KR19990064335A - 초음파 유동 측정 방식을 이용한 디지탈 속도 결정 장치 및 방법 - Google Patents

초음파 유동 측정 방식을 이용한 디지탈 속도 결정 장치 및 방법 Download PDF

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콜린 월터 브라튼
노엘 빅넬
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로렌스 마이클 비즐리
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에이쥐엘 컨설턴시 프러프라이어터리 리미티드
블레어 존 그레엠
커먼웰쓰 사이언티픽 앤드 인더스트리얼 리서치 오가니제이션
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Abstract

초음파 신호가 유체에서 먼저 상향으로 이동하고 그다음 하향으로 이동하는데 소요되는 시간의 차를 측정함으로써 이동 유체(F)의 유속을 측정하는 방법 및 장치(60)가 기재되어 있다. 각 방향에서, 상기 장치(60)는 초음파속이 일측 초음파 트랜스듀서(62)에 의해 방출되어 타측 초음파 트랜스듀서(63)에 의해 수신되는데 소요되는 시간을 계산한다. 상기 방법은 수신된 파형을 디지탈화 하는 단계(85)와, 이어서 그 수신된 파형을 표준파형과 비교함으로써 파형특성을 식별하는 단계로 이루어진다. 이러한 특성들의 시간 위치가 고속 클럭(70)에 따라 결정된다. 이어서, 그 결과들이 가중치 연산에서 사용되어 트랜스듀서(63)에서의 파형 도달 시간을 결정하게 된다.

Description

초음파 유동 측정 방식을 이용한 디지탈 속도 결정 장치 및 방법
이동하는 유체의 유속을 측정하기 위한 종래의 방법은 이동유체에서 초음파 신호의 상향 및 하향 이동시 전파 시간차를 측정하는 것이다. 상기 초음파 신호는 상이한 진폭의 피크값을 갖는 정현파 형태의 파속 (wave packet) 으로 이루어진다.
그러한 파속의 일례가 도3에 도시되어 있는데, 도3은 전자적으로 수신된 초음파신호(40)를 도시하고 있다. 그러한 초음파 신호의 도달시간을 정확히 결정하는데 있어서의 문제점은 두가지 특성에 따라 일반적으로 야기된다.
제 1 특성은 타이밍 기준값으로 사용될 수 있는 수신 신호 (40)의 특정부분을 식별하는 것이다. 통상적으로, 상기 부분은 파형의 한 사이클이 신호축(42)을 교차하는 소위 "영교차점"이라 언급하는 지점이다. 특정 영교차점의 식별은 수신된 신호(40)의 최대 피크값(41)에 따라 통상적으로 수행된다. 이러한 방법은 몇가지 단점을 갖는다. 먼저, 최대 피크값(41)은 상당히 가변적이며, 신호가 전송되는 상태에 따라 좌우된다. 예를 들어, PVDF와 같은 압전물질로 이루어진 초음파 트랜스듀서가 사용되는 경우, 유체온도가 +60℃에서 -20℃까지 변화함에 따라 피크값(41)은 30의 비율만큼 변화될 수 있다. 특히, 관에서의 파속의 경우, 최대 피크값이 발생하는 수신신호(40)의 특정 사이클은 자주 바뀌며, 온도 및 주파수와 같은 조건에 좌우된다. 이러한 요인은, 신호의 최대값이 이차 음향 모드가 수신신호(40)의 주요부분을 구성하는 지점에서 항상은 아니지만 자주 발생한다는 점에서 중요하게 된다. 도3에는, 이차 및 다른 고차 음향 모드의 영향의 일례가 부호(43)로 일반적으로 도시되어 있다. 이러한 이차모드는 평면파(일차모드)보다 온도 및 주파수에 훨씬 더 많이 영양을 받는다. 영교차 방법이 특히 수용하기 힘든점은 파속에서의 두 개의 피크값이 동일한 조건이다.
제 2 특성은 사용되는 시간법에 따라 신호 검출기에서 식별된 영교차점(일반적으로 최대 피크값(41)이 바로 다음의 영 교차점(44))의 도달시간을 식별하는 것이다. 신호파의 도달 타이밍의 정확도는 일클럭펄스로 보통 제한되는데, 이러한 시간간격에 의해 정확한 측정이 불가능하게 된다.
상기 문제점에 대한 하나의 해결책을 구현하는 음향 파속 검출 구성 및 관련 유동 측정 장치가 "전자식 유체 유동 미터"라는 제하의 국제특허공보 제 WO 93/00569 호에 기재되어 있다. 이러한 구성은 인벨로프 검출방식을 활용하며, 영교차 검출을 위한 아밍(arming)방법을 채택하고 있다. 또한, 상술된 바와같이 수신된 파속에 현저히 기여하여 타이밍에러를 발생시킬 수 있는 고차 음향모드의 전파를 약화시키기 위한 상이한 방법들이 국제특허공보 제 WO 93/00570 호 및 WO 94/20821호에 각각 기재되어 있다. 또한 단일 영교차점에 대한 선형회귀에 따라 파속의 도달을 결정하기 위한 디지탈 구성이 미합중국특허 제 5,206,836호에 기재되어 있다.
본 발명은 초음파 방식 및 디지탈 속도 결정 방식을 이용하여 이동유체의 유속을 측정하기 위한 장치에 관한 것이다.
이하 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 설명하겠다.
도1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 유체의 유속을 측정하기 위해 유체의 유동장에 배치된 두 개의 초음파 트랜스듀서의 구성을 도시한 도면.
도2는 바람직한 실시예의 기능부들을 도시한 개략 블록도.
도3은 도1에서의 초음파 트랜스듀서에 의해 방출된 초음파 신호의 파형도.
도4는 바람직한 검출방법의 흐름도.
도5는 바람직한 실시예에서 사용된 신호증폭 및 디지탈 처리를 도시한 도면.
도6은 디지탈 파형상의 증가된 이득효과를 도시한 도면.
도7은 제1실시예의 전자장치의 개략블록도.
도8은 도7에서의 멀티플렉서의 개략도.
도9는 소위 "링-어라운드(ring-around)"방법을 활용하는 제2실시예의 개략블록도.
도10A 및 도 10B는 도9의 실시예에서의 트랜스 듀서들의 동작 시퀸스를 도시한 도면.
도11A 및 11B 는 도9의 실시예에서의 두 개의 트랜스듀서 구동부에 대한 도 10A 및 도 10B의 동작 시퀸스의 타이밍을 도시한 도면.
도12는 두 개의 초음파 트랜스 듀서들이 동시전송을 수행하는 제3실시예의 개략 블록도.
도13은 바람직한 실시예에서 사용된 마이크로프로세서의 일부분의 개략도.
본 발명의 목적은 초음파신호의 일부분 및 검출기에서의 상기 부분의 도달 타이밍을 식별할 수 있게 하는 초음파 타이밍 측정장치 및 방법을 제공하는 것이다.
본 발명에 따르면, 제 1 주파수에서 전송되는 음향 파속의 트랜스듀서에서의 도달시간을 측정하는 방법에 있어서,
샘플링 주파수에서 상기 트랜스듀서로 부터의 아날로그 신호 출력을 디지탈 신호 데이타로 변환하는 단계 (a)와;
상기 음향 파속에 대한 상기 트랜스듀서의 응답에 대응하는 상기 디지탈 신호 데이타의 측정부분을 결정하는 단계 (b) 와;
신호레벨값(V)을 중심으로 각각 위치한 상기 응답의 대응하는 복수의 측정 세그먼트들(i)에 대한 복수의 기울기들(Si)을 상기 측정부분으로부터 결정하는 단계(C)와;
상기 음향파속의 도달시간(t)을 상기 기울기들(Si) 중 최소한 선택된 것들로부터 결정하는 단계(d)를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법이 제공된다.
상기 도달시간 측정방법은 상기 응답이 상기 신호레벨값(V)을 교차하는 시간을 나타내는 대응 측정시간(Ai)을 상기 세그먼트들 중 선택된 것에 대해 결정하는 단계(a)를 상기 단계(C)와 단계(d)사이에서 아울러 포함하며; 상기단계(d)는 상기 도달시간(t)을 상기 대응 측정시간(Ai)으로부터 결정하는 단계를 포함한다.
상기 도달시간 측정방법은 상기 측정부분내의 상기 세그먼트 각각의 측정 위치를 결정하기 위해 상기 기울기들(Si)을 대응하는 기준세트의 기울기들(Pj)과 매칭시키는 단계(Caa)를 상기 단계(C)와 단계(Ca)사이에서 아울러 포함하며; 상기 단계(Ca)는 상기 측정위치들 중 대응하는 것으로부터 상기 대응 측정시간(Ai)을 결정하는 단계를 포함한다.
상기 단계(C)는 상기 신호레벨값(V)의 양측에 위치한 값들을 갖는 두 개의 인접 지점들을 중심으로 각각 위치하는 상기 측정 세그먼트(i)에 상기 디지탈 신호 데이타의 일세트의 지점들(K)을 할당하고, 각 세트의 지점들에 직선을 연결하며, 각 직선의 기울기(Si)를 결정하는 단계를 포함한다. 상기 직선은 상기 두 개의 인접지점들을 연결하는 선이다. K 는 샘플링 주파수 대 제 1 주파수 비 및 상기 측정부분에서의 상기 디지탈 신호 데이타의 그에 따른 간격과 관련된다. 바람직하게는, K 는 사이클당 지점들의 수의 1/8과 같다. 보다 바람직하게는, K 는 10이다.
상기 기준 세트 기울기들(Pj)각각은 상기 파속내의 신호 극성 천이 위치를 지시하고 상기 파속의 시작과 상기 신호 극성 천이간의 반파 주기들의 수에 대응하는 특정 위치 파라미터(n)와 관련된다.
상기 단계(d)는 대응하는 위치 파라미터(n)에 따라 상기 측정 시간들(Ai)에 가중인자(Wi)를 각각 할당하는 단계(da)와;
도달시간(t)의 결정에 사용되도록 상기 측정시간들(Ai)중 m개를 선택하는 단계(db)와;
상기 m개의 선택된 측정시간들(Ai)중 인접한 것들간의 시간간격으로부터 평균 반파 주기(τ)를 결정하는 단계(dc)와;
상기 m개의 선택된 측정시간들(Ai)각각에 대해 상기 트랜스듀서에서의 상기 파속의 추정도달 시간(ti)을 결정하는 단계(de)와;
상기 m개의 선택된 측정시간들(Ai)에 그에 할당된 가중인자(Wi)를 승산한 결과와 대응하는 추정 도달시간(ti)의 합을 결정하는 단계(de)와;
상기 단계(de)에서 결정된 합을 m개의 가중인자들(Wi)의 합으로 나눔으로써 상기 음향 파속의 도달시간(t)을 결정하는 단계(df)를 포함한다.
상기 가중인자(Wi)각각은 상기 세그먼트들 중 대응하는 것의 기울기(Si)에 비례한다. 통상, m은 2내지 20중 어느 하나의 값을 갖는다. 바람직하게는, m 은 16이다.
상기 단계(db)는 측정시간 결정 정밀도, 기준 세트 기울기들(Pj)의 매칭 근접도 및 상기 측정 부분에 대한 고차 음향 모드의 간섭도중 적어도 하나에 따라 상기 측정시간(Ai)을 선택하는 단계를 포함한다.
바람직한 실시예에서, 상기 샘플링 주파수는 상기 음향 파속을 발생시키는데 사용되며, 상기 제 1 주파수는 상기 샘플링 주파수의 약수이다.
상기 신호 레벨값(V)은 상기 측정부분의 진행시 수신된 상기 디지탈 신호 데이타를 평균함으로써 도출된다. 또한, 상기단계(a)는 상기신호의 연속변환 단계를 포함한다.
본 발명의 또다른 면에 따르면, 두 개의 초음파 트랜스듀서들간에 전송되는 음향파속의 전파시간을 결정하는 방법에 있어서,
소정 주파수에서 클럭을 발생시키는 단계(e)와;
상기 소정 주파수보다 낮은 제 1 주파수에서 상기 파속을 출력하도록 상기 트랜스듀서들중 일측을 상기 클럭의 천이와 동시에 동작시키는 단계(fa) 및,
상기 트랜스듀서들 중 타측에서의 상기 파속의 도달을 이어서 검출하기 위해 상기 클럭을 그것의 천이와 동시에 타이밍 기준값으로 유지하는 단계(fb)로 이루어진 단계(f)와;
제 1 방법을 이용하여 상기 파속의 도달시간을 검출하는 단계(g)을 포함하며, 상기 샘플링 주파수는 상기 소정 주파수이며 상기 클럭에 의해 제공되고, 상기 측정부분을 포함하는 상기 디지탈 신호 데이타는 메모리에 저장되며, 상기 메모리의 각 어드레스가 상기 음향파속의 발생후 식별가능 시간에 대응하도록 상기 디지탈 신호 데이타의 연속 샘플들의 어드레스 결정이 상기 클럭에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 방법이 제공된다.
복수의 음향파속이 전송되며, 모든 음향파속의 전송은 최초 송신을 제외하고 직전 음향 파속의 수신과 동기된다. 특정 음향 파속의 전송시 지연시간이 카운팅되며, 상기 지연 시간이 경과된 후 상기 특정 음향 파속에 대응하는 상기 측정 부분이 상기 신호 레벨을 차후에 교차할 때 다음 음향파속의 전송이 이루어진다.
음향 파속은 상기 트랜스듀서들로부터 각각 동시에 전송되어 상대 트랜스듀서에 의해 수신되며, 이에 의해 음향 파속의 전파시간이 각각 결정된다. 상기 단계(a)는 상기 트랜스듀서들 각각의 아날로그 신호 출력으로부터 변환된 상기 디지탈 신호 데이타간의 위장차를 보상하는 단계를 아울러 포함한다.
본 발명의 제 3 면에 따르면, 유속이 측정될 유체가 이동하는 측정관과;
상호간에 초음파 신호를 전송하기 위해 상기 측정관내에 배치된 두 개의 초음파 트랜스듀서와;
상기 트랜스듀서들중 적어도 하나를 제 1 주파수에서 상기 트랜스듀서들 중 타측으로 상기 측정관을 따라 전파되는 음향파속을 발생시키도록 구동시키기 위한 송신 수단과;
음향 파속을 검출하고 적어도 상기타측 트랜스듀서로 부터의 아날로그 신호출력을 디지탈 데이타로 변환하기 위해 적어도 상기 타측 트랜스듀서에 접속되는데, 상기 디지탈 신호 데이타를 저장하기 위한(제1) 메모리를 포함하는 수신 수단과;
유속을 결정하기 위해 상기 수신수단에 접속되는데,
상기 음향 파속에 대한 상기 트랜스듀서의 응답에 대응하는 상기 디지탈 신호 데이타의 측정부분을 결정하는 제 1 수단과;
신호레벨값(V)을 중심으로 각각 위치한 상기 응답의 대응하는 복수의 측정 세그먼트들(i)에 대한 복수의 기울기들(Si)을 상기 측정부분으로부터 결정하는 제 2 수단과;
상기 음향파속의 도달시간(t)을 상기 기울기들(Si) 중 최소한 선택된 것들로부터 결정하는 제 3 수단을 포함하는 처리수단을 구비하는것을 특징으로 하는 유속측정시스템이 제공된다.
상기 유속측정시스템은 상기 응답이 상기 신호레벨값(V)을 교차하는 시간을 나타내는 대응 측정시간(Ai)을 상기 세그먼트들 중 선택된 것에 대해 결정하는 제 4 수단을 아울러 구비하며, 상기 제 3 수단은 상기 도달시간(t)을 상기 대응 측정시간(Ai)으로부터 결정한다.
상기 유속측정시스템은 적어도 상기타측 트랜스듀서로 부터의 상기 아날로그 신호의 진폭이 상기 신호 레벨값의 양측에 동일하게 위치하는 소정 한계값들 사이에 위치하도록 상기 아날로그 신호의 진폭을 조정하기 위한 수단을 아울러 구비하며, 상기 신호레벨값은 상기 측정부분이전의 상기 타측트랜스듀서의 출력의 평균값이다.
상기 샘플링 주파수는 500KHz와 10GHz 사이에 위치한다. 바람직하게는, 상기 샘플링주파수는 10MHz이다.
상기 제 1 주파수는 20KHz 와 5MHz 사이에 위치한다. 바람직하게는, 상기 제 1 주파수는 125 KHz이다.
본 발명의 광범위한 면에 따르면, 제 1 주파수에서 전송되는 음향 파속의 트랜스듀서에서의 도달시간을 측정하는 방법에 있어서, 상기 트랜스듀서에 의해 검출될 때 상기 음향파속의 상기 제 1 주파수의 편차를 보상하는 것을 특징으로 하는 방법.
도1에는 송신기나 수신기로 각각 동작할 수 있는 두 개의 초음파 트랜스듀서 (T1,T2)가 도시되어 있다. 상기 튜랜스듀설들 (T1,T2)은 원통형 측정실(C)의 축을 따라 대향배치되며, 유속V가 측정될 유체(F)가 상기 측정실(C)을 통해 흐른다. 상기 측정실(C)은 도2에 개략적으로 도시된 전체 측정회로(30)의 일부분이다.
상기 측정시스템(30)은 마이크로전자장치(31)에 주버스(37)를 통해 접속된 제어 마이크로프로세서(33)를 포함하며, 상기장치(31)는 트랜스듀서들 (T1,T2)과 온도 검출기(32)에 접속된 특정 전자부품들을 포함한다. 상기 온도검출기(32)는 유동이 측정되는 유체(F)의 온도를 결정하기 위해 측정실(C)내에 배치될 수 있다. 배터리(36)는 마이크로프로세서(32) 및 마이크로전자장치(31)에 전기적 에너지를 공급하며, 상기 마이크로 전자장치(31)는 드랜스듀서들(T1,T2)로 부터의 두 개의 발생신호를 수신하여 초음파속의 개별적인 전송(전파)시간을 결정한다. 마이크로프로세서(32)는 다수의 전송시간을 평균하여 유속을 계산하고, 그 계산된 결과를 디스플레이 버스(38)를 통해 약정 디스플레이(LCD)(34)상에 디스플레이 한다. 통신 인터페이스(35)는 유속 및 기타 데이타를, 예를 들어 상기한 국제특허공보 제 WO 93/00569 호에 기재된 바와같이 기술상 공지된 적절한 데이타 수신 시스템(도시생략)으로 전송하도록 되어 있다.
유체의 유속은 유체의 유동에 대해 측정된 초음파 신호의 전송시간으로부터 다음식을 이용하여 구할 수 있다:
Vf = 0.5L (1/Td - 1/Tu)
여기서 : Vf = 측정관에서의 유속
L = 측정관의 길이
Td = 음향펄스 하향 전송시간
Tu = 음향펄스 상향 전송시간
따라서, 전송(전파)시간의 정확한 측정이 바람직한 실시예에 따라 유속을 결정하는데 있어서 가장 중요한 작업이다. 바람직한 실시예에서, 짧은 음향펄스열이 측정관의 일단에서의 초음파 트랜스듀서로부터 전송되어 타단에서의 유사 트랜스듀서에 의해 검출(수신)된다. 수신된 신호는 가변이득증폭체인을 통과한 후 10MHz의 속도로 A/D 변화기에 의해 디지탈 화되어 수신 데이타가 제공된다. 이 수신 데이타는 4K 바이트 고속 랜덤액세스메모리(RAM)에 입력된다. 소정의 정확도를 달성하기 위해, 음향신호의 도달시간은 약 1ns, 즉 디지탈 샘플들간의 시간의 1% 이내로 결정되어야 한다. 따라서, 디지탈 신호상의 지점들간에 보간을 수행하는 것이 바람직하다. 이러한 보간은, 정지신호레벨주위의 대역에서 수신데이타에서 대해 선형회귀를 수행하고 이에따라 얻어진 절편(intercept)을 이용함과 아울러 수신신호주파수를 인식함으로써 다수의 도달시간 계산을 수행하는 것에 의해 이루어진다.
이어서, 결과치들을 가중평균함으로써 음향전송시간이 최종적으로 추정된다. 측정의 부정확성을 감소시키기 위해 바람직한 실시예에서는 다수의 특성이 포함되어 있다.
첫번째, 사용되는 A/D 변환기는 수신신호의 중간 1/3정도를 처리하는 윈도우에 대해서만 동작하는 8비트 소자이며, 따라서 유효 변환 정밀도는 8비트부터 (8+10g2(3))비트, 즉 약 9.6비트까지 증가된다. 이러한 구성은, 정현파신호의 중간범위밖의 데이타 지점들이 타이밍정보보다 많은 진폭정보를 포함하여 타이밍측정에는 거의 사용되지 않는다는 점에서 바람직하다.
두번째, 송신 트랜스듀서용 펄스 발생기가 10NHz 클럭에 직접 접속된다. 모든 크리스탈 클럭에는 어느정도의 지터가 발생한다. 따라서, 별도의 비안정 발진기가 단일 클럭 천이로부터 트리거되면,불안전한 지터전체가 측정시 유입된다. 음향 펄스발생기의 각 천이를 10MHz 클럭신호의 에지로 고정시키면 클럭지터의 영향은 평균화된다.
세번째, 미약한 공진일지라도 트랜스듀서들이 공진소자이기 때문에 수신신호의 주파수는 구동신호와는 다를 수 있다. 본 발명에서는, 수신주파수가 송신주파수와 소위 10% 만큼 상이하면, 정정없이 0.35%의 과대 또는 과소추정이 전체 유동범위에 대해서 이루어진다. 다수의 초음파 트랜스듀서의 공진주파수가 온도에 따라 현저히 변하기 때문에, 수신신호의 처음 도달시간을 계산하는데 있어서 발진주기는 송신 주파수와 동일한 것으로 추정되는 것이 아니라 수신파형 데이타로부터 도출된다.
가스의 유속을 측정하고 그 측정된 유속을 적분하여 부피유동을 측정하고 그 측정된 결과를 디스플레이하는데 있어서 본 방법의 이점을 구현하는 일 특정 실시예가 도 7에 도시되어 있다.
도 7에서, 측정시스템 (60)은 유체유동의 측정을 위해 마련된 관(61), 이 관내에서 소정거리 간격져서 배치되어 초음파 신호를 송수신하기 위한 두 개의 트랜스듀서(62,63), 배터리(64)(그 접속관계는 간단함의 목적으로 도시가 생략되었지만 기술상 공지되어 있음), 마이크로프로세서(65), 액정 디스플레이(LCD)(66), 직렬 통신 인터페이스 (67), 트랜스듀서들을 구동하고 그로부터 초음파신호를 수신하여 초음파 전송시간을 측정하기 위한 측정전자장치(68) 및, 관(61)내의 온도를 측정하기 위한 검출기(101)를 포함한다.
마이크로프로세서(65)는 "노이만"형 아키텍춰를 이용하여 구성된 16비트 소자이며, 4K 바이트 리드 온리 메모리(ROM) 및 256바이트 내부 RAM을 포함한다. 또한 상기 마이크로프로세서(65)는 범용 비동기 송수신기(UART), 전류원을 갖는 아날로그/디지탈 변환기 (이하, uADC로 언급함), 이벤트 카운터로서 사용가능한 인터럽트기능을 갖는 타이머 및, 32,768 KHZ 신호를 제공하는 시각(time-of-day)소자인 워치독 타이머 크리스탈 발진기를 포함한다. 상기 워치독 타이머 크리스탈 발진기는 실시간 클럭으로 사용되며, 주파수 고정 루프 기술에 의해 체배될 때 마이크로프로세서(65)에 대한 클럭으로 사용된다.
상기 LCD (66)는 공지된 방식으로 마이크로스로세서(65)에 상호접속되는 구동기를 포함한다.
전기적 소거가능 프로그램가능 리드온리 메모리(EEPRON)(72)가 시스템 버스(79)에 접속되며, 마이프로프로세서(65)에 의해 제어되어 측정시스템(60)에 교정(Calibration)정보를 제공한다.
직렬 인터페이스(67)는 시스템(60)을 광링크 또는 M-버스와 같은 적당한 통신버스를 통해 외부 장치에 결합시킨다.
배터리는 바람직하게 단일 3.5V D-사이즈 리튬셀을 포함한다.
제어가능 크리스탈 발진기(70) 및 크리스탈(71)은 10MHz의 소정주파수의 고주파 클럭을 클럭버스(99)를 통해 고속(플래시형) 아날로그/디지탈 변환기 (이하, 플래시 ADC 로서 언급됨) (85)와, 어드레스 카운터(76) 및 리드/라이트 제어로직(75)을 포함하는 메모리 제어로직 (74)에 제공한다. 상기 발진기(70)는 유동측정전에 구동되기 시작하여 시간을 설정한다. 상기 발진기(70)는 필요하지 않을때는 전력보존을 위해 정지된다.
송신 클럭 발생기(송신 카운터)(80)은 버스들 (79,99)에 접속되며, 고주파클럭을 분주하여 클럭신호(100)를 송신 펄스 시퀸스 발생기(81)에 공급한다. 송신 클럭 펄스를 각각 포함하는 고주파 클럭 사이클들의 수를 변경시킴으써 송신 주파수는 마이크로프로세서(65)의 제어하에 변화될 수 있다.
상기 송신 펄스 시퀸스 발생기(81)는 클럭동작에 의해 송신 펄스 시퀸스를 구성하는 비트패턴을 유지하는 시프트레지스터로 이루어진다. 상기 비트 패턴은 시퀸스 발생기(81)가 또한 접속되는 버스(79)를 통해 마이크로프로세서(65)에 의해 초기설정된다. 시스트 레지스터가 보다 많은 비트를 보유하고 보다 높은 속도로 클럭동작을 수행함으로써 보다 복잡한 파형이 발생될 수 있다. 출력신호의 에지들이 고주파 클럭에 의해 동기된다. 플래시 ADC(85)를 제어하는 동일 클럭에 의해 송신 시퀸스에 대한 클럭동작이 수행됨으로써 송신개시시 양자화에러가 방지된다.
상기 송신 펄스 시퀸스는 두 개의 쌍들 (94,95), (96,97)로 배열된 네 개의 3-상태 구동기들 (94-97)에 공급되며, 각 쌍은 트랜스듀서들(62,63)중 해당하는 것에 접속된다. 초음파 신호의 송신을 위한 트랜스듀서(62)에 접속된 구동기쌍(예를들어, 94,95)은 다른 쌍(96,97)이 그에 접속된 트랜스듀서(63)가 수신기로서 동작되도록 하이(high)임피던스 상태에 있는 동안 인에이블된다. 구동기쌍(94,95)의 두 개의 출력은 상반된 위상에서 구동되는데 즉, 하나가 하이로될 때 다른 하나가 로우(low)가 된다. 따라서, 구동신호가 트랜스듀서(62)에 효과적으로 두 번 인가된다.
초음파 신호를 수신할 때 초음파 트랜스듀서들(62,63)은 차동 전류원으로서의 회로잔여부에 각각 적용된다.
초음파 신호의 수신을 인에이블시키기 위해, 트랜스듀서들(62,63)은 두 개의 아날로그 멀티플렉서들(92,93)에 각각 접속되며, 이 멀티플렉서들은 해당하는 전류 적분 전치증폭기들(90,91)에 각각 접속된다. 도 8에는 상기 아날로그 멀티플렉서들(92,93)이 개략적으로 도시되어 있다. 멀티플렉서들(92,93)은 두 개의 상이한 초음파 입력원들 중 하나를 선택하여 전치증폭기(90또는 91)의 입력에 접속시키게끔 스위칭동작을 수행한다. "오프"상태에서 스위치들은 트랜스듀서 구동신호를 수신한다.
전치층폭기들(90,91)은 대응하는 트랜스듀서들(62,63)로부터 입력되는 두 개의 전류신호들간의 차를 증폭한다. 따라서, 공통 모드신호를 제거함으로써 양 입력들상에서 발생하는 간섭영향이 최소화된다. 또한 전치증폭기들(90,91)은 아날로그 멀티플렉서들(91,93) 및 해당 트랜스듀서(62,63)에 DC 바이어스를 공급한다.
전치증폭기들(90,91)의 이득은, 현저한 노이즈원이 그들의 전단증폭기에만 존재할 정도로 충분히 높다. 전치증폭단에서 노이즈의 진폭을 감소시키는 동안 신호는 로우패스필터링된다. 따라서, 일극이 약 65KHz에서 유지될 수 있다.
차동증폭기(89)는 전치증폭기들(90,91)의 출력들을 합산하여 가변이득증폭기(83)로 입력된다. 가변이득증폭기(83)는 마이크로프로세서(65)로부터 출력된 이득 제어신호(82)에 의해 제어되어 0내지 60dB의 신호증폭범위를 제공한다. 그러한 범위는, 수신된 신호의 진폭이 유속에 대한 초음파 신호 방향, 유동량 및 온도에 따라 가변되기 때문에 요구된다.
이어서, 증폭기(83)로부터 출력된 수신된 신호는 80KHz와 170KHz 사이에서 동작하는 밴드패스필터(84)에 의해 필터링된다. 필터의 출력은 기준전압에 따른 DC레벨을 가지며, 이 기준전압은 배터리(64)가 제공하는 공급전압의 반정도 레벨을 갖는다.
밴드패스필터(84)는 8비트 레졸루션을 바람직하게 갖는 플래시 ADC(85)로 출력을 제공한다. 플래시 ADC(85)는 수신된 신호를 발진기(70)에 의해 발생되는 고주파 클럭과 동일한 샘플링 속도(즉, 10MHz)에서 디지탈 신호로 변환한다. 플래시 ADC(85)의 동작을 도5의 파형을 참조하여 설명하면 다음과 같다. 수신된 신호가 Top Ref(즉, 최대 기준전압 : Top Reference) 및 Bottom Ref(즉, 최소 기준전압:Bottom Referene)로 지정된 신호레벨들 사이에 위치하면, 디지탈 값은 이 위치에서의 측정값이다. 신호가 Top Ref를 초과하면, 출력은 FF(Hex)이고, Bottom Ref보다 작으면 출력은 00(Hex)이다.
최대 기준전압은 회로(87)에 의해 발생되는 DC 레벨이며, 이 회로(87)는 플래시 ADC(85)에 하이 기준전압을 제공한다. 최소 기준전압은 회로(88)에 의해 발생되는 DC 레벨이며, 이 회로(88)는 플래시 ADC(85)에 로우기준전압을 제공한다. 최대 기준전압과 최소기준전압 간의 거리는, 증폭된 수신신호가 현저한 왜곡없이 취해질 수 있는 최대 높이의 0.375로 바람직하게 설정한다. 이러한 전압들의 위치는, 신호가 최대높이에 위치할 때 중앙이 되도록 설정되어야 하며, 따라서 증폭기들(83,87,90,91)이 파형의 피크값을 클립핑하거나 왜곡시키지 않도록 한다. 처리된 수신신호로 DC 오프셋 전압이 유입될 수 있기 때문에 증폭기들(83,87,90,91)에 의한 어떠한 클립핑도 방지하는 것이 중요하다.
신호 기준전압(86)은 Top Ref 및 Bottom Ref 신호레벨들로부터 발생되는 DC 레벨이며, 그 두 전압 레벨사이의 중간에 위치한다. 이 신호 기준 전압(86)은 상술된 바와같이 밴드패스필터(84)의 출력용 DC 바이어스로서 사용된다.
플래시 ADC(85)에 의해 취해진 데이타 샘플들은 고속 스태틱 메모리(SRAM)(77) 및 버퍼래치(73)가 접속되는 신호 데이타버스(78)상에 출력된다. 상기SRAM(77)은 바람직하게 32K 비트 용량을 가지며, 수신된 신호의 일부분을 저장한다.
메모리 리드/라이트 제어부(75)는 고속 메모리(77)가 요구하는 리드 및 라이트 펄스를 발생시킨다. 제어부(75)내의 어드레스 카운터(76)는 고속 메모리(77)에 접속되며, 12비트 카운터 및 그와 관련된 로직을 포함한다.
플래시 ADC(85)로 부터의 파형 데이타는 어드레스 카운터(76) 및 메모리 리드/라이트 제어로직(75)의 제어하에 고속 메모리(77)내에 저장된다. 상기 메모리(77)는 두 개의 동작 모드를 갖는다.
"측정 모드"에서, 플래시 ADC(85)로부터 스태틱 메모리(77)로 데이타가 실시간으로 전송된다. 10Mbytes/sec 의 데이타 전송률에 해당하는 고주파 클럭의 매사이클마다 일 바이트가 전송된다. 어드레스 카운터(76)는 메모리(77)에 어드레스를 공급한다. 이 측정모드에서, 어드레스 카운터(76)는 각 트랜잭션에서 자동으로 증분된다. 이것은, 초음파 신호의 전송후 파형이 샘플되는 시간에 어드레스가 일대일 대응하는 것을 의미한다.
"처리모드"에서는, 마이크로프로세서(65)에 의한 데이타 검색 및 처리가 수행된다. 마이크로프로세서(65)로/부터의 데이타전송이 어드레스 카운터(76)를 소정 어드레스로 로딩함으로써 소정 어드레스로부터 간단히 수행된다. 어드레스 카운터(76)는 마이크로프로세서(65)에 의해 고속 메모리(77)의 리드 또는 라이트시마다 증분된다. 따라서, 어드레스 카운터(76)를 제1어드레스로 로딩하고 이어서 바이트들을 순차적으로 리드 또는 라이트함으로써, 일련의 어드레스로 부터의 데이타가 또다른 어드레스로 리드 또는 라이트될 수 있다. 메모리(77)와 마이크로프로세서(65)간의 마이크로프로세서(65)는 메모리(77)와 직접 리드 또는 라이트 하지 않고 래치(73)와 리드 또는 라이트한다. 따라서, 보다 저속인 마이크로프로세서(65)가 데이타를 리드 또는 라이트하는 동안 메모리(77)는 대부분의 시간을 저전력 모드에서 유지하게 된다.
도 13은 마이크로프로세서의 아키텍춰를 부분적으로 도시한 도면이다. 도13을 참조해보면, 저항성 온도 센서(101)를 구동하는 마이크로프로세서 전류원(69)에 의해 유체온도가 측정된다. 전류원(69)의 크기는 외부저항(102)에 의해 프로그램된다. 이어서, 전류원(69)과 마찬가지로, 저항성 온도센서(101)의 입력이 배터리(64)가 제공하는 공급전압에 대한 기준전압으로서 피드백되어 비율식 측정이 수행되게 한다.
상술된 바와같이, 마이크로프로세서(65)는 uADC(103)를 포함하며, 기술상 공지된 바와같이 이 uADC(103)는 아날로그 입력을 수신하는 비교기(104), 연속 근사 레지스터(105) 및 디지탈 /아날로그 변환기 (DAC)(106)를 포함한다. 양방향 버퍼(107)는 변환된 데이타를 마이크로프로세서(65)의 내부버스(108)에 접속하는 기능을 수행한다.
온도측정시, 센서(101)로부터 전압이 직접 발생되어 상기 uADC(103)의 아날로그 입력에 인가된다. 센서(101)는 전류원(69)에 의해 공급되는 저항성 온도 센서이다. 전류원(69)의 크기는 공급전압의 함수관계이며, 다음과 같이 외부 저항(102)에 의해 프로그램된다:
Isource = (0.25 . Vdd) / Rext
따라서, 저항성 온도 센서(101)로 부터의 입력은 전류원(69)과 동일한 방식으로 공급전압에 대한 기준전압으로서 피드백된다:
Vim = (0.25 . Vdd) . (Rsens/ Rext) (1)
여기서, Rsens 는 온도가변 저항성 소자인 센서(101)의 저항값이다.
uADC(103)출력은 공급전압의 일차 함수 관계이며, 다음과 같이 표현될 수 있다.
VDAC = ( a + K.N ) . Vdd (2)
여기서, a 및 k 는 공지된 상수들이며, N은 DAC(106)의 승수이다.
비교기(104)는 DAC(106)의 출력을 센서(101)로 부터의 전압과 비교하여, Vdac = Vim일 때의 N값을 결정한다.
이어서, 측정된 값 N은 온도보상계산을 위해 버퍼(107)를 통해 출력될 수 있다. Rsens의 측정은 비율식으로 수행된다. 상기식(1) 및 식(2)을 조합하면 다음과 같이 공급전압이 제거된다:
(0.25 . Vdd) . (Rens/Rext) = (a + K.N).Vdd
Rsens = (a + K . N) . 4. Rext
또한, 버퍼(107)는 자동이득제어를 위해 사용되어 마이크로프로세서(65)가 상기 버퍼(107)를 통해 DAC(106)로 입력될 소정값을 결정한다. 이어서, DAC(106)는 직접변환동작을 수행하여 이득제어 전압(82)을 제공한다. 한편, 온도기능에서 이득제어 기능을 분리시키기 위해 스위치(109)가 마련된다. 이득제어 결정이 필요한 하나이상의 샘플에 대해 온도가 비교적 안정적인 경우, 유동 측정동작이 정지상태일 때 온도기능이 수행될 수 있다.
이와는 달리, 마이크로프로세서(65)의 병렬 또는 직렬(예를 들어, I2C)출력이 이득 제어전압(82)을 직접공급할 수 있는 외부 DAC (도시생략)를 구동시킬 수 있다.
전력보존은 배터리의 장기간 수명을 위해 중요하다. 전자장치들을 가능한 한 전력모드에서 유지하는 것에 의해 전류소모량이 감소한다. 어드레스 카운터(76)가 기동(wake-up)지연 카운터로서 이중동작을 함에 따라 전력보존을 위해 사용될 수 있다.
0이 아닌 값으로 어드레스 카운터(76)가 초기설정되면, 그로부터의 캐리가 마이크로프로세서(65)에 대한 기동 인터럽트로서 사용될 수 있다. 따라서, 마이크로프로세서(65)는 기동하여, 전치증폭기(90,91), 차동증폭기(89), 가변이득증폭기(83) 및 밴드패스필터(84)로 이루어진 신호 경로 전자장치들을 온 시켜서 메모리(77) 및 플래시 ADC(85)를 인에이블시킨다. 이어서, 마이크로컴퓨터(65)는 데이타 수집기간동안 저전력모드로 복귀한다.
지금까지 측정시스템(60)의 구조를 설명하였으며, 이하 전송시간 측정방법을 도4를 참조하여 상세히 설명하겠다. 도4는 도7의 실시예에 따라 구현되는 다수의 방법단계들 및 정보흐름을 개략적으로 도시한 도면이다.
단계(1)에서, 발진기(70)에 의해 발생되는 10MHz 클럭신호가 타이밍 기준 정보로서 제공된다. 단계(2)에서, 측정개시를 위해 10MHz 클럭이 카운터(80)에 의해 사용되고, 발생기(81)가 공칭적으로 동일한 마크/공간 지속기간을 갖는 세 개의 구형파 펄스들의 열을 발생시키며, 이 발생된 펄스들은 초음파 신호의 발생을 위해 측정관(61)내의 송신 트랜스듀서로 공급된다. 본 실시예에서, 초음파신호는 바람직하게 약 125 KHz 의 주파수를 가지며, 따라서 초음파 신호의 각 사이클은 10MHz 클럭의 80사이클들의 지속기간을 갖는다. 전송된 신호의 발생을 위해 10MHz클럭을 사용함으로써, 전송된 파형의 타이밍을 정확히 알 수 있다. 단계(3)에서, 전송된 신호와 동일 클럭천이부에서 동작이 시작될 때 어드레스 카운터(76)가 인에블된다. 따라서, 동기식 카운터가 사용되어 100ms 당 일 어드레스의 속도로 메모리(77)에 대한 순차 어드레스를 발생시킨다.
도 4의 단계(7)에서 지시된 바와 같이 그리고 상술된 바와같이, 소정 아날로그 파형을 갖는 수신 트랜스듀서의 출력이 플래시 ADC(85)로 공급되며, 아날로그/디지탈 변환동작이 10MHz클럭의 천이부들에 의해 트리거된다. 따라서, 메모리(77)는 100ns당 일 바이트 속도로 플래시 ADC (85)로부터 데이타를 수신하고 어드레스카운터(76)로부터 어드레스 제어정보를 수신한다. 결국, 스태틱 메모리(77)는 409.6㎲의 디지탈 파형을 저장할 수 있다. 전송개시가 이루어진 후 그리고 음향 파속이 측정관(61)을 따라 전파되고 있는 동안, 플래시 ADC(85) 및 스태틱 메모리(77)가 인에이블 되어 초기에 DC레벨인 인입 데이타가 스태틱 메모리(77)로 라이트된다.
전력 보존을 위해, 음향신호의 추정 도달시간 조금 전까지 마이크로프로세서(65)는 스태틱 메모리(77)를 동작시키지 않는다. 상태가 변하고 신호가 유실되면, 측정동작이 보다 큰 보존 설정 값을 가지고 반복된다. 수신 파형의 소정부분이 409.6㎲보다 훨씬 짧기 때문에, 어드레스 카운터(76)의 재동작 및 그에 따른 스태틱 메모리(77)의 중복기입이 단점이 되지는 않는다.
송신 트랜스듀서에 의해 발생된 음향파속이 측정관(61)을 따라 이동하고, 약 500㎲ (175mm길이를 가진 측정관에서 약 350ms-1의 천연가스순환시스템에서의 음속)경과후 수신 트랜스듀서에 의해 수신되어 도3에 도시된 바와같이 아날로그 전기신호가 되어 수신트랜스듀서에서 출력된다. 이 신호는 하나의 가변 이득단을 포함하는 다수의 단에서 증폭되고, 그 증폭된 결과가 단계(5)에서 지시된 신호이며, 이 신호는 공지된 표준최대 진폭을 갖는다. 이득변화 도출단계를 이하 기재하겠다. 수신된 음향파속이 플래시 ADC(85)에 의해 변환되어 스태틱 메모리(77)내에 저장된다.
마이크로프로세서(65)는 음향파속의 추정도달시간후 데이타 수집을 중단한다. 10MHz 클럭의 어드레스 카운터가 정지되며, 따라서 스태틱 메모리(77)에 대한 라이트 스트로브로 기능을 하는 플래시 ADC(85)에 대한 10MHz 클럭이 또한 정지된다. 파속이 유실되면 보다 큰 지연값을 이용하여 측정동작이 반복된다. 최대가능지연값은 최저 온도에서 최대 밀도의 유체의 최대 유속에 따른 음향파속의 최대가능 지연값에 해당한다. 어드레스 카운터(76)는 음향신호의 초기시점부터 마이크로프로세서(65)가 스태틱 메모리(77)를 디스에이블시키는 시점까지의 전체 기간동안 동작상태로 남아있어야 한다. 그렇지않을 경우, 스태틱 메모리(77)내의 데이타 바이트 위치가 그것의 도달 시간과 일치하지 않게 된다.
스태틱 메모리(77)내의 수신된 신호의 디지탈 표현에 따라 마이크로프로세서(65) 및 그와 관련된 소프트웨어는 음향신호의 도달시간을 추정할 수 있다. 이것은, 어드레스 카운터(76)를 리셋시키고 그것의 입력을 10MHz 클럭에서 마이크로프로세(65)의 출력 라인으로 스위칭함으로써 이루어진다. 시작어드레스가 어드레스카운터(76)로 로딩되고, 상술된 마이크로프로세서 출력라인을 토글함으로써 소프트웨어가 스태틱 메모리(77)의 다음 바이트들을 순차적으로 엑세스할 수 있다. 시작 어드레스는 또한 마이크로프로세서(65)내의 메모리위치로 로딩되며, 이러한 "섀도(shadow)" 어드레스값은 스태틱 메로리(77)로부터 데이타값이 인출될 때마다 증분된다. 음향파속이 도달하기전에 발생되며 다른 모든 측정값들이 비교될 기준값으로서 동작하는 정지신호 레벨(45) (도3 참조)을 구현하기 위해, 통상 128 또는 256과 같은 그이 제곱수인 다수의 바이트들이 스태틱 메모리(77)로부터 리드되어 합산되고 이어서 평균값이 구해진다. 어드레스 카운터(76)의 시작점은, 음향신호의 최초추정 도달 시간전에 수신된 데이타로부터 정지신호레벨(45)의 결정을 허용할 정도로 충분히 낮아야 한다. 따라서, 정지신호레벨(45)은 측정시스템(60)의 비수신신호(no-received-signal:NRS)상태를 나타낸다. 또한, 음향신호의 최초추정 도달시간은 트랜스듀서의 아날로그 신호 출력을 나타내는 저장된 디지탈 신호 데이타의 측정부분의 시작점을 의미하며, 상기 트랜스듀서의 응답을 나타낸다. 상기 측정 부분은 수신된 신호(40)의 약 10내지 20 사이클 동안 연장될 수 있다.
일단 정지신호레벨이 결정되었으면, 단계(8)에서 소프트웨어 원형버퍼가 마이크로프로세서(65)에 의해 구성되는데, 이 버퍼는 음향신호의 일 사이클의 약 10 내지 15%에 해당하는 길이를 갖는다. 본 실시예에서, 사이클당 약 80개의 신호 레벨 샘플들이 발생하는 경우, 원형버퍼는 9바이트 또는 바람직하게는 10바이트의 사이즈를 갖는 것이 적당하다. 이러한 원형버퍼기술에 따르면, 새로운 데이타 항목이 들어올 때마다 각 엔트리를 소정위치에 따라 물리적으로 쉬프트시킬 필요없이 데이타 갱신이 이루어질 수 있다. 초기에 0 값을 갖는 버퍼 포인터는 다음 엔트리가 이루어질 원형버퍼내의 위치를 지시한다. 포인터는 새로운 엔트리가 이루어진 후 증분되며, 그 값이 원형버퍼의 길이를 초과할 때 0으로 리셋된다. 따라서, 포인터는 원형 버퍼를 "순환"하며, 원형버퍼가 완전히 채워지면 최초 엔트리를 지시한다.
스태틱 메모리(77)로부터 각 바이트가 리드되면, 원형 버퍼내에 위치하기 전에 앞서 얻은 정지신호레벨(45)과 비교된다. 이어서,그 차이값의 부호가 이전 바이트로부터 얻어진 값과 비교된다. 이때, 현재 부호가 이전 부호와 동일하면, 수신된 신호는 정지신호레벨(45)을 교차하지 않으며, 현재부호가 다음 비교를 위해 저장된다. 그러나, 현재 부호가 이전 부호와 상이하면, 수신된 신호는 정지신호레벨(45)를 교차하며, 상술된 "섀도" 어드레스값의 현재값에 원형버퍼 사이즈의 반값을 더한값과 동일한 한계값이 설정된다. 이어서, 스태틱 메모리(77)로부터 바이트가 리드되어 섀도 어드레스값이 상기 한계 값에 도달할 때까지 원형 버퍼에 인가되며, 이때 원형버퍼는 정지신호레벨(45)을 중심으로 거의 동일하게 위치한 일세트의 데이타 지점들을 포함하게 된다. 이것은 타이밍 계산을 위해 개별적으로 처리가능한 측정 세그먼트를 나타낸다.
이러한 상태에서 원형버퍼내의 데이타들은 시간축에 대응하는 섀도(shadow)어드레스값 및 원형버퍼내의 데이타항목들을 각기 독립변수로서 사용하여 도4의 단계(9)로 표시된 선형회귀를 행하는데 사용된다. 상기 선형회귀는 최소 2승법을 사용하여 전압 및 시간의 데이타쌍들을 직선으로 연결시키는 과정을 포함한다. 이러한 선형회귀기술에 따라 정지 신호레벨(45)을 통과할 때의 신호의 기울기 및 그 시점에서의 시간 절편(intercept)값을 각 측정세그먼트에 대해 추정할 수 있다.
단계(10)에서 상기 기울기와 절편추정값들은 추후 사용을 위해 마이크로프로세서(65)의 내부메모리에 포함된 소프트웨어 선입선출 버퍼에 저장된다. 이러한 용도로는 계산면에서 효율성이 낮은 선입선출 버퍼가 사용되는데, 그 이유는 이러한 버퍼의 경우 간단하고, 억세스도 비교적 단순하며, 갱신율도 원형버퍼의 단지 1/40밖에 되지 않기 때문이다.
도3에 도시된 바와 같이 수신된 파형은 미세하게 시작되며 수 사이클에 걸쳐 증폭이 이루어지기 때문에 그의 시점을 직접적으로 결정하는 것은 불가능하다. 따라서, 수신 파형의 시점은 그 파형상에 후속위치점(이 위치점은 타이밍 마커로서 사용됨)을 위치시키고 이 위치점으로부터 알고 있는 파형사이클 수에 대응하는 기간(이기간은 파속의 시작점으로부터 경과한 시간임)을 감산함으로써 추론하여야 한다. 전형적으로, 관(61)을 통과하는 파속의 타이밍에서 타이밍마커로서 사용되는 수신신호(40)에서의 위치는 상기 파형이 정지신호레벨(45)을 통과할 때의 파형상의 특정위치이다.
이와 같이 단계(9)에서의 선형회귀에 의해 결정되는 절편값들은 그의 절대위치가 전체적으로 파형내에서 결정될 수 있는 것이라면 타이밍마커로서 작용하게 된다. 이를 위해, 선입선출버퍼내의 연속되는 기울기값들은 본 명세서에서 "템플리트(templete)"로서 언급되고 단계(13)에서 저장된 일련의 기울기들과 비교된다. 이 저장된 템프리트는 유체의 유속, 유체의 성질 및 온도에 따라 형태가 변화하는 파형의 초기부분을 나타낸다. 이러한 템플리트의 편리한 크기로는 2 내지 4개의 성분, 즉 부호가 교번하는 연속된 기울기 절대값들 및 부호는 동일하면서 교번하는 기울기 절대값들을 포함하는 것을 들 수 있다. 일단 선입선출버퍼에 새로운 기울기값(부호 및 절대값을 포함하는)들이 입력되어 기울기들로 완전히 채워지면, 단계(14)에서 선택된 성분들이 템플리트와 비교되어 차의 2승의 합을 얻는다. 이 측정값은 템플리트가 선입선출 기울기버퍼의 선택된 성분들과 최적으로 매칭될 때 최소값이 되며, 새로이 계산된 2승의 합이 이전값을 초과할 때 매칭과정을 정지하게 된다. 이러한 단계에서, 절편들은 알고 있는 템플리트에 근거하여 각각 수신 신호의 시작점으로부터 정수개의 1/2 주기들을 포함하게끔 전체적으로 파형내에 정확히 위치된 상태에 있게 된다. 이와 같이하여 기울기들의 매칭에 의해 음향파속의 개시에 관련된, 수신 파형내에서의 각 기울기에 대한 측정위치가 결정된다.
이미 상술한 바와 같이, 수신 파형의 주파수는 구동신호의 주파수와 매칭되지 않을 수 있다. 즉, 구동파형의 1/2 주기가 수신 파형의 1/2 주기에 대한 적합한 추정값이 되지 못할 수 있다. 이것은 특히 신호가 긴 파열(wavetrain)보다는 짧은 버스트의 형태로 된 경우에 발생한다. 트랜스듀서(62,63)들이 PVDF와 같은 재료로 형성되어 있는 경우, 결합된 트랜스듀서/챔버/유체 조합체의 공명주파수는 수신 신호의 형태를 결정하는데, 이 공명주파수는 온도 및 유체 성질에 따라 현저하게(10 내지 15%) 변화할 수 있다. 이외에도 시효효과에 의해 트랜스듀서의 피에조특성 및 탄성특성이 변화할 수 있고, 그 결과 시스템의 감도 및 공명주파수의 변화가 발생한다. 이러한 변화를 위해, 단계(15)에서 수신 신호의 시작점을 계산하도록 수신 파형기간의 저속이동 평균값이 유지된다. 이 평균값은 선입선출 버퍼의 절편값들의 차들로부터 편리하게 갱신될 수 있다. 새로이 계산된 1/2 주기 및 구 1/2 주기값들간의 차의 소수부분이 구 1/2 주기값에 더해진다. 만일 소수부분이 일례로 0.1이면 20회의 반복후 이동평균값은 1.2주기내에서의 단계변화의 88%를 커버할 것이다. 보다 작은 차의 소수부분을 이용하는 경우에는 이동 평균값에서의 상응 응답이 보다 느려지게 될 것이다. 이러한 이동평균값은 그 뒤에 단계(16)에서 수신 신호의 1/2 주기로서 사용된다.
선입선출 버퍼내의 모든 절편값들은 적당한 개수의 파형 1/2 주기들을 감산함으로써 파형의 시작점에의 도달시간을 추정하는데 사용될 수 있다. 정확도의 개선을 위해 2개이상의 절편들을 사용할 수 있고, 이 경우 결과값들의 대한 평균값을 구한다. 각 절편에 대응하는 기울기로부터 단계(17)에 표시된 바와 같은 가중요소들을 구하는 경우에는 가중평균값을 사용하는 것이 바람직하다. 선행 절편들은 수신신호의 저 진폭부분에서 유래되므로 잡음의 영향을 비교적 많이 받는다. 사인곡선의 최대 기울기는 그의 진폭에 비례하므로, 가중요소들은 온도 및 유체의 형태에 대해 평균화된, 각 절편에서의 절대기울기에 비례하게 되어있다. 단계(18)에서 마이크로프로세서(65)에 의해 파형시작점의 가중평균 추정값이 어드레스카운터(76)의 최종 재동작이후의 시료수 및 그의 분율면에서 계산된다. 이 경우, 어드레스카운터(76)는 409.6μs의 재동작이 이루어지며, 이에 따라 단계(19)에 표시된 바와 같은 음향신호의 총 전송시간은 다음과 같이 된다.
Td,u= (409.6 + (파형시작점의 가중평균추정값)/10)μs
단계(6)에서는 단계(11)에서 구하여 선입선출 버퍼에 저장된 최대 기울기로부터 상기한 바와 같은 새로운 이득추정값이 계산된다. 상기 최대 기울기값에 의해 피크(41)의 진폭을 추정할 수 있으며, 따라서 증폭기(83)의 이득을 조정하면 피크(41)의 진폭을 일정하게 또는 좁은 한계범위내에서 대체로 일정하게 유지시키는 것이 가능하다. 이 한계범위는 일반적으로 ±5%, 바람직하게는 ±2.5%이다. 이득이 상기 한계범위를 벗어나게 되면 템플리트가 측정된 기울기값들에 매칭되지 않게 되고, 그 결과 절편들의 위치선정이 부정확하게 된다. 만일 가변 이득증폭단계에서의 이득에 의해 입력제어전압에 직접적으로 비례하는 신호출력이 발생하게 되면 다음의 식으로부터 이득 재추정값을 얻을 수 있다.
Gn= (G0)(최대목표기울기)/(Sn)
여기서, Gn= 요구되는 이득의 재추정값,
G0= 이전 이득값,
Sn= 가장 최근의 최대 기울기
그러나, 이득제어단계의 응답은 설계에 따라 지수 또는 다항식 곡선을 사용하여 보다 좋게 근사시킬 수 있다. 이 경우, 3차 방정식을 사용하면 만족스러운 연결성이 얻어지며, 선형화후 다음과 같은 이득추정방정식을 얻을 수 있다.
여기서, C1, C2, C3는 특정 DAC(106)와 증폭기조합을 적합시키기위한 상수로서, 본 실시예의 경우 각기 "59", "10.24" 및 "10"이다. 이러한 이득제어 결과 수신된 하나의 파속에서의 최대기울기는 연속적으로 전송되는 파속들에 대해 대체로 일정하게 유지된다.
도4의 단계(12)에 표시된 바와 같은 재추정 이득값 Gn은 0 내지 255사이의 수로서, 이 값은 단계(20)에서 DAC(106)으로 전송되어, 이득제어 증폭단계를 위해 단계(6)에 표시된 바와 같이 이득제어전압(82)을 발생시킨다.
기동시에는 새로운 이득을 구하기 위한 최대기울기의 이전값이 없다. 따라서, 동작을 위해 초기 추정값으로서 대표값이 메모리에 저장된다.
일례로 유체의 온도가 신속하게 변화할 때 요구되는 이득을 갑자기 변화시켜야만 하는 경우가 종종 있을 수 있다. 요구되는 이득이 갑자기 감소할 때는 특히 어려운 조건이 발생하며, 이전 측정값으로부터 구한 추정치가 너무 크게 된다. 도6에는 이득이 한 선도로부터 다음 선도까지 1.5의 비율로 증가할 때의 디지탈 화시킨 파형상에서의 이득 증가의 효과에 대한 7가지의 예가 도시되어 있다. 선도1의 경우에는 이득이 너무 낮으며, 반면에 선도7의 경우에는 이득이 너무 크다. 목표조건은 선도3 또는 선도4에 도시된 것과 유사한데, 이 경우에는 상,하포화값들사이에 9개, 바람직하게는 10개의 데이타점들이 존재한다. 이러한 조건에 따르면 이득설정과정이후에 행해지는 선형회귀에 대한 연결감도가 최대화된다.
그 결과 그리고 본 발명의 적합한 실시예의 이점으로서의 이득설정과정은 매우 효과적이 되어 실제 상황에서 발생할 수 있는 모든 조건들에 대한 응답성이 아주 좋다. 측정된 기울기는 이득과 단조 증가함수관계를 가지며, 따라서 상기 이득설정과정은 어느 방향으로도 이득조정을 할 수 있다. 특히, 매우 높은 이득을 갖는 상황에서 신속히 이득조정을 할 수 있다.
이득이 0으로 되는 경우는 피해야만 한다. 마이크로프로세서(65)의 계산방식은 고정소수점방식이기 때문에, 아주 작은 이득값은 0으로 한다. 새로운 이득추정값은 이전값을 곱하여 구하기 때문에, 0 이득조건에서는 이득설정과정을 회복시킬 수 없다. 따라서, 상기과정은 계산된 이득값이 0일 때 다음 이득을 0이 아닌 값으로 대치시키는 0 검사과정을 포함한다.
상술한 방법의 경우에는 수신 신호의 최대 또는 최소값들을 측정할 필요가 없고 따라서 파형부분을 억세스할 필요가 없다. 이에 따라, 파형의 피크가 플래시 ADC(85)의 전압범위의 상,하에 존재할 수 있게 전자적인 이득을 설정할 수 있다. 이러한 상태로 동작을 행함으로써, 파형의 중간부분을 증진된 진폭 레졸루션으로 디지탈화시킬 수 있다. 이에 따라 신호가 NRS상태를 거쳤는지를 결정하는 전과정의 정확도가 개선된다.
또한, 파형내의 타이밍마커의 절대위치가 결정된 상태에서는 신호가 NRS 상태를 거치게 되어 있는 모든 경우를 타이밍마커로서 사용하는 것이 가능하다. 이러한 마커의 수에 근거하여 신호의 도착추정시간에 대한 평균값을 구할 수 있다. 이 평균값을 그 사간에서의 파형의 기울기에 따라 가중처리하는 것이 유리한데, 그 이유는 신호가 NRS상태를 거칠때의 시간추정값의 정확도가 신호의 기울기가 최고로 높을 때의 정확도보다 좋기 때문이다.
본 방법을 사용하면, 데이타의 단일주사로 필요한 모든 데이타 처리를 수행할 수 있다. 이에 따라 프로세서를 통한 데이타의 다중통과가 요구되는 방법들에 비해 실행시간 및 실행에너지가 적게 요구되는 이점이 있다.
또한, 본 방법에 따르면 트랜스듀서들 또는 파형의 형태를 변화시킬 수 있는 기타 과정들의 시효를 파형과 비교되는 템플리트를 서서히 갱신하여 고려할 수 있다. 이것은 허용차가 크면서도 파형내의 절대위치의 정확한 결정을 여전히 이루게 할 수 있기 때문이다.
또한, 전송펄스를 제공하기 위한 클록형 시프트레지스터를 사용하여 수정클럭펄스의 에지지터(edge jitter)를 감소시킬 수 있고, 그 결과 타이밍 정확도를 증가시킬 수 있다.
본 발명의 제 2 실시예의 경우, 상술한 방법 및 구성은 상기한 국제특허공보 제 WO 93/00569에 기재된 소위 "링-어라운드"방법과 조합된다. 상기 국제특허공보에 기재된 측정관 및 트랜스듀서의 구성의 경우에는 요구되는 유속정확도를 얻을 수 있도록 초음파펄스의 타이밍을 1.56ns의 정확도로 맞추어야 한다. 10 MHz로 타이밍을 맞추고 신호를 관아래로 64회 전송시키면 전력소비를 아주 낮춘 상태에서도 동일한 정확도가 얻어질 수 있다.
본 발명의 방법을 사용하여 실시되는 이러한 방안의 경우에는 수신 펄스를 매번 시험하여 다음 펄스의 재전송이 이루어지는 정지 신호레벨(45)의 교차점을 확인하는 것이 가능하다. 초음파버스트가 디지탈 적으로 샘플링되며, 초음파펄스의 공칭교차점의 도달까지 재전송을 방지하도록 작용하는 지연이 결정된다. 그 뒤에 현재의 초음파버스트를 바로 이전의 초음파버스트의 수신시 전송하게 되어 있는 초음파버스트의 순서를 전송하면 초음파버스트의 전송시간이 보다 정확히 결정된다. 각 전송 및 재전송시 지연이 초기화되는데, 상기의 전송 및 재전송은 해당 지연이 끝난 후에만 수신된 초음파펄스의 정지 신호레벨(45)의 교차점에서 발생한다.
본 방법은 단일 초음파버스트를 사용하여 정지 신호레벨(45)의 교차에 대한 지연을 결정하여 이전의 전송에서 상위 음향모드가 존재하지 않게 하는 이점을 제공한다. 또한, 본 방법의 경우는 저속 카운터를 구동하는데 그리고 초음파신호를 수회 전송시키는데 요구되는 에너지가 작다. 지연시간의 조정에 따라 특정 교차의 확인이 보다 효과적으로 행해진다. 이전의 전송에서 관내에 존재하는 음향모드에 의해 수신 초음파신호의 변조가 이루어지게 되며, 그의 인벨로프의 형태가 변화하게 된다. 재전송교차점은 잔류모드에 의해 거의 영향을 받지 않는데, 그 이유는 그 위치에서의 신호의 에너지가 비교적 높기 때문이다.
수신된 초음파버스트에 의한 정지 신호레벨(45)의 교차는 "재전송 교차"로서 불리우는데, 이 교차점은 실질적인 모든 이차모드전에 도달하고 또한 잡음에 의해 거의 영향을 받지 않게 충분히 멀리 파형내부에 도달되는 것이어야만 한다. 본 명세서에서 설명하는 측정관의 경우 적절한 교차는 파형내에서 2.5 사이클로 발생하였다.
이런 측정안의 이점을 실현하는 측정시스템 (120)이 도 9에 도시되어 있는데, 도 7의 것들과 동일한 구조 및 기능을 갖는 구성요소에는 그에 상응하는 부호가 부여되며, 당업자라면 이해할 수 있는 그외의 몇몇 공통요소는 간단명료하게 하기 위하여 생략된다.
스캔중에 전송발진기(127)는 수신된 신호에 의한 정지신호레벨(45)의 크로싱시에 작동가능하게 된다. 발진기(127)는 도 7의 펄스발생기(81)와 교체되며 스캔타이밍카운터클럭(125)과 비동기성이며 3상태구동기(94-97)로 출력한다.
스캔타이밍카운터클럭(125)은 도 7의 전송카운터와 교체된 전송제어기(121)에 제공되며, 한 트랜스듀서에서 다른 트랜스듀서로 펄스를 보내는데 걸리는 누적시간을 측정하는데 사용되는 24비트리셋카운터로 구성된다. 이 스캔타이밍카운터클럭(125)은 스캔에서 최초의 전송펄스의 개시시에 리셋되며, 계수는 스캔에서 마지막으로 수신된 펄스의 수신 후에 정지된다.
전송제어기(121)의 기능들을 통합하기 위해 제어기(121)에는 제어로직(124)이 제공된다.
제어기(121)는 또한 버스(79)를 통하여 마이크로프로세서(65)로부터 지연값을 받는 부하레지스터(122)를 포함한다. 그 후 이 값은 전송이 가능하기 전의 지연시간을 재는데 사용되는 지연카운터(123)에 놓여진다. 이 카운터(123)는 초음파전송이 있을 때마다 부하받는다.
유동측정은 구체적으로 다음의 단계로 수행된다.
1. 전송방향이 방향라인(98a) 및 (98b)을 사용하여 선택된다.
2. 수신된 초음파버스트전송의 기울기가 확정규정내에 들어갈 때까지 마이크로프로세서(65)의 제어하에서 수신기게인이 조정된다.
3. 교차검출 지연기가 준비동작을 시작한다. 제 1단계에서 파형이 디지탈 적으로 샘플링되고, 재전송을 개시하는데 선택된 교차점의 검출기에서 초음파전송으로부터 도착까지의 시간이 결정된다. 이보다 초음파버스트의 주기의 절반만큼 작은 지연값이 마이크로프로세서(65)에 의해 지연카운터(123)속에 넣어진다.
4. 이 측정단계에서, 초음파펄스의 전송시간이 초음파버스트의 시퀀스를 전송함으로써 보다 정확히 결정되며, 최초의 버스트 후의 각 버스트는 바로 전의 버스트의 수신시에 전송된다. 단일 초음파버스트의 발생, 방출 및 검출은 앞으로 "링어라운드(ringaround)"라고 부르는데, 때때로 "싱어라운드(singaround)"라고도 알려져 있다. 유체유동의 단일 스캔은 처음에는 일방향으로 그 다음에는 다른 방향으로 2셋트의 소정갯수의 링어라운드로 구성된다. 시퀀스는 어떤 수의 링어라운드로 포함할 수 있지만 유리하게는 64개를 포함할 것이다.
지연카운터(123)와 타이밍카운터(125)는 첫 번째 초음파버스트가 보내졌을 때 시작된다. 이 제 1초음파버스트의 선단엣지는 타이밍클럭(70)에 동기된다. 제 2 및 그 후속의 초음파버스트의 개시는 앞선 초음파버스트에 속하는 특정교차점의 측정관(61)의 검출기단부에서의 도착에 의해 동기적으로 트리거된다. 전송커맨드를 트리거하는 특정교차점은 지연카운터(123)이 시간경과한 후에 도착하기 위한 소망극성(양 또는 음)의 정지신호레벨(45)의 제 1교차점이다. 전송을 발생하기 위해 교차점에 필요한 극성은 앞선 전송의 극성에 따른다. 비교기(126)가 이들 교차점을 검출하기 위해 제공되며 이 비교기는 신호기준전압(86) 및 밴드패스필터(84)에 연결된 입력부를 포함한다. 비교기(126)의 출력부는 재전송커맨드를 트리거하기 위해 전송제어기(121)에 연결된다.
이 지연는 후속의 초음파버스트의 개시시에 지연카운터(123)속으로 다시 넣어지며 바로 카운트를 개시한다. 타이밍카운터(125)는 마지막 초음파버스트에 속하는 특정교차점의 검출기에서의 도착에 의해 정지된다. 이 특정교차점은 또한 지연카운터(123)에 의해 확인된다. 일련의 링어라운드의 끝에서 고속타이밍카운터(125)내의 값은 마이크로프로세서(65)에 전달된다. 제 2(반대측)전송방향이 선택되고 상기의 시퀀스가 반복된다. 스캔기간동안 유속을 계산하기 위해 마이크로프로세서(65)내의 소프트웨어에 의해 양방향에 상당하는 저장된 고속카운터(125)가 사용된다. 대체로 이 시퀀스에 걸리는 시간은 평균이동시간을 결정하기 위해 전송된 버스트의 수로 나뉘어질 수 있다.
링어라운드시퀀스는 통상 4개의 파이어링의 그룹들로 만들어진다. 이 파이어링의 시퀀스는 도 10A 및 도 10B에 도시되어 있다. 4개의 시퀀스는 한 극성을 갖는 3개의 펄스로 만들어지는 한편 세 번째 펄스는 처음 3개의 펄스에 대하여 반전된다.
별도로 극성반전을 유지하기 위해, 다른 극성을 갖는 전송 전에 전송펄스시퀀스의 끝에서 극단엣지를 부가함으로써 극성변화가 얻어진다. 4개의 파이어링의 그룹에 있어서 신호는 세 번째 펄스 후에 반전되며 네 번째 파이어링시에 저장된다.
링어라운드시퀀스는 전형적으로 각 방향에서 64개의 청각전송으로 구성되며, 첫 번째를 제외한 모두는 앞선 전송의 수신에 의해 트리거된다. 링어라운드시퀀스가 진행함에 따라서 측정관내의 간섭성의 청각노이즈의 형성을 중지시키기 위해 시퀀스전체적으로 정식베이시스에서 반전된다. 이 시퀀스는 관념적으로 4개의 전송으로 만들어지는데, 모든 4번째전송의 극성은 다른 3개에 대하여 반전된다. 따라서, 두개의 극성이 "A" 와 "B"로 지정된다면, 64전송의 시퀀스는 "AAABAAABAAAB,,,,"의 극성패턴을 가질 수 있으며, 전체적으로 "AAAB"패턴이 16번 반복된다. 수신된 신호에서의 교차점비교기(126)의 극성은 수신된 신호극성과 조화되도록 "B"극성전송직후에 반전되며 다시 첫 번째 "A"극성전송직후에 변화된다. 또한 비교기(126)에서의 옵셋 때문에 도입될 수 있는 에러를 제거하기 위해, 링어라운드시퀀스의 전체극성이 각각의 완전가스속도측정을 위해 반전된다. 따라서 상기 극성시퀀스는 "BBBABBBABBBA,,,,,,"가 되는데, 모든 네 번째 전송에서 교차점비교기(126)의 극성이 반전된다.
이런 측정시퀀스에 대한 전형적인 타이밍도가 도 11A 및 도 11B에 도시된다.
본 발명의 다른 구체예는 도 12에 개략적으로 도시된 측정시스템으로 구성되는데, 여기서 초음파신호의 전송은 유체유동의 방향에 대하여 양방향으로 동시에 일어난다. 역시 동일기능을 갖는 동일구성요소에는 동일한 참조부호가 사용되며, 일부 구성요소는 역시 간단명료하게 하기 위하여 생략된다.
본 구체예는 피크유동메터에서 생기는 것같은 유동을 급격히 변화시키는데 적합하다. 양 트랜스듀서(62)(63)로부터 동시에 전송이 일어난 다음 적절한 시간후(유리하게는 전연가스에서 약 500㎲)에 다른 트랜스듀서에 의해 전송된 신호의 수신기로서 양 트랜스듀서(62)(63)가 사용된다. 도 7 및 도 9의 것들과 기능에서 상응하는 2개의 별개셋트의 수신전자장치가 요구되는데, 그 구성요소들은 각각 접미사A와 B를 사용하여 구별된다.
상당히 다른 위상지연의 도입을 피하기 위해 충분히 동일한 2셋트의 수신전자장치를 만들기는 극히 어렵다.
도입된 위상차를 제거하기 위해, 전송신호의 필터링되고 감쇠된 버전이 양 수신기에 연결된다. 이 것은 먼저 전송펄스발생기(81)의 출력을 필터(141)를 통과시킨 후 마이크로프로세서(65)로부터 출력된 제어신호(143)에 의해 제어되는 가변감쇠기(142)로 보낸다. 가변감쇠기(142)는 두 개의 아날로그멀티플렉서(92A)(93B)에게 공급하는 고정감쇠기(144)에 출력하는데, 상기 아날로그멀티플렉서는 앞에서 사용된 싱글-폴-더블-드로(single -pole - double - throw)구조가 아니라 더블-폴-더블-드로구조라는 것을 제외하고는 앞의 구체예의 멀티플렉서(92)(93)과 동일한 구성을 갖는다. 이 신호는 2셋트의 수신전자장치에 의해 처리되어 메모리(77)에 저장된다. 2셋트의 수신데이타를 저장할 필요 때문에 메모리(77)는 더블바이트(16비트)의 데이타를 동시에 저장하도록 변형되며 따라서 바람직하게는 64K비트의 총용량을 갖는다. 이 신호는 그 전이시간이 고주파클럭의 8사이클보다 크도록 필터링된다. 이리하여 각 플래시ADC(85A)(85B)가 보간에 충분한 샘플을 얻게된다. 위상지연차는 이 저장된 신호로부터 계산될 수 있으며 상류 및 하류방향에 대한 바른 시간차를 계산하는데 사용된다.
본 구체예의 실제 측정절차는 그 후 다음의 시퀀스를 따른다.
1. 업 및 다운트랜스듀서(62)(63)까지의 3상태구동기(94-97)가 인에이블된다. 양 수신기(A)(B)가 필터링, 감쇠 및 진폭조정된 전이신호에 연결된다. 2셋트의 수신전자장치가 인에이블되고 메모리(77)의 제 1블록이 선택된다.
2. 어드레스카운터(76)가 인에이블되고 신호가 양 방향으로 전송된다. 2셋트의 수신전자장치로부터의 단지 수 사이클에 해당하는 데이타가 메모리(77)의 제 1블록에 저장된다. 이 데이타는 상술한 위상지연계산을 가능하게 한다.
3. 수신전자장치가 디스에이블되고 메모리(77)의 보다 큰 제 2블록이 선택된다. 멀티플렉서(92A)(93B)는 트랜스듀서가 수신전자장치에 연결되도록 변화된다.
4. 전력을 유지하기 위해, 초음파펄스가 도착하기 직전까지 수신전자장치가 디스에이블된다.
5. 2셋트의 수신전자장치가 인에이블되고 2셋트의 수신전자장치가 메모리(77)의 제 2블록에 저장된다.
이런 방법에 있어서, 전송시퀀스중에 많이 감소된 버전의 신호가 두 개의 전치증폭기속에 연결된다. 이 신호의 진폭은 수신중의 증폭기에서의 서로 다른 게인들을 수용하도록 가변적이다. 이 전이신호는 증폭기체인 및 플래시ADC를 통과하여 메모리에 저장된다. 그 후 멀티플렉서가 트랜스듀서로부터 신호를 수신하도록 변화되며 고위의 비계수메모리어드레스라인이 변화된다. 낮은 비트의 어드레스카운터가 계속 카운트한다. 수신전자장치(전치증폭기, 가변게인증폭기, 필터, 플래시ADC 및 메모리)는 초음파펄스를 수신할 때까지 모두 디스에이블된다.
그 후 상술한 방식으로 현재위상지연을 결정하기 위해 메모리(77)의 제 1블록의 데이타가 사용된다. 그 후 동일한 과정이 메모리(77)의 제 2블록의 데이타에 적용된다. 그 후 각 방향에 대한 위상차가 결정된다. 그 후 실제 전파시간이 메모리(77)의 제 2블록으로부터의 데이타를 사용하여 결정되고 계산된 위상차에 의해 적절히 조정되며 평균화를 위해 보유된다.
각 구체예에 있어서, 일단 마이크로프로세서(65)가 평균유속을 결정하면 이 값은 증분적으로 보유될 수 있는 유동볼륨을 계산하는데 사용될 수 있다. 그 후 한 주기동안의 유속과 증분볼륨이 LCD(66)에 의해 디스플레이될 수 있다. 이런 정보는 또한 직렬인터페이스(67)를 통하여 데이타포착시스템에 전달된다. 전형적으로 유속계산이 주기간격, 일반적으로 0.5초 내지 60초에서 인에이블될 수 있으며 그 간격은 바람직하게는 2초이다.
따라서 일반적인 방법은 아날로그파속신호의 디지탈 정보로의 변환에 의존하며, 선택된 파형특징의 표준디지탈템플리트와 비교하여 수신된 파속의 도착에 대한 상당히 불확실성이 감소된 경과시간측정을 제공하기 위해 파형의 다수의 특정사이클을 확인하고 상기 정보를 결합하기 위해서 상기 디지탈 정보를 사용한다.
또한, 바람직한 성취방법으로 인하여 측정할 비수신신호(NRS)에 시스템의 전자장치가 응답한다. 이 것은 신호의 도착전에 취한 디지탈화된 데이타를 평균화함으로써 성취된다.
또한 바람직한 성취방법으로 인하여 최소제곱법을 사용하여 전압 및 시간의 데이타쌍을 직선에 맞추는 방법에 의해 전압파형의 기울기가 시간의 함수로서 결정된다.
최대기울기의 값은 신호의 진폭을 짐작할 수 있게 하며, 따라서 증폭기의 게인을 조정함으로써 수신된 신호의 진폭이 일정하게 유지되거나 좁은 한계내에 있게 한다.
이 본질적으로 일정한 진폭신호를 사용하면 저장된 템플리트에의 참조에 의해 어떤 특징의 파형에서의 절대위치를 결정할 수 있다. 관으로의 신호전이의 타이밍에서 타이밍마커로서 사용되는 특징은 파형이 NRS상태를 통과할 때 몇 경우중의 하나이다.
파형이 NRS상태를 통과하는 정확한 시간은 상술한 데이타쌍에 맞추어진 함수로부터 결정된다. 이리하여 클럭펄스간의 효과적인 보간에 의해 타이밍정확도가 향상되며, 따라서 양자화가 나타나는 것을 극복하게 한다.
본 발명의 바람직한 성취방법은 초음파신호타이밍법으로서 사용에서의 일정이점을 부여한다.
먼저 바람직한 방법은 파속의 선단부를 사용하기 때문에 다른 방법보다 온도에 의해 덜 영향을 받는다. 이 파속의 선단부는 주로 평면파로 구성되며 이 것은 파속의 후반부를 형성하는 고위의 모드에서보다 온도에 의해 훨씬 덜 영향을 받는다.
이 바람직한 방법은 음의 피크로부터 양의 피크로 또는 그 반대로의 전이를 만들기 때문에 파형의 기울기의 양자화를 주로 사용하게 한다. 파형을 간단하고 간결하게 설명하기 위해 기울기의 어레이가 사용된다. 이 것은 또한 사용자가 파형을 최소의 데이타와 비교할 수 있는 능력을 부여한다. 전이기울기는 또한 파형내의 전이위치를 확인할 수 있는 능력을 부여하며 따라서 파형의 개시위치를 계산한다. 또한 각각의 전이기울기가 동반하는 피크의 진폭을 추측하는데 사용될 수 있으며 피크높이에 대한 다른 변수로서 사용될 수 있으며, 따라서 전이기울기는 시스템의 게인의 조정을 위한 유용한 변수를 제공한다.
또한 본 방법으로부터 얻을 수 있는 정확성을 증대시키기 위해 현명하게는 파형의 진폭의 일부만이 선택될 수 있다. 바람직한 구체예에 있어서, 수신된 신호의 대략 중간의 1/3을 덮는 윈도우에 걸쳐 아날로그-디지탈변환기를 작동시킴으로써 대략 1.6비트에 해당하는 정확성의 증대가 얻어진다. 따라서 전이를 설명하는 데이타가 보다 정확하게 한정되며 따라서 타이밍에서의 더 많은 해답을 가질 수 있다. 이 것은 바람직한 본 방법이 측정목적의 포락선의 피크를 사용하지 않으므로 피크들을 무시하고 전이기울기만을 사용할 수 있기 때문에 가능하다.
바람직한 본 방법은 또한 파형이 비교되는 템플리트를 서서히 갱신함으로써 트랜스듀서조립체의 노화나 어떤 손상을 동반할 수 있는 초음파신호에서의 어떤 변화도 수용할 수 있는 능력을 부여한다. 이 것은 본 방법이 파형의 크기와 형상에서의 큰 차이를 허용하면서도 파형내의 타이밍마크의 절대위치를 정확히 결정하기 때문에 가능하다.
또한 다수의 전이기울기를 사용함으로써, 본 방법은 파형에서의 보다 큰 비율의 정보를 사용하게 하여 보다 다복적으로 만들고 타이밍측정의 정확도를 증대시킨다.
구체적인 성취방법을 사용하여 단일스캔에서의 모든 데이타를 처리할 수 있다. 이 것은 보다 적은 시간과 에너지를 필요로 하므로 한번이상 데이타가 프로세서를 통과해야 하는 방법보다 본 방법을 사용하는 어떤 시스템의 배터리수명을 보다 길게 한다.
이상은 본 발명의 다수의 구체예만을 설명하는데 당업자에게 명백한 변형예가 본 발명의 범위로부터 이탈함없이 만들어질 수 있다.

Claims (42)

  1. 제 1 주파수에서 전송되는 음향 파속의 트랜스듀서에서의 도달시간을 측정하는 방법에 있어서,
    샘플링 주파수에서 상기 트랜스듀서로 부터의 아날로그 신호 출력을 디지탈 신호 데이타로 변환하는 단계(a)와;
    상기 음향 파속에 대한 상기 트랜스듀서의 응답에 대응하는 상기 디지탈 신호 데이타의 측정부분을 결정하는 단계(b)와;
    신호레벨값(V)을 중심으로 각각 위치한 상기 응답의 대응하는 복수의 측정 세그먼트들(i)에 대한 복수의 기울기들(Si)을 상기 측정부분으로부터 결정하는 단계(c)와;
    상기 음향파속의 도달시간(t)을 상기 기울기들(Si) 중 최소한 선택된 것들로부터 결정하는 단계(d)를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 응답이 상기 신호레벨값(V)을 교차하는 시간을 나타내는 대응 측정시간(Ai)을 상기 세그먼트들 중 선택된 것에 대해 결정하는 단계(ca)를 상기 단계(c)와 단계(d)사이에서 아울러 포함하며;
    상기단계(d)는 상기 도달시간(t)을 상기 대응 측정시간(Ai)으로부터 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 측정부분내의 상기 세그먼트 각각의 측정 위치를 결정하기 위해 상기 기울기들(Si)을 대응하는 기준세트의 기울기들(Pj)과 매칭시키는 단계(Caa)를 상기 단계(c)와 단계(ca)사이에서 아울러 포함하며;
    상기 단계(ca)는 상기 측정위치들 중 대응하는 것으로부터 상기 대응 측정시간(Ai)을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 2 항에 있어서, 상기 단계(c)는 상기 신호레벨값(V)의 양측에 위치한 값들을 갖는 두 개의 인접 지점들을 중심으로 각각 위치하는 상기 측정 세그먼트(i)에 상기 디지탈 신호 데이타의 일세트의 지점들(K)을 할당하고, 각 세트의 지점들에 직선을 연결하며, 각 직선의 기울기(Si)를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 직선이 상기 두 개의 인접지점들을 연결하는 선인 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제 4 항 또는 제 5 항에 있어서, K 는 샘플링 주파수 대 제 1 주파수 비 및 상기 측정부분에서의 상기 디지탈 신호 데이타의 그에 따른 간격과 관련되는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제 4 항 내지 6 항중 어느 한 항에 있어서, K 는 사이클당 지점들의 수의 1/8과 같은 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제 7 항에 있어서, K 는 10인 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제 3 항에 있어서, 상기 기준 세트 기울기들(Pj)각각은 상기 파속내의 신호 극성 천이 위치를 지시하고 상기 파속의 시작과 상기 신호 극성 천이간의 반파 주기들의 수에 대응하는 특정 위치 파라미터(n)와 관련되는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 기준 세트 기울기들은 상기 아날로그 신호의 변화를 보상하기 위해 시간경과에 따라 갱신되는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 기준세트 기울기들은 상기 기울기들(Si)의 저속 평균값을 따라가도록 갱신되는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제 9 항에 있어서, 상기 단계(d)는 대응하는 위치 파라미터(n)에 따라 상기 측정 시간들(Ai)에 가중인자(Wi)를 각각 할당하는 단계(da)와;
    도달시간(t)의 결정에 사용되도록 상기 측정시간들(Ai)중 m개를 선택하는 단계(db)와;
    상기 m개의 선택된 측정시간들(Ai)중 인접한 것들간의 시간간격으로부터 평균 반파 주기(τ)를 결정하는 단계(dc)와;
    상기 m개의 선택된 측정시간들(Ai)각각에 대해 상기 트랜스듀서에서의 상기 파속의 추정도달 시간(ti)을 결정하는 단계(de)와;
    상기 m개의 선택된 측정시간들(Ai)에 그에 할당된 가중인자(Wi)를 승산한 결과와 대응하는 추정 도달시간(ti)의 합을 결정하는 단계(de)와;
    상기 단계(de)에서 결정된 합을 m개의 가중인자들(Wi)의 합으로 나눔으로써 상기 음향 파속의 도달시간(t)을 결정하는 단계(df)를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제 12 항에 있어서, 상기 단계(dd)는 추정도달시간(ti)을 다음식으로 이용하여 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법:
    ti = Ai - n.τ
  14. 제 12 항 또는 13 항에 있어서, 상기 가중인자(Wi)각각은 상기 세그먼트들 중 대응하는 것의 기울기(Si)에 비례하는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제 12 내지 14항중 어느 한 항에 있어서, m은 2내지 20중 어느 하나의 값을 갖는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제 15 항에 있어서, m 은 16인 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제 12 내지 16 항중 어느 한항에 있어서, 상기 단계(db)는 측정시간 결정 정밀도, 기준 세트 기울기들(Pj)의 매칭 근접도 및 상기 측정 부분에 대한 고차 음향 모드의 간섭도중 적어도 하나에 따라 상기 측정시간(Ai)을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제 1 항에 있어서, 상기 샘플링 주파수는 상기 음향 파속을 발생시키는데 사용되며, 상기 제 1 주파수는 상기 샘플링 주파수의 약수인 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 제 1 항에 있어서, 상기 신호 레벨값(V)은 상기 측정부분의 진행시 수신된 상기 디지탈 신호 데이타를 평균함으로써 도출되는 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제 1 항에 있어서, 상기단계(a)는 상기신호의 연속변환 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  21. 제 1 항에 있어서, 상기 기울기들(Si)중 하나의 최대값은 그것을 실질상 일정하게 유지하기 위한 상기 아날로그 신호의 최대진폭의 추정을 위해 제공되는 것을 특징으로 한는 방법.
  22. 제 1 항에 있어서, 상기 단계(a)는, 신호 변환전에, 상기 아날로그 신호의 최대진폭이 다수의 수신 음향 파속에 대해 실질상 일정하게 유지되도록 상기 아날로그 신호의 진폭을 조정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  23. 제 22 항에 있어서, 상기 최대 진폭을 일정하게 유지하도록 상기 기울기들(Si)중 최대값을 이용하여 진폭을 조정하고 상기 최대 기울기를 소정범위내에서 유지하는 단계를 아울러 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  24. 두 개의 초음파 트랜스듀서들간에 전송되는 음향파속의 전파시간을 결정하는 방법에 있어서, 소정 주파수에서 클럭을 발생시키는 단계(e)와;
    상기 소정 주파수보다 낮은 제 1 주파수에서 상기 파속을 출력하도록 상기 트랜스듀서들중 일측을 상기 클럭의 천이와 동시에 동작시키는 단계(fa) 및,
    상기 트랜스듀서들 중 타측에서의 상기 파속의 도달을 이어서 검출하기 위해 상기 클럭을 그것의 천이와 동시에 타이밍 기준값으로 유지하는 단계(fb)로 이루어진 단계(f)와;
    제 1항내지 23항중 어느 한 항에서의 방법을 이용하여 상기 파속의 도달시간을 검출하는 단계(g)를 포함하며, 상기 샘플링 주파수는 상기 소정 주파수이며 상기 클럭에 의해 제공되고, 상기 측정부분을 포함하는 상기 디지탈 신호 데이타는 메모리에 저장되며, 상기 메모리의 각 어드레스가 상기 음향파속의 발생후 식별가능 시간에 대응하도록 상기 디지탈 신호 데이타의 연속 샘플들의 어드레스 결정이 상기 클럭에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  25. 제 24 항에 있어서, 복수의 음향파속이 전송되며, 모든 음향파속의 전송은 최초 송신을 제외하고 직전 음향 파속의 수신과 동기되는 것을 특징으로 하는 방법.
  26. 제 25 항에 있어서, 특정 음향 파속의 전송시 지연시간이 카운팅되며, 상기 지연 시간이 경과된 후 상기 특정 음향 파속에 대응하는 상기 측정 부분이 상기 신호 레벨을 차후에 교차할 때 다음 음향파속의 전송이 이루어지는 것을 특징으로 하는 방법.
  27. 제 24 항에 있어서, 음향 파속이 상기 트랜스듀서들로부터 각각 동시에 전송되어 상대 트랜스듀서에 의해 수신되며, 이에 의해 음향 파속의 전파시간이 각각 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  28. 제 27 항에 있어서, 상기 단계(a)는 상기 트랜스듀서들 각각의 아날로그 신호 출력으로부터 변환된 상기 디지탈 신호 데이타간의 위상차를 보상하는 단계를 아울러 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  29. 제 1 주파수에서 전송되는 음향 파속의 트랜스듀서에서의 도달시간을 추정하는 방법에 있어서,
    상기 트랜스듀서로 부터의 아날로그 신호출력을 디지탈 신호 데이타로 변환하는 단계(a)와;
    상기 디지탈 신호 데이타로부터 상기 아날로그 신호의 상이한 세그먼트의 파형주기를 결정하는 단계(b)와;
    파형주기를 평균하는 단계(c)와;
    평균값과 세크먼트 수에 따라 도달시간을 추정하는 단계(d)를 포함하는 것특징으로 하는 방법.
  30. 제 29 항에 있어서, 상기 단계(b)는 소정 신호 레벨을 중심으로 상기 아날로그 신호의 천이들에 대응하는 복수의 기울기를 결정하고 이 결정된 기울기들에 따라 인접 기울기들간의 파형주기를 식별하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  31. 제 30 항에 있어서, 복수의 기울기들은 도달시간이 평균주기에 따라 결정될 수 있는 상기 아날로그 신호의 특정 위치를 식별하기 위해 일세트의 기준 기울기들과 비교되는 것을 특징으로 하는 방법.
  32. 제 31 항에 있어서, 상기 기준 기울기들은 상기 복수의 기울기들에서의 변화를 따라가기 위해 시간의 경과에 따라 변화되며, 이에 의해 시간 경과에 따라 상기 트랜스듀서에 의해 검출될 때 상기 음향파속의 상기 제 1 주파수의 편차를 보상하는 것을 특징으로 하는 방법.
  33. 유속이 측정될 유체가 이동하는 측정관과;
    상호간에 초음파 신호를 전송하기 위해 상기 측정관내에 배치된 두 개의 초음파 트랜스듀서와;
    상기 트랜스듀서들중 적어도 하나를 제 1 주파수에서 상기 트랜스듀서들 중 타측으로 상기 측정관을 따라 전파되는 음향파속을 발생시키도록 구동시키기 위한 송신 수단과;
    음향 파속을 검출하고 적어도 상기타측 트랜스듀서로 부터의 아날로그 신호출력을 디지탈 데이타로 변환하기 위해 적어도 상기 타측 트랜스듀서에 접속되는데, 상기 디지탈 신호 데이타를 저장하기 위한(제1) 메모리를 포함하는 수신 수단과;
    유속을 결정하기 위해 상기 수신수단에 접속되는데,
    상기 음향 파속에 대한 상기 트랜스듀서의 응답에 대응하는 상기 디지탈 신호 데이타의 측정부분을 결정하는 제 1 수단과;
    신호레벨값(V)을 중심으로 각각 위치한 상기 응답의 대응하는 복수의 측정 세그먼트들(i)에 대한 복수의 기울기들(Si)을 상기 측정부분으로부터 결정하는 제 2 수단과;
    상기 음향파속의 도달시간(t)을 상기 기울기들(Si) 중 최소한 선택된 것들로부터 결정하는 제 3 수단을 포함하는 처리수단을 구비하는것을 특징으로 하는 유속측정시스템.
  34. 제 33 항에 있어서, 상기 응답이 상기 신호레벨값(V)을 교차하는 시간을 나타내는 대응 측정시간(Ai)을 상기 세그먼트들 중 선택된 것에 대해 결정하는 제 4 수단을 아울러 구비하며, 상기 제 3 수단은 상기 도달시간(t)을 상기 대응 측정시간(Ai)으로부터 결정하는 것을 특징으로 하는 유속측정시스템.
  35. 제 34 항에 있어서, 기준 신호를 저장하기 위해 상기 처리수단에 접속된(제2)메모리 수단을 아울러 구비하며, 상기 처리수단은 상기 측정부분내의 상기 세그먼트 각각의 측정 위치를 결정하기 위해 상기 기준신호 부분들을 상기 측정부분과 매칭시키기 위한 제 5 수단을 포함하며, 상기 측정시간(Ai)이 상기 측정위치들 중 대응하는 것에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 유속측정시스템.
  36. 제 33 항에 있어서, 적어도 상기 타측 트랜스듀서로 부터의 상기 아날로그 신호의 진폭이 상기 신호 레벨값의 양측에 동일하게 위치하는 소정 한계값들 사이에 위치하도록 상기 아날로그 신호의 진폭을 조정하기 위한 수단을 아울러 포함하며, 상기 신호레벨값은 상기 측정부분이전의 상기 타측트랜스듀서의 출력의 평균값인 것을 특징으로 하는 유속 측정 시스템.
  37. 제 33 항에 있어서, 상기 아날로그 신호의 최대진폭이 다수의 수신 음향 파속에 대해 실질상 일정하게 유지되도록 상기 아날로그 신호의 진폭을 조정하는 수단을 아울러 구비하는 것을 특징으로 하는 유속 측정 시스템.
  38. 제 37 항에 있어서, 상기 조정수단은 상기 최대 진폭을 일정하게 유지하도록 상기 기울기들(Si)중 최대값을 이용하여 진폭을 조정하고 상기 최대 기울기를 소정범위내에서 유지하는 것을 특징으로 하는 유속 측정 시스템.
  39. 제 1 항 또는 33 항에 있어서, 상기 샘플링 주파수는 500KHz와 10GHz 사이에 위치하는 것을 특징으로 하는 발명.
  40. 제 39 항에 있어서, 상기 샘플링 주파수는 10MHz인 것을 특징으로 하는 발명.
  41. 제 39 항 또는 40 항에 있어서, 상기 제 1 주파수는 20KHz 와 5MHz 사이에 위치하는 것을 특징으로 하는 발명.
  42. 제 41 항에 있어서, 제 40 항에 종속될 경우, 상기 제 1 주파수는 125 KHz 인 것을 특징으로 하는 발명.
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