzliche Laufzeit δ_water, das eigentliche Messsignal, nach der die Welle bei T2 ankommt. Entsprechend seinen Materialparametern gibt T2 das Signal, um φ₂ verzögert, zur Aufzeichnung an den Kanal 2 (Ch2) weiter. Per def. ist der erste Kanal des Oszilloskops als Ch1 immer (hochohmig) mit der entsprechenden Stelle von T1 verknüpft, genau so wie der Funktionsgenerator über R2 immer (niederohmig) an T2 anliegt. Damit wird das Transducersignal nicht nur im Empfangsfall aufgezeichnet, sondern steht als Transmit-Signal auch für die Laufzeitberechnung zwischen „Transmit” und „Receive” zur Verfügung. Die Analyse des Sendesignals eröffnet zusätzliche Möglichkeiten zur Offset-Kompensation (Patentanspruch 1).
Vergleicht man die eine Richtung mit der anderen, so erkennt man leicht die Symmetriebedingungen

Rule 1: φ₁ + δ_water + φ₂ = φ₂ + δ_water + φ₁
Rule 2: absolute geometrical symmetry

Mit anderen Worten, auf den beiden Wegen können und müssen sich die unterschiedlichen Phasenverschiebungen φ₁ und φ₂ kompensieren. Dies bedingt entsprechend der Modellierung ( ), dass der jeweilige Transducer beim Senden und Empfangen die gleiche Last/Impedanz sieht. Auch wenn der Sender nicht mehr aktiv ist, muss er aus Symmetriegründen auch im Empfang über den gleichen Innenwiderstand mit Masse, d. h. mit dem Funktionsgenerator verbunden sein, der dann das Signal „0” treibt. Dieses Prinzip der „Reziprozität” ist in der Literatur seit langem bekannt. Die zweite Regel ist eher trivial, es sollte auch sonst alles symmetrisch sein.
Es bleibt hervorzuheben, dass hier nicht mehr die weitgehende Gleichheit des Transducer-Paares gefordert wird. Beide dürfen durchaus unterschiedliche Materialparameter besitzen, aber im Senden und Empfangen muss der jeweilige Transducer den Funktionsgenerator unter der gleichen Impedanz sehen. Unterschiedliche Resonanzfrequenzen bzw. Dämpfungskoeffizienten reichen nicht mehr aus, einen Offset bei ruhigem Wasser zu erklären
Wie bereits oben erwähnt, hat die hier skizzierte Messanordnung darüber hinaus den Vorteil, dass auch das jeweilige Transmittersignal, im Patentanspruch 2 und 3 enthalten, zur Verfügung steht. Damit kann jenseits des eigentlichen Messsignals, der Differenz der Verzögerung im Wasser, auch noch die Laufzeit in eine Richtung zeitgenau bestimmt werden. Man benötigt diese Messung, um bei hohen Strömungsgeschwindigkeiten die vollen Perioden von 2π zu erkennen, die zum Messsignal hinzu addiert werden müssen.
Es ist für diese Messanordnung unerheblich, ob aus dem Funktionsgenerator heraus beide Transducer gleichzeitig (Patentanspruch 2) mit dem gleichen Stimulus angeregt werden, oder ob jeweils nur eine Richtung aktiviert wird (Patentanspruch 3).
Für die gleichzeitige Anregung spricht die Eliminierung eines eventuellen Start-Jitters in der Zeitskala. Die Messung jeweils nur einer Strecke hat den großen Vorteil, dass der andere Transducer sicher in Ruhe ist. Bei gleichzeitiger Anregung muss deshalb zusätzlich garantiert sein, dass der jeweils sendende Kristall ausreichend Zeit hatte, dass die nach dem Abschalten im Sendebetrieb sich wie beim Start aktivierende Eigenschwingung („homogene Lösung”) bereits restlos abgeklungen ist.
Reduzierung des Jitters
Die bisherigen Kapitel und besonders der letzte Abschnitt betonen noch einmal das grundsätzliche Messprinzip: Um zu einem wohl definierten Verhalten des Transducers zu kommen, wird die Messung auf einen Bereich eingeschränkt, in dem die Eigenschwingung der homogenen Lösung vollständig abgeklungen ist. Der Einschaltvorgang selbst als auch das gleichartige Verhalten nach dem Abschalten müssen als wesentlich komplexer angesehen werden. Durch die Auswertung des Transmittersignals kann der „ruhige Bereich” genau bestimmt werden. In den untersuchten Transducer-Paaren klang die homogene Lösung über die Energieabgabe ans Wasser im Bereich von 20 Perioden vollständig ab. Ab 30 Perioden kann sicher von einzig der partikulären Lösung ausgegangen werden.
Die Formeln für die Phase und Amplitude (9 und 10) zeigen die Abhängigkeit von den beiden Materialparametern und der Zwangsfrequenz. Während die Materialparameter für eine einzelne Messung als konstant angesehen werden können, gilt für die Zwangsfrequenz, dass sie frei eingestellt werden kann. Für das hier vorgestellte Verfahren wird ein Wert im Bereich der beiden Resonanzfrequenzen gewählt, damit das Messsignal durch die große Amplitude das bestmögliche Signal/Rausch-Verhältnis aufweist.
Bezüglich des Patentanspruchs kann die Wahl der Zwangsfrequenz genau in diesem Bereich zwischen den verschiedenen Resonanzfrequenzen als zentraler Punkt gelten (Patentanspruch 7). Das „least square”-Verfahren mit einer Sinusfunktion ist wohlbekannt und lässt sich bei jeder Frequenz anwenden. Mehr oder weniger weit entfernt von den Resonanzfrequenzen nimmt aber die Amplitude des Transducers sehr stark ab, sodass das messtechnische (Standard-)Rauschen immer dominanter wird. Die Wahl der Zwangsfrequenz an der beschriebenen Stelle hat damit zwei positive Auswirkungen

• Das Signal/Rausch-Verhältnis ist optimal und erlaubt damit, wie im folgenden beschrieben, durch das LS-Fitting eine beliebige Jitterreduktion.
• Der bei unterschiedlichen Transducer unvermeidlich Temperaturoffset kann über eine geeignete Frequenzwahl kompensiert werden, wie im Kapitel „Offsetkompensation” beschrieben.

Bezüglich der Jitterreduktion liegt das Vorgehen damit auf der Hand: Alle Messpunkte werden ausgenutzt, um nach der Methode der kleinsten Fehlerquadrate die Sinusschwingung mit Phase und Amplitude zu bestimmen, die mit dem kleinsten Fehler durch alle Messpunkte gelegt werden kann („Least-Square-Sinus-Fitting”). Quantitativ ergibt sich die Frage, wie viele Perioden einer Sinuswelle mit wie vielen Messpunkten pro Periode mit welcher Messgenauigkeit aufgenommen werden müssen, damit der Jitter unter eine vorgegebene Grenze fällt.
Das Verfahren besteht also darin, die aufgenommen Messpunkte als Sinusfunktion der Zwangsfrequenz zu interpretieren, um aus der Messkurve die beiden unbekannten Parameter „Amplitude” und „Phase” zu extrahieren. Die Differenz der beiden Phasen aus „up” und „down” stellt dann das gewünschte Messergebnis dar, das bei hohen Strömungsgeschwindigkeiten, wie bereits erwähnt, noch um Vielfache von 2π ergänzt werden muss.
In der Auswertung sehr vieler Messungen ergab sich folgende Gesetzmäßigkeit.

• Entscheidend für den Jitter ist die Bitauflösung des Analog-Digital-Wandlers (ADC). Der Jitter verhält sich direkt proportional zur Bit-Auflösung des Amplitudenwerts (y-Achse).
• Die x-Achse, d. h. die Zeitwerte tragen entsprechend einer Poisson-Verteilung mit der Wurzel aus der Anzahl der Messwerte zur Jitterreduktion bei.

Die Messungen wurden mit 4 MHz-Transducer durchgeführt. Die Abtastfrequenz betrug 50 MHz. Es entstanden damit 12.5 Messwerte pro Periode. Mit 20 ausgewerteten Perioden wurde ein verbleibender „Peak to Peak”-Jitter unterhalb von 20 ps beobachtet ( ). Bezüglich des beruhigten Bereichs ab 1000 Messpunkten liegen sogar fast alle Punkte innerhalb von ± 10 ps.
Grundsätzlich ist damit anzumerken, dass mit entsprechendem Aufwand (in x- und y-Richtung) mit dieser Messmethode ein beliebig kleiner Jitter für eine Einzelmessung erreicht werden kann.
Der große Einfluss der Bitauflösung in y-Richtung bedingt, dass mit geeigneten Maßnahmen sichergestellt sein muss, dass die kleineren Amplituden im „Receive”-Bereich durch eine entsprechende Verstärkung optimal auf den ADC eingestellt werden. Da die Amplitude sich relativ stark mit der Temperatur ändert, bedingt dies eine Temperatur-gesteuerte variable Verstärkung (Patentanspruch 11).
Offsetursachen
Durch die Lösung des Jitterproblems kommen die unterschiedlichen Eigenschaften der beiden Piezo-Kristalle voll zur Geltung. Die ± 10 ps in wurden z. B. mit 20 Perioden und 10,5 effektiven Bits des ADC's erreicht. Der „Stand der Technik” mit 12 Bit ADC-Auflösung und noch mehr Perioden würde entsprechend einen Jitter von weniger als 5 ps ergeben. Offensichtlich tritt bei ruhendem Wasser ein Offset auf ( ).
Dass sich trotz der Kompensation der beiden unterschiedlichen Phasen φ₁ und φ₂ auf dem Hin- und Rückweg bereits beim Senden eine zusätzliche Phasendifferenz einstellt, erkennt man leicht aus : Unterschiedliche Parameter der Transducer und/oder Unterschiede in den Impedanzen R1/R2 führen dazu, dass das ursprünglich synchrone Signal des Funktionsgenerators am Messpunkt bezüglich Amplitude und Phase bereits geändert ist. Die Transducer-Parameter „Resonanzfrequenz” und „Dämpfung” werden im Ersatzschaltbild ( ) durch unterschiedliche Impedanzen modelliert. Die entsprechend unterschiedlichen Ströme über R1 bzw. R2 führen am Messpunkt zu Amplituden- und Phasendifferenzen zwischen den beiden Transducern. Damit ist die Bedingung des Theoriekapitels der gleichen äußeren Kraft nicht mehr erfüllt.
Die Messung ( ) verdeutlicht diesen Zusammenhang sehr anschaulich. Sowohl Amplitude als auch Phase („2.4 ns”) sind verschieden. Mit den beiden Oszilloskop-Kanälen wurde das vollständige Messsignal der Amplituden über der Zeit aufgenommen. Außer dem Sendebereich („Transmit”) sind neben dem eigentlichen Empfang („Receive”) auch die beiden folgenden Reflexionen aufgezeichnet. Unter der jeweiligen Gruppe sind die ermittelten Phasendifferenzen (für die „ruhige Zone”) für die „up”- und „down”-Wege aufgetragen.
Entsprechend dem Messprinzip ( ) unterscheidet sich bereits im ersten „Transmit”-Bereich ( ) die Phase am Messpunkt um 2.4 ns, nur erklärbar über unterschiedliche Transducerparameter und/oder unterschiedliche Impedanzwerte, wie oben ausgeführt. Im Ergebnis sind auch die Sendeamplituden unterschiedlich, einer der Transducer ist „schwächer”.
Im „Receive”-Bereich sind beide Amplituden wiederum gleich, da das schwächere Signal auf den stärkeren Transducer trifft. Die Phasenshifts φ₁ und φ₂ kompensieren sich ebenso. Die im Diagramm angezeigte Differenz von 150 ps ist der für diese (Zwangs-)Frequenz gemessene Offset oder Fehler, offensichtlich eine Folge der zeitlich versetzten Ansteuerung bzw. der unterschiedlichen Sendeamplituden.
Es ist interessant, auch die Phasendifferenzen der weiteren Reflexionen („1.Reflec”, „2.Reflec”) zu beobachten: Am nächsten Messpunkt kommt nur noch jeweils φ₁ oder φ₂ zur Laufzeit hinzu. Entsprechend kann die gemessene Differenz von 8.4 ns als Unterschied φ₁ – φ₂ erklärt werden.
Im Messpunkt der zweiten Reflexion kompensieren sich die Phasendifferenzen wieder. Der höhere Offsetwert gegenüber „Receive” entsteht durch Messfehler, da durch die geringere Amplitude der Fehler des ADC's zunimmt.
Offsetkompensation
Für wurde gegenüber die Zwangsfrequenz solange verändert, bis der „Receive”-Offset (nahezu) verschwand („9.3 ps”).
Im Vergleich der beiden und erkennt man, dass mit dem Offsetabgleich auf „0” auch eine Angleichung der beiden Transmit-Amplituden verbunden ist.
Dass mit der Änderung der Zwangsfrequenz die Phase des „Up”-Sendebetriebs gegenüber der Phase der „Down”-Richtung (relativ weit) gegeneinander verschoben werden kann, kann leicht im Rückgriff auf das Theoriekapitel erklärt werden. Trägt man den Phasenverlauf eines harmonischen Oszillators über der Frequenz auf, so ergeben sich für zwei unterschiedliche Bauelemente Kurven, die im Übergangsbereich genau um die Differenz der Resonanzfrequenz gegeneinander verschoben ( ) sind.
Wird die Zwangsfrequenz von einem Punkt unterhalb der kleineren Resonanzfrequenz bis über die größere Resonanzfrequenz hinaus verschoben, so leitet man aus dem Diagramm ( ) leicht her, dass die Phasendifferenzen je nach dem Kurvenverlauf (bzw. der Dämpfung) theoretisch bis 180° gehen können.
Aus der Theorie des harmonischen Oszillators folgt damit die Aussage, dass die Amplitude und noch mehr die Phase des einen Transducers im Vergleich zum anderen über die Wahl der Zwangsfrequenz in erheblichem Maße geändert bzw. verschoben werden kann. Offensichtlich kann man dies auch über eine Änderung der Impedanzwerte R1/R2 erreichen (Patentanspruch 9). Letzteres ist eine Hardware-Option, während sich die Frequenzänderung auch im laufenden Betrieb bei geeigneten Hardwarevoraussetzungen durchführen lässt.
Die freie Wahl der Zwangsfrequenz innerhalb der oben beschriebenen Grenzen zwischen den beiden Resonanzfrequenzen stellt einen zusätzlichen Freiheitsgrad dar, das Messergebnis zu beeinflussen, der als Patenanspruch 1d) im Zentrum dieser Anmeldung steht. Hier erlaubt es die Kompensation des Offsets.
Die den bzw. zugrunde liegende Emulation wurden mit den experimentell ermittelten Parametern der beiden Transducer durchgeführt. Danach unterschieden sich die beiden Bauelemente bezüglich Resonanzfrequenz und Dämpfung in ihrer Phasenkennlinie in einem solchen Maße, dass durch Änderung der Zwangsfrequenz die beiden Kurven um 50°, oder, bezogen auf 250 ns, um 35 ns gegeneinander verschoben werden können. Der beobachtete Offset bewegte sich aber nur im Bereich unter 1 ns. Die Wahl einer geeigneten Zwangsfrequenz stellt damit grundsätzlich eine geeignete Maßnahme dar, um den Offset zu korrigieren.
zeigt am Beispiel der Variation der Anregungsfrequenz über einen viel größeren Bereich ein ziemlich unregelmäßiges Verhalten des gemessenen Offset. Das Ergebnis verdeutlicht, dass die realen Verhältnisse sehr viel komplizierter sind, als dass sie durch das einfache Modell des harmonischen Oszillators erfasst werden könnten. Für den Phasenabgleich wurde in den hier gezeigten Abbildungen immer der erste Nullpunkt verwendet.
Die beiden hier genannten Ursachen für Offset, Impedanz- und/oder Transducer-Unterschiede, konnten entsprechend messtechnisch verifiziert werden. Eine Reihe weiterer Ursachen, gerade im mechanischen Aufbau der Transducer, sind denkbar. Immer gilt, dass ein solcher gemessener Offset im Allgemeinen auch temperaturabhängig ist.
Für eine erfolgreiche Offsetkompensation wird es damit notwendig, eine zweifache Strategie anzuwenden.

– Bei der Fertigung muss eine erste Ermittlung der Kalibrierparameter erfolgen und entsprechend geeignete Impedanzen bestimmt werden (Patentanspruch 9). Entsprechend wird eine geeignete Zwangsfrequenz eingestellt (Patenanspruch 5).
– Das hier entwickelte Verfahren erlaubt aber darüber hinaus, aus dem Vergleich der Transmitkurven Regelalgorithmen abzuleiten, die eine „Online”-Nachführung der Zwangsfrequenz zur Kompensation des Offsets erlauben (Patentanspruch 12).

Zusammenfassende Beschreibung
In einer Summe von Theorie und Messungen konnte gezeigt werden, dass der Jitter mit geeigneten Massnahmen überwunden werden kann. In der Folge reduziert sich der Fehler der Messung auf einen temperaturabhängigen Offset, der mit verschiedenen Methoden, zu denen aber auch verbesserte Herstellungsverfahren der Transducer gehören, beeinflusst werden kann.
1. Aufbau für das Parallel-Messprinzip
In ist dargestellt, welche Hardware-Komponenten erforderlich sind, um eine Ultraschallmessstrecke mit deutlich verbesserter Auflösung aufzubauen. Der mechanische Aufbau, der vor allem die Installation im Durchflusskanal betrifft, kann wie bei einem der vielen dem Stand der Technik entsprechenden Aufbauten erfolgen. Der elektrische Aufbau der Messapparatur enthält die beiden Ultraschallwandler (TR), einen embedded Controller (μC) mit Programm- und Daten-Speicher, einen Oszillator (Osc), zwei Verstärker (Amp1, Amp2), zwei Analog/Digital-Wandler (AD1, AD2) sowie zwei Speicherbereiche (SP1, SP2) in denen die digitalisierten Messergebnisse zwischengespeichert werden.
Der μC kann, bei geeigneter Wahl (z. B. SK2) eine oder mehrere der gezeigten Komponenten enthalten. Er kann auch selbst in ein ASIC (z. B. SK1&SK2) integriert werden, so dass nur ein Schaltkreis übrig bleibt, der die aufgezeigten Funktionsblöcke in geeigneter Auflösung (AD1, AD2, OSC), geeigneter Genauigkeit bzw. Verstärkung (AMP1, AMP2) sowie geeigneter Größe (SP1, SP2) enthält.
Der μC steuert in den verschiedenen Phasen (ZP1...ZP3) einer Messung die jeweils beteiligten Komponenten an, um die Utraschall-Sendesignale zu erzeugen, um danach die Ultraschall-Empfangssignale digital gewandelt abzuspeichern.
2. Ablauf einer Messung nach dem Parallel-Messprinzip

2.1 Start des ersten bzw. nächsten Messintervalls ( )
2.2 ZP1
2.2.1 Elektrische Stimulation der beiden parallel arbeitenden Transducer zum Erzeugen der sinusförmigen Ultraschallsignale mit identischer Zwangsfrequenz (Sende-Phase ZP1) in der Sendephase. ( )
2.2.2 Gleichzeitige Aufzeichnung der an beiden Transducern entstehenden Spannungen (Sende-Phase ZP1 ab TP1).
2.2.3 Abschalten der elektrischen Stimulation, bevor die Schallwellenfront den gegenüberliegenden Transducer erreicht (Sende-Phase ZP1).
2.2.4 Damit die nun als Empfänger genutzten Transducer korrekt arbeiten, muss die vorherige Sendeschwingung abgeklungen sein (Sende-Phase ZP1).
2.3 ZP2
2.3.1 Eintreffen der Schallwellenfront und gleichzeitige Wandlung in elektrische Signale, die nach geeigneter elektrischer Verstärkung ebenfalls aufgezeichnet werden (Empfangs-Phase ZP2).
2.3.2 Bestimmung der Durchflussgeschwindigkeit des Mediums durch die Messstrecke aus den unter 2.6 erfassten Signalen unter Verwendung des „Least-Square-Sinus-Fitting” Algorithmus. Dabei werden nur die Messsignale verwendet, bei denen der Einfluss der homogenen Lösung des harmonischen Oszillators der Transducer abgeklungen ist (Daten ab dem Zeitpunkt TP2 der Empfangs-Phase ZP2 in der Auswertungs-Phase ZP3 verarbeitet).
2.4 ZP3
2.4.1 Vergleich der Statusinformationen (Betrags und Phasenmessung zwischen Stimulus und Transduceranschluß) der Transducer zwischen vorletzter und letzter Messung (Auswertungs-Phase ZP3).
2.4.2 Ist der Offset = 0?
2.4.3 Wenn nein, dann Sendefrequenzadaption, um diesen Unterschied aufzuheben und Abspeicherung der neuen Transducer Statusinformationen.
2.4.4 Wenn ja, bleibt die Sendefrequenz unverändert und wird bei der nächsten Messung erneut verwendet.
2.5 Warten bis das nächste Messintervall ausgelöst wird.

3 Sendefrequenzadaption (Ermittelung der nächsten Sendefrequenz bei veränderter Transducer Statusinformation)

3.1 Offset Abgleich ( )
3.2 Erneuter Messzyklus wie im Kapitel 2.2 Unterpunkt 2.2.1 bis 2.2.4 beschrieben um im Vergleich die Statusänderung zu bestätigen (Messfehler?).
3.2.1 Wenn ja dann keine Ermittelung einer neuen Sendefrequenz und zurück
3.2.2 Wenn nein dann Bestimmung der neuen Sendefrequenz aus der bei Werkskalibrierung ermittelten Gleichung oder Tabelle
3.3 Überprüfung, ob mit der neuen Sendefrequenz der Offset erneut abgeglichen ist (Offset = 0?)
3.3.1 Wenn ja dann Abspeichern der aktuellen Statusinformation und zurück
3.3.2 Wenn nein dann adaptives Verfahren Ermittelung der nächsten Sendefrequenz, Abspeichern der aktuellen Statusinformation und zurück

4. Least-Square-Sinus-Fitting
Das Aufheben des Jitters erfolgt unter Verwendung eines Fitting-Algorithmus hier im Beispiel unter Verwendung des Least-Square-Fitting-Algorithmus für die Anpassung an ein Sinussignal bekannter Frequenz. Bestimmt werden entsprechend die Amplitude und Phase der jeweiligen Sinusschwingung. Die Durchflussgeschwindigkeit des Mediums erzeugt eine Phasenverschiebung zwischen den in beide Richtungen ausgesandten Ultraschallsignalen. Die Auswertung der Messsignale erfolgt ausschließlich im „ruhigen Bereich”. Alle vier Größen (jeweils 2 pro Richtung) ergeben sich unter Anwendung der Methode der kleinsten Fehlerquadrate. Durch die Komprimierung aller Messwerte auf wenige Parameter kann der Messwert quasi Jitter-frei dargestellt werden.
Eingangsgrößen: Zwangsfrequenz, eingeschwungene Messsignale(Samples) im Sende- und Empfangsbetrieb.
Ausgangsgrößen: Phase und Amplitude der jeweiligen Sinusschwingung im Sende- und Empfangsbetrieb.

Claims

Ein Verfahren zur Durchflussmessung eines flüssigen oder gasförmigen Mediums bei dem mittels zwei oder mehr Ultraschallsendern das Medium durch je eine Schallwellenfront in der Sendephase durchlaufen wird, um am Ultraschallempfänger in der Empfangsphase in ein elektrisches Signal umgewandelt zu werden, dadurch gekennzeichnet, durch, dass unter a) Verwendung einer geeigneten Sinus-Signalform der Arbeitsfrequenz b) dem Abwarten der Einschwingvorgänge verzögerten Mess- bzw. Auswertungsbeginn der empfangenen Ultraschallsignale c) für beide Ultraschallsender angepasste und genau kontrollierte gleiche Arbeitsfrequenz d) für beide Ultraschallsender zwischen zeitlich aufeinander folgenden Messungen möglicherweise veränderte Arbeitsfrequenz e) die Aufzeichnung, Verarbeitung und Analyse der elektrischen Signale, die während der Sendephase an beiden Ultraschallsendern entstehen f) die Aufzeichnung und Analyse der elektrischen Signale, die während der Empfangsphase an den Ultraschallempfängern entstehen.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass, die Ultraschallsender und -empfänger jeweils Transducer sind.
Verfahren nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass, zeitlich parallel Ultraschall mit einer Arbeitsfrequenz durch zwei Transducer ausgesendet bzw. auf beiden Seiten der Messstrecke durch den jeweils anderen Transducer empfangen wird, um eine Messung der Durchflussgeschwindigkeit vorzunehmen, indem a) während eines ersten Zeitintervalls (Zp1) der Transducer (TR) Ultraschallwellen in die Messstrecke abgibt und die Transmit-Signale ab dem Zeitpunkt TP1 der Transducer speichert oder direkt verarbeitet, b) während eines zweiten Zeitintervalls (Zp2) der jeweils andere Transducer (TR) die gewandelten Ultraschallwellen empfängt und ab dem Zeitpunkt TP2 speichert oder direkt verarbeitet, c) während eines dritten Zeitintervalls (Zp3) die Least-Square-Sinus-Fitting-Auswertung erfolgt, wobei nur störungsfreie Messsignale ab den Zeitpunkten (TP1 und TP2) verwendet werden.
Verfahren nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass Ultraschallsignale zeitlich seriell an die Messstrecke gelegt werden und auch die Messsignale zeitlich nacheinander erhoben werden, wodurch folgender Ablauf einzuhalten ist, a) während eines ersten Zeitintervalls (Zs1) gibt Transducer (TR A) Ultraschall in die Messstrecke ab und speichert oder verarbeitet direkt das Transmitsignal des Transducers ab einem ersten Zeitpunkt (TS1A) b) während eines zweiten Zeitintervalls (Zs2) nimmt Transducer (TR B) die Ultraschallwellen auf und die gewandelten Messsignale werden ab einem zweiten Zeitpunkt (TS1B) in einem Speicher (S1) gespeichert oder direkt verarbeitet c) während eines dritten Zeitintervalls (Zs3) gibt Transducer (TR B) Ultraschall in die Messstrecke ab und speichert oder verarbeitet direkt das Transmitsignal des Transducers ab einem dritten Zeitpunkt (TS2B) d) während Zeitintervall (Zs4) nimmt Transducer (TR A) die Ultraschallwellen auf und die gewandelten Messsignale werden ab einem vierten Zeitpunkt TS2A in Speicher (S2) gespeichert oder direkt verarbeitet e) während Zeitintervall (Zs5) erfolgt die LSSF-Auswertung, wobei absichtlich nur wenige störungsfreie Messsignale ab den Zeitpunkten (TS1A, TS1B, TS2A, TS2B) verwendet werden.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass ein Fitting-Algotithmus wie z. B. „Least-Square-Sinus-Fitting” der gemessenen empfangenen Messsignale derart erfolgt, das deren Jitter herausgerechnet wird.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass durch gezielte Messung der Resonanzcharakteristik der Transducer die geeignete Anregungsfrequenz identifiziert wird, bei der der Offset der Messwerte durch null geht.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Ultraschallsignale der Transducer denselben Schalldruck an beiden Enden der Messstrecke erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Transducer durch eine gezielte Änderung der Anregungsfrequenz auf eine gemeinsame Frequenz eingestellt werden, die zwischen den Resonanzfrequenzen beider Transducer liegt.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Transducer durch unterschiedlich vorverstärkte elektrische Signalpegel einen identischen Schalldruck erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Transducer durch geeignete Serien- oder Parallel-Schaltung von Impedanzen einer gemeinsamen Resonanzfrequenz angenähert werden.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass Temperatureinflüsse durch veränderte Ansteuerung in Frequenz, Pegel oder Impedanzveränderung in der Transduceransteuerung ausgeglichen werden.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Messsignale automatisch so verstärkt werden, so das die AD-Wandler im Sende- und oder Empfangsfall ihren vollen Aussteuerungsbereich nutzen können.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass beide Transducer durch die Wahl der geeigneten Zwangsfrequenz in ihrer Phasenlage zueinander so kontrolliert werden, dass nachfolgende Messungen erneut Offset kompensiert erfolgen.
Verfahren nach Anspruch 5, ist dadurch gekennzeichnet, dass der Fitting-Algorithmus wie z. B. der „Least-Square-Sinus-Fitting-Algorithmus” direkt von einer State-Maschine berechnet wird.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 6 dadurch gekennzeichnet, dass weitere Ultraschall-Sender und -Empfänger dem Ablauf für zwei Transducer folgen und ebenfalls ein Fitting-Algorithmus wie z. B. dem „Least-Square-Sinus-Fitting” zur Jitter Eliminierung anwenden.
Vorrichtung zur Durchflussmessung bestehend aus mindestens zwei mechanisch fixierten Transducern, die paarweise eine Messstrecke fester Länge bilden, ist vom Medium vollständig umschlossen und wird mittels Ultraschall durchquert, um die Durchflussgeschwindigkeit nach Auswertung der nach Aussendung und Durchquerung mittels der zurückgewandelten Ultraschallsignale aus den Differenzen der Signal zu bestimmen ist dadurch gekennzeichnet, dass damit ein Verfahren zur Durchflussmessung nach mindestens einem der vorangehenden Ansprüche ausgeführt wird.