JPH11504470A - 原子周波数標準のためのランプ発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 蒸気放電ランプ（１２）に励起を与えるための装置には、蒸気放電ランプ（１２）の点火モード中に、発振器トランジスタ（Ｑ２）の出力端で実質的に一定の直流電流を発生してこれを維持し、かつ蒸気放電ランプ（１２）を点火するのに充分な第１の電流レベルで発振器トランジスタ（Ｑ２）を通過する電流の流れを発生すべく発振器回路（１６）を制御し、及び蒸気放電ランプ（１２）の点火後に、発振器トランジスタ（Ｑ２）の出力端で実質的に一定の直流電圧を維持するが、発振器トランジスタ（１２）を通過する電流の流れを第１の電流レベルから第２の電流レベルまで減少させるべく発振器（１０）を制御するための制御回路（２０）が含まれており、又好ましい実施形態では、望ましくないブロッキング振動を抑止し、制御回路（２０）の動的範囲を最適化するための回路も含まれている。

Description

【発明の詳細な説明】 原子周波数標準のためのランプ発振器 技術的分野 本発明は、蒸気放電ランプの励起用手段、より特定的に言うと、ルビジウム原 子周波数標準のルビジウムランプといったような蒸気放電ランプ内の放電を点火 し持続させるための改良型無線周波数（ｒ．ｆ．）電源回路に関する。背景技術 ルビジウムランプといったような蒸気放電ランプは、原子周波数標準の中での 光学的ポンピング及び原子吸収のための規定のスペクトル内容をもつエネルギー 源として用いられている。このような蒸気放電ランプは一般に、電子的パワー発 振器からの無線周波数エネルギーの付加によって励起される。このような蒸気放 電ランプは、変動する条件の下でランプを高い信頼性で始動させ一定のランプ出 力を維持することのできる電子的パワー発振器つまり励振器を必要とする。発振 器回路内の温度及び／又は構成部品の変動は、強度及びスペクトル分布の両方に おいてランプ出力を変更する可能性がある。さらに、低周波数リップルといった ような発振器電源内の幾分かの変動は、光出力に擾乱を加え得る。同様にして、 蒸気放電ランプが発振器に対して示す負荷の変動は、励起パワーの変動を誘発し かくしてランプ出力内の周期的変動をひき起こす可能性がある。温度変化、構成 部品の変動及び励起パワーの変動に起因するランプ出力の変動は、従来の励起回 路を用いる無電極蒸気放電ランプを始動させ持続させる上で往々にして遭遇する 問題点のうちの典型的なものである。 標準的には、ルビジウムランプといったような蒸気放電ランプは、無線周波数 発振器によって駆動されるコイルにより生成された無線周波数励起場により点火 される。残念なことに、ランプのインピーダンスは、点火前は純粋キャパシタン スと等価な極限値を横断し、点火の後、無線周波数点火信号のレベル及びランプ 温度と共に変化する複雑なインピーダンスとなる。 さらに、ランプ発振器回路は、ランプ発振器が例えば約１５０kHz 前後といっ た周波数でランプ発振器の無線周波数励起出力の低周波振幅変調を生成する「ブ ロッキング振動」として知られる現象によって苦しめられ続ける。ランプ発振器 の光出力は、電球への無線周波数パターの関数であることから、このようなブロ ッキング振動は、ランプシステムから光の強度をブロッキング振動周波数で変調 することになる。ブロッキング振動の現象は、完全には解明されておらず、現在 のところ、ブロッキング振動の周波数又は変調率の解析的予測は全く存在しない 。しかしながら、ブロッキング振動は、バイポーラトランジスタ発振器の場合に 比べ、電界効果発振器トランジスタ（ＦＥＴ）発振器の場合に、より低い発振器 トランジスタ電流レベルで出現する傾向をもつ。 例えば、ＦＥＴ発振器回路においては、無線周波数出力を持続させる目的で望 ましい再生フィードバックを提供するため、出力無線周波数励起信号の一部分は 、発振器ＦＥＴの入力端にフィードバックされる。トランジスタを通過する電流 は、フィード電圧の２乗に比例しており、ドレーンからソースへの電圧（ＶＤＳ ）はＦＥＴのしきい電圧（ＶＴＨ）より大きく、又ゲートからソースへの電圧（ ＶＧＳ）については、ＶＴＨより大きい。従って、ＦＥＴのゲート上の直流バイ アイスレベル付近の対称無線周波数フィードバック信号では、無線周波数フィー ドバック信号の正の変位は、負の変位がトランジスタ電流を減少させる程度以上 に、トランジスタ電流を増大させる。その結果、フィードバック信号の無線周波 数振幅の増大は、ＦＥＴを通る直流電流を増大させ、次にこれが発振器ループ利 得を増大させ、今度はこれが、増大した無線周波数振幅を促進し、かくして、ブ ロッキング振動を結果としてもたらす望ましくない再生フィードバックループが 構築される。ブロッキング振動に寄与する可能性のあるその他の要因としては、 無線周波数フィードバック経路のＲＣ時定数及び直流電流変化に対する発振器の 出力無線周波数振幅応答が含まれる。 以上では、ブロッキング振動の発生をＦＥＴトランジスタを使用して動作に関 連して記述してきたが、対数的Ｖｂｅ対Ｉｃの関係の結果として、同じ問題がバ イポーラトランジスタを使用しても存在する。しかしながら、全てのランプ発振 器回路において、意図された動作範囲近くのトランジスタ電流でブロッキング振 動を発生させないことが望ましい。 蒸気放電ランプを駆動するために用いられた無線周波数発振器の出力を安定さ せるために、数多くの試みがなされてきた。例えば、Fowks に対する米国特許第 ４,４５６,８９１号は、パワー調整が可能でしかも固定直流電圧で安定化され、 さらに無線周波数発振器出力を変動してインピーダンスの変動を補償できるよう にするために電流検知フィードバックを利用する、ルビジウム周波数標準内でル ビジウムランプを点火するための無線周波数発振器回路を開示している。さらに 、ルビジウム標準が当初オンに切換えられた時点で、ランプヒーターは監視され 、ランプ無線周波数パワーは、ルビジウムランプの安定所要時間を短縮し適切な ランプ点火を確保するのに適当なヒーター温度に達するまで、強制的に最大にさ れる。適切なヒーター温度に達した後、ランプ無線周波数パワーは、発振器の電 流検知フィードバック回路内の電位差計の手動式設定によって決定することので きるプリセット値まで自動的に低減される。さらに、ルビジウム周波数発生セル のフォトダイオードを利用する光検知フィードバック回路が、無線周波数発振器 に対して遅延レベル感応制御を適用するために利用され、適切なランプ点火が維 持される。 米国特許第４,７２１,８９０号は、光ポンピングシステム内で使用するための アルカロイド蒸気ランプの出力が、アルカロイド蒸気ランプを励起するのに用い られる電子的パワー発振器の電流の流れを調節するフィードバック回路の使用に より安定化されるようなシステムを開示している。アルカロイド蒸気ランプの始 動は、アルカロイド蒸気ランプが点灯されるまで発振器への供給電流を増大させ ることによって容易になる。 蒸気放電ランプの点火及び持続動作のために使用するための発振器回路の動作 を安定化させるこれまでの努力にもかかわらず、ランプ発振器回路における改善 を含め、原子周波数標準の蒸気放電ランプを励起するための手段における改善が 必要とされている。発明の開示 本発明は、例えば、原子周波数標準において用いられるタイプのルビジウムラ ンプといったような蒸気放電ランプを励起を与えるための装置に関する。 本発明の装置は、発振器電流を設定するのに用いられる電流検知抵抗器回路網 を横切って定電圧を維持する方法において、増大した発振器電流を提供する。直 流電源は、発振器トランジスタ及び電流検知回路網の直列組合せを横断するもの であり、かつ直流電源は安定化されているものであることから、発振器トランジ スタを横切っての直流電圧も比例的一定である。発振器トランジスタを横断して の定電圧は、点火に必要な増大した電流が、利用可能な電圧の振れ（スイング） を減少させるのを妨げ、かくして、原子周波数標準の蒸気放電ランプのより信頼 性の高い始動を提供する。 このような装置には、結合された発振器回路を伴う 実質的に定電圧の直流電源が含まれている。発振器回路は、再生フィードバック を伴って構成された、第１のトランジスタつまり発振器トランジスタを含む。発 振器トランジスタは、蒸気放電ランプに結合された励起出力を提供する。本発明 の装置にはさらに、蒸気放電ランプの点火段階中に、発振器トランジスタの出力 端で実質的に一定の直流電圧を発生し、これを維持し、かつ蒸気放電ランプを点 火するのに充分な第１の電流レベルで発振器トランジスタを通過する電流の流れ を発生するべく発振器回路を制御し、及び蒸気放電ランプの点火後に、発振器ト ランジスタの出力端で実質的に一定の直流電圧を維持するが、第１の電流レベル から第２の電流レベルまで発振器トランジスタを通過する電流の流れを低減させ るべく発振器を制御するための制御装置が含まれている。蒸気放電ランプの点火 後、制御装置は、発振器回路に対する一定の低減された入力電流を維持し、安定 化された一定の印加電圧及び電流検知回路網を横断しての一定の電圧を有してい る場合、発振器電圧は実質的に一定であり、一定の発振器効率の場合、無線周波 数電力出力は実質的に一定に維持される。安定化されている入力直流電圧と組合 されて制御された入力直流電流の結果、入力パワーは一定となる。かくして、一 定の発振器効率の場合、無線周波数出力電力は一定である。 好ましくは、発振器トランジスタは電界効果トランジスタである。しかしなが ら、発振器トランジスタは、バイポーラトランジスタであってもよい。先行技術 においては、発振器能動装置は、無線周波数バイポーラ電力装置であった。発振 器出力振幅は大きく(例えば１５〜２５Vpp)、再生フィードバック経路内に置く 必要があることを理由としてベースエミッタ接合を逆破壊から保護することが困 難になっていた。標準的な最大許容逆ベースエミッタ電圧は、約５Ｖである。こ の限界を超過すると、トランジスタベースの劣化が頻繁に起こる。トランジスタ を保護するには、発振器の出力無線周波数パワーを著しく劣化させることなく実 装するのが難かしい精巧なクランピング法が必要であった。電界効果トランジス タの利用は、これらの問題を回避し、従って好ましいものである。 本発明の好ましい実施形態においては、制御装置は、蒸気放電ランプから光を 受けとるように位置づけされた光検出器を有し、しかも検出された光の量に対応 する信号を供給するための出力端を有する光検出器回路を含む。制御装置にはさ らに、基準電圧に結合された第１の入力端と、光検出器の出力端に結合された第 ２の入力端そして出力端とを有する比較器として構成されたオペアンプ（演算増 幅器）といった光比較器も含まれている。バイポーラトランジスタといったスイ ッチングトランジスタが、光比較器の出力端に結合され、スイッチングトランジ スタの出力端には抵抗器が結合されている。第１の電流レベルに対して、電流検 知抵抗器回路網に投入接続されるこの抵抗器は、第１及び第２の両方の電流レベ ルに対して存在する抵抗器と並列で有効に結合される。電流検知抵抗器回路網を 横切っての電圧は一定であることから、発振器電流はかくして合計有効抵抗値に 反比例する。第１の電流レベルに対して投入接続される抵抗器は、正味有効抵抗 値を低下させ、かくして、第２のレベルから第１の電流レベルまでの電流変化を 付加する。 蒸気放電ランプの点火に先立ち、光検出器回路は、蒸気放電ランプからの光が 無いことを検出し、光比較器の第２の入力端に供給される第１の信号を生成する 。光比較器は、スイッチングトランジスタをオンに切替えするための誤差信号を 生成して応答し、かくして発振器トランジスタ及びスイッチングトランジスタの 出力抵抗を通して第１の電流レベルで電流の流れを発生する。蒸気放電ランプの 点火の後、光検出器回路は、光の存在を検出し、光比較器に供給される第２の信 号を生成する。光比較器は、スイッチングトランジスタをオフ切替えすることに よって応答し、発振器トランジスタを通過する電流の流れを、第１のレベルから 第２の電流レベルまで減少させる。 本発明のいくつかの実施形態においては、制御装置にはさらに、基準電圧に結 合された第１の入力端と、発振器トランジスタの出力端に結合された第２の入力 端と、発振器トランジスタの入力端に結合された出力端とを有する制御オペアン プ、及び発振器トランジスタの出力端に結合された入力端と、制御オペアンプの 出力端に結合された出力端とを有するシフト回路が含まれている。シフト回路は 、発振器出力の、無線周波数成分を検知し、制御オペアンプの有効動作範囲をシ フトさせるべく無線周波数比例信号を提供する。シフト回路は、発振器トランジ スタの出力端に存在する無線周波数信号をサンブリングし、制御オペアンプに強 制的に出力電圧を生成させて直流シフト信号の電圧を無効化するべく、無線周波 数信号に対応するものの制御オペアンプの出力の極性とは反対の極性をもつ直流 シフト信号を生成するように、無線周波数信号を整流する。シフト回路は、ブロ ッキング振動を抑止し、かくして、シフト回路無しで可能である以上により低い 電流レベルでブロッキング振動を生成することなく発振器トランジスタが作動で きるようにするのに有効である。さらに、シフト回路は、制御装置の帯域幅より も大きい周波数でのブロッキング振動を抑止する。 好ましくは、シフト回路には、発振器トランジスタの出力端に結合された陰極 をもつショートキーダイオードといった高周波スィッチングダイオード、高周波 スィッチングダイオードの陽極に接続された第１の端子と回路アースに結合され た第２の端子とを有するコンデンサ、及び高周波スィッチングダイオードの陽極 に結合された第１の端子と前記制御オペアンプの出力端に結合された第２の端子 とを有する第１の抵抗器が含まれている。 シフト回路にはさらに、第１の抵抗器と並列に結合されたＲ−Ｃ回路が含まれ ている可能性がある。かくして、シフト回路は、その直流フィードバック利得を 設定すること及びその交流フィードバック利得を設定することを可能にする回路 を含んでおり、ここで交流フィードバック利得の調整は、直流フィードバック利 得の量に影響を及ぼさない。 本発明のその他の特徴及び利点は、図面及び以下の本発明の詳細説明によって 確認することができる。図面の簡単な説明 図１は、本発明のランプ発振器のブロックダイアグラムを示す。 図２は、図１のランプ発振器に対応する好ましい回路構成の概略図を示す。 図３は、図１のランプ発振器の変形実施形態である。 図４は、図３に示されたランプ発振器に対する好ましい回路構成の概略図を示 す。 図５は、図３に示されたランプ発振器に対応する第２の好ましい回路の概略図 を示す。本発明の最良の実施形態 図１〜４は、本発明の別々に使用可能な実施形態を例示しており、図１及び図 ２は１つの実施形態を示し、図３及び４は代替的なより好ましい実施形態を示す 。２つの実施形態の対応する要素には、同じ要素番号が付され、以下に説明する とおり、図１及び図２の実施形態と図３及び図４の実施形態ではそれぞれＡ、ａ 、及びＢ、ｂの添字が用いられている。一般に、本発明の共通要素の記述におい ては、Ａ及びＢの添字は時として省略される。 一般に、ランプ発振器１０は、点火モード中に蒸気放電ランプ１２を点火する ため及び連続運転モード中に蒸気放電ランプ１２の作動を持続させるための可変 的励起場を生成するのに用いられる可変的励起電流を生成する。蒸気放電ランプ １２は、例えば、ルビジウム原子周波数標準の中で使用されるタイプのルビジウ ム蒸気ランプであってよい。 連続運転モード中、ランプ発振器１０は、蒸気放電ランプ１２の点火のために 使用される電流レベルから励起電流を低減させが、発振器トランジスタＱ２を横 切った直流電圧を減少させることなく、従って、点火モード又は連続運転モード のいずれについてもランプ発振器１０の出力電圧の振れ能力を低減させることは ない。好ましい実施形態においては、ランプ励起電圧について実質的に定電圧の 揺れ能力を維持するべく使用される回路構成部品の動作を増強するために、付加 的な回路が具備される。 ランプ発振器１０は、調節された実質的に定電圧の直流電源１４、発振器回路 １６、ランプ回路１８及び制御回路２０を含む。直流電源１４は、導体２２を介 して発振器回路１６に直流電圧及び電流を供給する。発振器回路１６は、バイポ ーラ又は電界効果トランジスタといった発振器トランジスタＱ２を含み、フィル タリング及び／又は電流制限用構成部品を含んでいる。発振器トランジスタＱ２ は、励起出力端２４に存在する無線周波数励起信号を生成するべく再生フィード バック２３を伴って構成されている。励起出力端２４は、発振器回路１６から導 体２６及びランプ回路１８内の同調回路（図示せず）を介して蒸気放電ランプ１ ２に結合されている。蒸気放電ランプ１２に供給された励起信号は、蒸気放電ラ ンプ１２を点火しその点火を持続させ、光の形態の電磁放射線Ｒを生成する。 制御回路２０は、蒸気放電ランプ１２によって生成された放射線Ｒの強度を検 出するため、そして発振器トランジスタＱ２を通過する電流の流れに少なくとも ２つの異なるレベルを発生するために内部的に使用される１つの制御信号を生成 するための回路を含んでいる。持続動作中の電力の保存をしながら始動時点の蒸 気放電ランプ１２の適切な点火を確保するため、制御回路２０は、蒸気放電ラン プ１２の点火の後（連続運転モード）に比べ蒸気放電ランプ１２の点火中（点火 モード）の方がより大きい電流がトランジスタＱ２を通過する電流に作りだすた めの回路が導体２８を介して発振器１６に結合されて含んでいる。 制御回路２０はさらに、点火モード及び連続運転モードの両方の間に励起出力 端２４で実質的に一定の直流電圧を維持するため、導体３０を介して発振器１６ に結合された回路を含んでいる。励起出力端２４で実質的に一定の直流電圧を維 持することにより、トランジスタＱ２に関係する電圧の振れ能力は一定である。 すなわち、無線周波数励起電圧の振れは、点火モード中はトランジスタＱ２に増 大した電流が通過することによって低減されることがない。 従って、点火モード中、制御回路２０は、発振器トランジスタＱ２の出力端２ ４において実質的に一定の直流電圧を発生してこれを維持し、発振器トランジス タＱ２を通過する電流の流れを、蒸気放電ランプ１２を点火するのに充分な高い 電流レベルで発生するように、発振器１６の作動を制御する。しかしながら、蒸 気放電ランプ１２の点火後、制御回路２０は、トランジスタＱ２の励起出力端２ ４で実質的に一定の直流電圧を維持するが、トランジスタＱ２を通過する電流の 流れを高い電流レベルからより低い電流レベルまで低下して、電圧揺れ能力は一 定に維持されるように、発振器１６を制御する。蒸気放電ランプ１２の点火後、 制御回路２０は、発振器回路１６への一定の入力パワーを維持する。さらに、実 質的に一定の直流電圧が励起出力端２４につねに存在していることから、制御回 路２０は、発振器回路１６の動作特性に対する温度及びエージングの影響を効果 的に補償する。 図１及び３は、ランプ発振器１０の別々の使用される実施形態を描く詳細なブ ロックダイヤグラムを示す。従って、図１及び３のランプ発振器はそれぞれラン プ発振器１０Ａ及びランプ発振器１０Ｂと呼ばれることになる。可能な場合、各 々の実施形態に共通の回路構成要素は同一の要素番号で識別される。図１及び図 ３の中に示された形態の間の実質的差異は、発振器回路１６を制御するのに用い られる制御回路にあり、これについて以下で論述する。従って、図１及び図３の 制御回路は、それぞれ制御回路２０Ａ及び制御回路２０Ｂとして識別されること になる。 図１に示されるとおり、ランプ発振器１０Ａは、発振器１６、ランプ回路１８ 及び制御回路２０Ａを含む。 発振器回路１６は、制御入力３２ａ、パワー供給電流入力端３２ｂ及び励起出 力端２４を有する発振器トランジスタＱ２を含む。制御入力端３２ａは、低域通 過フイルタ３４及び導体３０を介して制御回路２０Ａに結合され、発振器トラン ジスタＱ２の電流入力端３２ｂは、低域通過フイルタ３６及び導体２２を介して 直流電源１４に結合されている。発振器トランジスタＱ２の励起出力端２４は、 インダクタＬ２の第１の端子３８ａに結合されている。インダクタＬ２の第２の 端子３８ｂが、抵抗器４０の第１の端子４０ａと直列に接続されている。抵抗器 ４０の第２の端子４０ｂはアース４２に結合される。抵抗器４０は、発振器トラ ンジスタＱ２の励起出力端２４とアース４２の間に結合されていることから、抵 抗器４０は、点火モードと連続運転モードの両方の間、発振器トランジスタＱ２ を通しての電流の流れを制限する。 トランジスタＱ２は、再生フィードバックを伴って構成されており、これには 、再生フィードバックライン２３と励起出力端２４の間に結合されたコンデンサ Ｃ１４が含まれる。かくして、出力信号の一部分は、発振器トランジスタＱ２の 制 御入力３２ａまでフィードバックされて、発振器トランジスタＱ２を発振器とし て機能させる。 制御回路２０Ａには、蒸気放電ランプ１２からの光Ｒを受光するように位置づ けされた光検出器ダイオード４６を有する光検出器回路４４が含まれている。光 検出器ダイオード４６は、受光した光放射線Ｒの強度に対応する信号を生成し、 前置増幅器５０に対して導体４８ａ及び４８ｂを介して光強度信号を供給するた めの出力４６ａを提供する。前置増幅器５０は、光強度信号を増幅して光信号を 生成し、この信号は導体５２を介して光比較器Ｕ２に供給される。光比較器Ｕ２ は、例えば１ボルトといったような基準電圧Ｖ_REF1に結合された非反転入力端５ ４ａ、及び導体５２、前置増幅器５０及び導体４８ａ及び４８ｂを介して光検出 器ダイオード４６の出力端４６ａに結合された反転入力端５４ｂを含んでいる。 光比較器Ｕ２はさらに出力端５４ｃを含む。 制御回路２０Ａはさらに、制御ポートとして機能する制御入力端５６ａ、制御 されるポートとして機能する電流入力端５６ｂ及びアース４２に結合された出力 端５６ｃを有するスイッチングトランジスタＱ１を含んでいる。スイッチングト ランジスタＱ１はバイポーラトランジスタ又はＦＥＴのいずれであってもよいが 、スイッチングトランジスタＱ１のための好ましいトランジスタは、バイポーラ トランジスタである。スイッチングトランジスタＱ１の制御入力端５６ａは、導 体５８を介して光比較器Ｕ２の出力端５４ｃに結合されている。かくして、比較 器Ｕ２により生成された出力信号は、トランジスタＱ１の動作を制御する。スィ ッチングトランジスタＱ１の電流入力端５６ｂは、抵抗器６０に対しその第１の 端子６０ａにて結合される。抵抗器６０の第２の端子６０ｂは、導体２８及びイ ンダクタＬ２を介して発振器トランジスタＱ２の励起出力端２４に結合される。 抵抗器６０の第２の端子６０ｂは、発振器回路１６の抵抗器４０の第１の端子４ ０ａにも結合されている。 スイッチングトランジスタＱ１をオン又はオフに選択的に切替えることにより 、発振器トランジスタＱ２を通過する電流の流れを、異なる２つの電流レベルの 間で、切換えることができる。例えば、トランジスタＱ１がオンに切換わった場 合、抵抗器４０及び６０は、発振器トランジスタＱ２の励起出力端２４とアース ４ ２の間に存在する抵抗値を低減する並列の組合せを形成する。しかしながらスイ ッチングトランジスタＱ１がオフに切換えられた時点で、スイッチングトランジ スタＱ１は、その端子５６ｂと５６ｃの間にきわめて高い抵抗値（理論的には無 限）をもつ開路を有効に形成する。スイッチングトランジスタＱ１によって形成 されたこの「無限の」抵抗は、抵抗器６０と直列である。かくして、スイッチン グトランジスタＱ１がオフ切換えされた時点で、トランジスタＱ２の励起出力端 ２４とアース４２の間の有効な抵抗は、抵抗器４０の抵抗である。 蒸気放電ランプ１２の点火に先立ち（点火モード）、光検出器回路４４の光検 出器ダイオード４６は、蒸気放電ランプ１２からの光が存在しないことを検出し 、第１の信号（ゼロボルト）を生成する。この信号は、光比較器Ｕ２の反転入力 端５４ｂに前置増幅器５０を介して供給される。光比較器Ｕ２の非反転入力端５ ４ａに存在するＶ_REF1（例えば１ボルト）と比較される。光比較器Ｕ２は、スイ ッチングトランジスタＱ１をオンに切換えるための正の誤差信号を発生すること によって応答し、抵抗器４０及び６０の並列組合せに等しい有効抵抗値を励起出 力端２４からアース４２に作り出す。その結果、トランジスタＱ２の励起出力端 ２４とアース４２の間の抵抗値に有効な減少が得られる。従って、点火モード中 、トランジスタＱ２が、その制御入力端３２ａでゲーティングされた時点で、ト ランジスタＱは、抵抗値の低減が成されなかった場合に発振器トランジスタＱ２ を通って流れたはずの量の電流に比べて高い電流レベルにある電流の流れを、電 流入力端３２ｂと励起出力端２４の間で導くことによって応答する。 蒸気放電ランプ１２の点火後（連続運転モード）、光検出器回路４４の光検出 器ダイオード４６は、蒸気放電ランプ１２によって生成される光の存在を検出し 、正の電圧レベルの第２の信号を生成する。この信号は、前置増幅器５０によっ て増幅され光検出器Ｕ２の反転入力端５４ｂに供給される。光検出器Ｕ２の反転 入力端５４ｂに存在する第２の信号の電圧レベルが光検出器Ｕ２の非反転入力端 ５４ａで存在する電圧基準Ｖ_REF1の電圧（例えば１ボルト）を上回った時点で、 光検出器Ｕ２は、ゼロ誤差信号を生成することによって応答して、スイッチング トランジスタＱ１をオフ切換えし、抵抗器４０と並列に実質的に無限の抵抗値を 作りだすことによって、抵抗器４０の抵抗値まで励起出力端２４とアース４２と の の間の抵抗値を上昇させ、かくして抵抗器４０及び６０の並列組合せよりも高い 抵抗値である抵抗器４０単独の抵抗に実質的に等しい有効合計抵抗値を励起出力 端２４をアース４２の間に作り出す。従って、連続運転モード中、発振器トラン ジスタＱ２が、その制御入力端３２ａでゲーティングされた時点で、発振器トラ ンジスタＱ２は、点火モードと結びつけられた電流レベルから低減された電流レ ベルにある電流の流れを電流入力端３２ｂと励起出力端２４の間で導くことによ って応答する。 発振器トランジスタＱ２を通っての電流の流れは、発振器トランジスタＱの励 起出力端２４とアース４２の間の有効な抵抗値により左右されるものの、励起出 力端２４に存在する直流電圧に関してはそうではない。発振器トランジスタＱ２ を通して達成される電流レベルは、スイッチングトランジスタＱ１の端子５６ｂ と５６ｃの間の制御された電流経路と直列である抵抗器６０と抵抗器４０の並列 組合せの結果得られる励起出力端２４とアース４２の間の合計有効抵抗値によっ て左右される。ただし発振器トランジスタの励起出力端２４における直流電圧は 、インダクタＬ２の直流抵抗値が低いことを条件として、ランプ発振器１０Ａが 点火モードで作動しているか連続運転モードで作動しているかに関わらず実質的 に一定にとどまるように適切に制御される。 図１に示されている通り、制御回路２０Ａは、発振器１６内の抵抗器４０の端 子４０ａにおいて実質的に一定の直流電圧を維持する。インダクタＬ２の抵抗が 低いため、点火モードと連続運転モードの両モード中の励起出力端２４での直流 電圧も又実質的に一定である。連続出力端２４で実質的に一定の直流電圧を維持 することにより、トランジスタＱ２に付随する電圧振れ能力は一定である。すな わち、無線周波数励起振れは、点火モード中のトランジスタＱ２を通る増大した 電流によって低減させられることはない。 図１に示されている通り、制御回路２０Ａは、発振器トランジスタＱ２を制御 するに用いられる基準電圧Ｖ_REF2（例０.３８ボルト）とＲ４０を横断する直流 電圧（すなわち発振器トランジスタＱ２の励起出力端２４における直流電圧）の 間の電圧に基づいて誤差信号を生成し、点火モード及び連続運転モードの両モー ド中に励起出力端２４で実質的に一定の直流電圧を維持するために使用される制 御 オペアンプＵ１を含んでいる。発振器トランジスタＱ２を通って流れる電流は、 励起出力端２４からアース４２までの直流電圧が電圧基準Ｖ_REF2の電圧に実質的 に等しくなるように、制御オペアンプＵ１により制御される。例えば、Ｖ_REF2の 電圧が０.３８ボルトに等しい場合、励起出力端２４からアース４２までの直流 電圧は、０.３８ボルトに実質的に等しくなるように制御されるが、このことは 、スイッチングトランジスタＱ１をオン切換えすることによって、点火モード中 にそうであるように発振器トランジスタを通る電流がより高いレベルにあるか、 或いは、スイッチングトランジスタＱ１をオフ切換えすることによって連続運転 モード中にそうであるように発振器トランジスタＱ２を通る電流がより低しルベ ルまで低減される。 制御オペアンプＵ１は、非反転入力端６２ａ、反転入力端６２ｂ及び出力端６ ２ｃを含む。非反転入力端６２ａは、基準電圧Ｖ_REF2（好ましくは約０.３８ボ ルト）に結合されている。制御オペアンプＵ１の反転入力端６２ｂは、導体６４ 、導体２８及び導体Ｌ２を介して発振器トランジスタＱ２の励起出力端２４に結 合されている。制御オペアンプＵ１の出力端６２ｃは、導体３０及び低域通過フ ィルタ３４を介して発振器トランジスタＱ２の制御入力端３２ａに結合されてい る。発振器トランジスタＱ２を通って流れる電流は、抵抗器４０を横断しての電 圧降下を生成するが、これは制御オペアンプＵ１の反転入力端６２ｂに加えられ る。このとき、制御オペアンプＵ１は、Ｒ４０を横断しての電圧降下を、制御オ ペアンプＵ１の非反転入力端６２ａに存在する電圧基準Ｖ_REF2の電圧と比較する 。オペアンプＵ１の直流利得は非常に大きいことから（例えば２００００〜１０ ００００）、オペアンプＵ１の非反転及び反転入力端（それぞれ６２ａ及び６２ ｂ）における電圧レベル間のわずかな差が、制御オペアンプＵ１の出力端におけ る電圧レベルの多大な変化を結果としてもたらすことになる。 反転入力端６２ｂにおける電圧が非反転入力端６２ａにおける電圧を上回り、 正の誤差を生じた場合、制御オペアンプＵ１は、発振器トランジスタＱ２の制御 入力端３２ａに適用される出力端６２ｃにおける電圧の絶対値を低減することに よって応答する。発振器トランジスタＱ２は、中を通る電流の流れを減少させか くして抵抗器４０を横断しての電圧降下を減少させ、こうして今度は制御オペア ンプＵ１の反転入力端６２ｂにおける電圧が低減し、かくして正の誤差を減少さ せることによって応答する。 反転入力端６２ｂにおける電圧が非反転入力端６２ａにおける電圧よりも低く 負の誤差を生成する場合、制御オペアンプＵ１は、発振器トランジスタＱ２の制 御入力端３２ａに印加される出力端６２ｃにおける電圧の絶対値を増大させるこ とによって応答する。発振器トランジスタＱ２は、中を通る電流の流れを増大さ せかくして抵抗器４０を横切っての電圧降下を増大させ、こうして今度は制御オ ペアンプＵ１の反転入力端６２ｂにおける電圧が増大しかくして負の誤差を低減 させることによって応答する。 従って、励起出力端２４からアース４２までの直流電圧は、インダクタＬ２の 抵抗が小さいことを条件として、Ｖ_REF2の電圧に実質的に等しくなるように制御 されることになる。このような制御は、点火モード中にそうであるようにスイッ チングトランジスタＱ１をオン切換えすることによって発振器トランジスタがよ り高いレベルにあるか、或いは連続運転モード中にそうであるようにスイッチン グトランジスタＱ１をオフに切換えることにより発振器トランジスタＱ２を通る 電流がより低いレベルまで低下させられるかとは無関係に行なわれる。従って、 ランプ発振器１０Ａは有利にも、点火モード及び連続運転モードの両モード中に 発振器トランジスタＱ２の励起出力端２４で無線周波数励起電圧のための実質的 に一定の電圧振れ能力を維持する。 図２は、図１との関係において記述されたランプ発振器１０Ａに対応する好ま しい回路構成の概略図を示す。図２に示されている通り、ランプ発振器１０Ａに は、発振器１６、ランプ回路１８、及び制御回路２０Ａが含まれている。 発振器回路１６には、ゲート３２ａ、ドレーン３２ｂ及びソース３２ｃをもつ 好ましくは電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）である発振器トランジスタＱ２が含 まれている。発振器ＦＥＴＱ２のソース３２ｃは、実質的にゼロインピーダンス 導体６５によってのみ分離された励起出力端２４に対応する。ゲート３２ａは、 抵抗器Ｒ１３、低域通過フィルタ３４及び導体３０を介して制御回路２０Ａに結 合されている。低域通過フィルタ３４は、出力抵抗器Ｒ１１に結合された入力抵 抗器Ｒ１０を含む。コンデンサＣ１０はその第１の端子６６ａが抵抗器Ｒ１０と Ｒ１１の間で接続され、第２の端子６６ｂはアース４２に接続されている。 発振器ＦＥＴＱ２のドレーン３２ｂは、低域通過フィルタ３６及び導体２２を 介して直流電源１４に結合されている。低域通過フィルタ３６は、直流電源１４ に結合された入力端子６８ａ及び発振器ＦＥＴＱ２のドレーン３２ｂに結合され た出力端６８ｂを有するインダクタＬ１を含んでいる。低域通過フィルタ３６は さらに、インダクタＬ１と並列に接続された抵抗器Ｒ１６及びインダクタＬ１の 入力端６８ａとアース４２の間に接続されたコンデンサＣ１５を含んでいる。 励起出力端２４に対応する発振器ＦＥＴＱ２のソース３２ｃは、インダクタＬ ２の第１の端子３８ａに結合されている。インダクタＬ２の第２の端子３８ｂは 抵抗器４０の第１の端子４０ａと直列に接続されている。抵抗器４０は、抵抗器 Ｒ１４、Ｒ１５及びＲ３０によって形成された並列組合せを含む。抵抗器４０の 第２の端子４０ｂはアース４２に結合されている。抵抗器Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ３ ０が、発振器ＦＥＴＱ２の励起出力端２４とアース４２の間に結合されているこ とから、抵抗器Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ３０は点火モードと連続運転モードの両モー ド中に発振器ＦＥＴＱ２を通る電流の流れを制限する。 発振器ＦＥＴＱ２は再生フィードバックを伴って構成されており、これには、 再生フィードバックライン２３と励起出力端２４の間に結合されたコンデンサＣ １４が含まれている。かくして、出力信号の一部分は、発振器ＦＥＴＱ２のゲー ト３２ａにフィードバックされて、発振器ＦＥＴＱ２を発振器として機能させる 。 制御回路２０Ａは、蒸気放電ランプ１２から光Ｒを受光するべく位置づけされ た光検出器ダイオード４６をもつ光検出器回路４４を含んでいる。光検出器ダイ オード４６は、受光した光放射線Ｒの強度に対応する変換された電流信号を生成 し、前置増幅器５０に対し導体４８ａ及び４８ｂを介して変換された電流の光強 度信号を供給するための出力端４６ａを提供する。前置増幅器５０は、光強度電 流信号を変換して、光の強度電圧信号を生成する。この信号は導体５２を介して 比較器Ｕ２に供給される比較器Ｕ２は、例えば、１ボルトといったような基準電 圧Ｖ_REF1に結合された非反転入力端５４ａと、導体５２、前置増幅器５０及び導 体４８ａ及び４８ｂを介して光検出器ダイオード４６の出力端４６ａに結合され た反転入力端５４ｂとを含む。比較器Ｕ２はさらに出力端５４ｃを含む。 電圧 基準Ｖ_REF1は、直流電圧電源５７の出力端５５とアース４２の間に直列に接続さ れた３つの抵抗器Ｒ２０、Ｒ２１及びＲ２２を含む回路によって生成される。直 流電圧電源５７は、例えば１４.６ボルトといった出力電圧を有する。例えば低 いノイズ発生及び温度変動に伴う優れた安定性を有するバンドギャップツェナー ダイオードといったような２.５ボルトのツェナーの様なダイオードＶＲ２が、 直列抵抗器Ｒ２１、Ｒ２２と並列に接続されていて、抵抗器Ｒ２１、Ｒ２２を横 切って２.５ボルトの制御された電圧降下を作り出している。抵抗器Ｒ２１、Ｒ ２２の値は、抵抗器Ｒ２２を横切っての望ましい電圧降下を発生するように選択 され、その電圧降下が、電圧基準Ｖ_REF1の電圧を発生する。 制御回路２０Ａはさらに、制御ポートとして機能するベース５６ａ、制御され るポートとして機能するコレクタ５６ｂ及びアース４２に結合されたエミッタ５ ６ｃを有するバイポーラトランジスタといったようなスイッチングトランジスタ Ｑ１を含んでいる。スイッチングトランジスタＱ１のベース５６ａは、導体５８ 及び抵抗器Ｒ１とＲ２により形成された分圧器回路を介して比較器Ｕ２の出力端 ５４ｃに結合される。かくして、比較器Ｕ２により生成された出力信号が、分圧 器Ｒ１、Ｒ２によって減衰されて、トランジスタＱ１の動作を制御する。スイッ チングトランジスタＱ１のコレクタ５６ｂは、抵抗器６０にその第１の端子６０ ａで結合されている。抵抗器６０は、抵抗器Ｒ３及びＲ４の並列組合せによって 形成されている。抵抗器６０（抵抗器Ｒ３、Ｒ４）の第２の端子６０ｂが、導体 ２８及びインダクタＬ２を介して発振器ＦＥＴＱ２の励起出力端２４に結合され ている。抵抗器Ｒ３、Ｒ４の第２の端子６０ｂは、発振器回路１６の抵抗器Ｒ１ ４、Ｒ１５、Ｒ３０の第１の端子４０ａにも結合されている。 スイッチングトランジスタＱ１を選択的にオン又はオフに切換えることにより 、発振器ＦＥＴＱ２を通る電流の流れを２つの全く異なる電流レベルの間で切換 えることができる。例えば、スイッチングトランジスタＱ１がオンに切換わると 、抵抗器Ｒ３、Ｒ４、Ｒ１４、Ｒ１５及びＲ３０は、発振器ＦＥＴＱ２の励起出 力端２４とアース４２との間に存在する抵抗値を減少させる並列組合せを形成す る。しかしながらスイッチングトランジスタＱ１がオフに切換えられると、スイ ッチングトランジスタＱ１はその端子５６ｂ及び５６ｃの間で、極めて高い抵抗 値 （理論的に無限）をもつ開路を形成する。スイッチングトランジスタＱ１により 形成されたこの「無限の」抵抗値は、抵抗器６０を形成する並列抵抗器Ｒ３、Ｒ ４と直列である。かくしてスイッチングトランジスタＱ１がオフ切換えされた時 点で、トランジスタＱ２の励起出力端２４とアース４２の間の有効な抵抗値は、 発振器回路１６内の並列抵抗器１４、Ｒ１５、Ｒ３０の抵抗値である。 蒸気放電ランプ１２の点火に先立ち（点火モード）、光検出器回路４４の光検 出器ダイオード４６は蒸気放電ランプ１２からの光が存在しないことを検出し、 比較器Ｕ２の反転入力端５４ｂに前置増幅器５０を介して供給される第１の信号 （ゼロボルト）を生成する。この第１の信号は、比較器Ｕ２の非反転入力端５４ ａに存在するＶ_REF1（例えば１ボルト）と比較される。比較器Ｕ２は、スイッチ ングトランジスタＱ１をオンに切換えるため正の誤差信号を生成することによっ て応答し、抵抗器Ｒ３、Ｒ４、Ｒ１４、Ｒ１５及びＲ３０の並列組合せに等しい 励起出力端２４からアース４２までの有効抵抗値を発生する。こうして、発振器 ＦＥＴＱ２の励起出力端２４とアース４２との間の抵抗値の有効な低減が結果と してもたらされる。従って、点火モード中、トランジスタＱ２がそのゲート３２ ａでゲーティングされた時点で、発振器ＦＥＴＱ２は、連続運転モードに付随す る電流レベルと比較して高い電流レベルにある電流の流れをドルーン３２ｂと励 起出力端２４の間に導くことによって応答する。 蒸気放電ランプ１２の点火後（連続運転モード）、光検出器回路４４の光検出 器ダイオード４６は、蒸気放電ランプ１２によって生成される光の存在を検出し 、前置増幅器５０によって増幅されそして比較器Ｕ２の反転出力端５４ｂに供給 される正の電圧レベルの第２の信号を生成する。比較器Ｕ２の反転入力端５４ｂ に存在する第２の信号の電圧レベルが比較器Ｕ２の非反転入力端５４ａに存在す る電圧基準Ｖ_REF1の電圧（例えば１ボルト）を超えた時点で、比較器Ｕ２は、ス イッチングトランジスタＱ１をオフに切換えるためのゼロ誤差信号を生成するこ とによって応答し、かくして、並列抵抗器Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ３０と並列で実質 的に無限の抵抗値を発生することによって並列抵抗器Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ３０の 抵抗値まで励起出力端２４との間の抵抗値を有効に上昇させ、抵抗器Ｒ３、Ｒ４ 、Ｒ１４、Ｒ１５及びＲ３０の並列組合せの抵抗値よりもより高い抵抗器Ｒ１４ 、 Ｒ１５、Ｒ３０の並列抵抗値に実質的に等しい有効合計抵抗値を励起出力端２４ とアース４２との間で発生する。従って、運転モード中、発振器ＦＥＴＱ２がそ のゲート入力端３２ａでゲーティングされた時点で、発振器ＦＥＴＱ２は、点火 モードに付随する電流レベルから低減された電流レベルの電流の流れをドレイン ３２ｂと励起出力端２４の間に導くことによって応答する。 発振器ＦＥＴＱ２を通しての電流の流れは、発振器ＦＥＴＱ２の励起出力端２ ４とアース４２の間の有効抵抗値により左右される。しかしながら、励起出力端 ２４に存在する直流電圧に関してはそうではない。発振器ＦＥＴＱ２を通して発 生される電流レベルは、スイッチングトランジスタＱ１の端子５６ｂと５６ｃの 間の制御される電流経路と直列の抵抗器Ｒ３、Ｒ４と抵抗器Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ ３０を並列組合せした結果得られる励起出力端２４とアース４２の間の合計有効 抵抗値により左右される。しかしながら、発振器ＦＥＴＱ２の励起出力端２４に おける直流電圧は、ランプ発振器１０Ａが点火モード又は連続運転モードのいず れで作動しているかに関係なく、実質的に一定にとどまるように適切に制御され る。 図２に示されている通り、制御回路２０Ａは、基準電圧Ｖ_REF2（例えば０.３ ８ボルト）と抵抗器Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ３０を横断しての直流電圧降下（すなわ ち、アース４２まで測定した時点での発振器ＦＥＴＱ２の励起出力端２４におけ る直流電圧）の間の電圧差に基づいて誤差信号を生成し、点火モードと連続運転 モードの両モード中に励起出力端２４において実質的に一定の直流電圧を維持す るべく発振器ＦＥＴＱ２を制御するのに使用される積分比較器として構成された オペアンプＵ１を含んでいる。 電圧基準Ｖ_REF2は、直流電圧電源５７の出力端５５とアース４２の間に直列に 接続されている３つの抵抗器Ｒ５、Ｒ６及びＲ７を含む回路によって生成される 。抵抗器Ｒ６、Ｒ７を横切って、２.５ボルトの制御された電圧降下を作り出す ためめに、直列抵抗器Ｒ６、Ｒ７と並列で、バンドギャップツェナーダイオード といったような２.５ボルトのツェナーの様なダイオードＶＲ１が接続されてい る。抵抗器Ｒ６、Ｒ７の値は、抵抗器Ｒ７を横切って望ましい電圧降下（例えば ０.３８ボルト）を生成し、そして電圧基準Ｖ_REF2の電圧を発生するように選択 される。 発振器ＦＥＴＱ２を通って流れる電流は、励起出力端２４からアース４２への 直流電圧が電圧基準Ｖ_REF1の電圧に実質的に等しくなるように、オペアンプＵ１ により制御される。例えば、Ｖ_REF2の電圧が０.３８ボルトに等しい場合、励起 出力端２４からアース４２までの直流電圧は、０.３８ボルトに実質的に等しく なるように制御されるが、このことは、インダクタＬ２の直流抵抗値が小さいこ とを条件とすれば、点火モード中にそうであるようにスイッチングトランジスタ Ｑ１をオンに切換えることにより発振器ＦＥＴＱ２を通過する電流がより高いレ ベルにあるか、或いは連続運転モード中にそうであるようにスイッチングトラン ジスタＱ１をオフに切換えることにより発振器ＦＥＴＱ２を通過する電流が低い 方のレベルまで低減されるかとは無関係である。 オペアンプＵ１は、非反転入力端６２ａ、反転入力端６２ｂ及び出力端６２ｃ を含いでいる。非反転入力端６２ａは、好ましくは約０.３８ボルトである基準 電圧Ｖ_REF2に結合されている。しかしながらＶ_REF2の実際の電圧は、オペアンプ Ｕ１の誤差（例えば、Ｖos，Ｉbias，Ｉoffset及びノイズ）を支配するのに充分 大きいものであることと、発振器ＦＥＴＱ２の動作のために利用可能な電圧を最 大にし且つ抵抗器Ｒ３、Ｒ４、Ｒ１４、Ｒ１５及びＲ３０内の電力損失を最小限 にするべくできるかぎり低く保たれることとの間の最良の妥協点である電圧であ る。オペアンプＵ１の反転入力端６２ｂは、抵抗器Ｒ８、導体６４、導体２８及 びインダクタＬ２を介して発振器ＦＥＴＱ２の励起出力端２４に結合される。オ ペアンプＵ１の出力端６２ｃは、導体３０及び低減通過フィルタ３４を介して発 振器ＦＥＴＱ２のゲート３２ａに結合される。発振器ＦＥＴＱ２を通って流れる 電流は、並列抵抗器Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ３０を横断する電圧降下を生成し、オペ アンプＵ１の反転入力端６２ｂに印加される。このとき、オペアンプＵ１は、抵 抗器Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ３０を横断する電圧降下を、オペアンプＵ１の非反転入 力端６２ａに存在する電圧基準Ｖ_REF1の電圧と比較する。オペアンプＵ１の非反 転入力端６２ａと反転入力端６２ｂにおける電圧レベルに差がある場合、オペア ンプＵ１の出力端での電圧レベルの著しい変化がもたらされが、これは、コンデ ンサＣ７の積分効果によって遅延される。 反転入力端６２ｂにおける電圧が非反転入力端６２ａの電圧を上回り、正の誤 差を生じる場合、オペアンプＵ１は発振器ＦＥＴＱ２のゲート３２ａに加えられ る出力端６２ｃにおける電圧の絶対値を減少させることによって応答する。発振 器ＦＥＴＱ２は、中を通る電流の流れを減少させて応答しかくして抵抗器Ｒ１４ 、Ｒ１５を横断する電圧降下を低減させ、これが今度はオペアンプＵ１の反転入 力端６２ｂにおける電圧を低減し、かくして正の誤差を減少させる。 反転入力端６２ｂにおける電圧が非反転入力端６２ａにおける電圧よりも小さ くて、負の誤差を生成した場合、オペアンプＵ１は、発振器ＦＥＴＱ２のゲート ３２ａに印加される出力端６２ｃの電圧の絶対値を増大させることによって応答 する。発振器ＦＥＴＱ２は、これを通る電流の流れを増大させて応答し、かくし て並列抵抗器Ｒ１４、Ｒ１５を横断する電圧降下を増大させ、これが今度はオペ アンプＵ１の反転入力端６２ｂにおける電圧を増大させかくして負の誤差を減少 させる。 従って、励起出力端２４からアース４２までの直流電圧は、Ｖ_REF1の電圧に実 質的に等しくなるように制御されることになる。このような制御は、点火モード 中にそうであるように発振器ＦＥＴを通る電流がスイッチングトランジスタＱ１ をオンに切換えることによりより高いレベルにあるか、又は連続運転モード中そ うであるように発振器ＦＥＴＱ２を通る電流がスイッチングトランジスタＱ１を オフに切換えることによりより低いレベルまで低下させられるかとは無関係に行 なわれる。かくして、ランプ発振器１０Ａは有利にも、点火モードと連続運転モ ードの両モード中発振器ＦＥＴＱ３の励起出力端２４における無線周波数励起電 圧のための実質的に一定の電圧振れ能力を維持する。 図３及び図４に示された好ましい実施形態においては、ランプ励起電圧のため の実質的に一定の電圧振れ能力を維持するのに用いられる回路構成要素の動作を 増強するために、付加的な制御回路が図１及び図２の実施形態に加えられている 。 図３は、発振器トランジスタＱ２の制御入力端３２ａと低減通過フィルタ３４ の間に加算ノード７０が具備されているという点及び発振器トランジスタＱ２の 励起出力端２４と加算ノード７０の間にシフト回路７２が挿入されているという 点において図１の実施形態と異なっている、本発明の好ましい実施形態のブロッ クダイヤグラムを示している。従って、不適切な反復を避けるため、同じ要領で 動作する図１と図３及び図２と図４の実施形態の特長については以下にくり返さ ない。 シフト回路７２は、導体７３を介して発振器トランジスタＱ２の励起出力端２ ４に存在する無線周波数信号をサンプリングし、無線周波数出力に比例する直流 シフト信号を生成するべく発振器出力端の無線周波数信号構成要素を修正する。 ただし、直流シフト信号は、制御オペアンプＵ１の出力端６２ｃにおいて電圧信 号の極性とは反対の極性を有する、シスト回路７２からの直流シフト信号は、発 振器トランジスタＱ２の制御入力端３２ａに結合されている複合信号を生成する べく制御オペアンプＵ１からの濾波された出力信号と「加算される」。直流シフ ト信号はオペアンプＵ１の出力信号とは反対の極性を有することから、複合信号 の絶対値は負の方向にシフトされる。発振器トランジスタＱ２の制御入力端３２ ａに対して印加される信号の電圧の減少は、トランジスタＱ２に対し、その中を 通る電流の流れを低減させかくして抵抗４０を横断する電圧を低下させる（すな わち励起出力端２４とアース４２の間の電圧を低下させる）制御効果をもつ。し かしながら、制御オペアンプＵ１は、抵抗Ｒ４０を横断する電圧降下を電圧基準 ＶＲＥＰ２の電圧と実質的に等しく維持するように動作する。かくして、オペア ンプＵ１は、発振器トランジスタＱ２の制御入力端３２の制御入力端32aで直流 シフト信号の負の電圧を無効化するのに充分なより多くの正の出力電圧を生成す ることにより、反対の極性の直流シフト信号の付加に対して応答する。従って、 図４に示されているように、シフト回路７２は、制御オペアンプＵ１に、負の直 流シフト信号の〔（Ｒ１０＋Ｒ１１）／Ｒ１２〕倍の量だけ絶対値が増大した正 の出力信号を生成させる。こうして、制御オペアンプＵ１の所要制御範囲は、約 −０.５ボルト乃至約１０ボルトの範囲から、約０.０ボルト乃至約１０.５ボル トの範囲までシフトさせられる。このようにシフトした範囲は、このようなトラ ンジスタが発振器トランジスタＱ２のために用いられるが、Ｕ１のための単一の 正の供給電圧を使用する場合にオペアンプＵ１及びＦＥＴの動作範囲に対処する のに望ましいものである。 オペアンプＵ１に対する供給電圧が正であるシフト回路７２について記述して きたが、制御範囲が例えば約０.５ボルト乃至約−１０ボルトの範囲から、約０. ０ボルト乃至−１０.５ボルトの範囲までシフトさせられるような、オペアンプ Ｕ１のために負の供給電圧を用いて作動するように、回路を容易に修正すること ができるということも考えられる。 オペアンプＵ１及びＦＥＴＱ２の動作範囲に対処することに加えて、図３及び 図４に示された制御回路２Ｂのシフト回路７２は、図１及び２に示された制御回 路２０Ａの抑止能力を超えてのブロッキング振動の付加的な抑止も提供する。例 えば、図１及び図２に示されている制御回路２０Ａは、制御回路２０Ａの帯域幅 内でＱ２を通るトランジスタ電流のブロッキング振動（すなわち低周波振幅変調 ）に対抗することになる。帯域幅というのは、ゼロヘルツから、例えば１３kHz 〜２６kHz といったようなより高い何らかの周波数までのループ利得が１に等し い周波数範囲として定義づけられる。図１及び図２に示されているように、ルー プ利得に貢献しているのは、オペアンプＵ１、フィルター３４、トランジスタＱ ２及びインダクタＬ２である。しかしながら、制御回路２０Ａの帯域幅より高い 周波数では、トランジスタＱ２の励起出力信号の電流変調に対抗する機構は全く 存在しない。しかしながら図３及び４に示されている実施形態においては、シフ ト回路７２の付加は、制御回路２０Ｂの帯域幅より上の周波数におけるブロッキ ング振動の抑止を提供する。これは、シフト回路７２がトランジスタＱ２のベー ス又はゲートに対する負のフィードバックの供給源として構成されていることか ら、無線周波数励起信号の振幅の増大がトランジスタＱ２のゲート又はベース上 のバイアス電圧を低減しかくしてトランジスタ電流変調の増加に対抗することに なるからである。付加的な利点として、トランジスタＱ２は、シフト回路７２が 無い場合に可能であるよりも低い電流でブロッキング振動を生成することなく振 動し、かくして発振器の電力消費量を軽減するように作動し得る、ということが ある。 シフト回路７２を含む図３及び図４の中に示された実施形態においては、抵抗 器Ｒ１２のための抵抗器の値は、上述のようなオペアンプＵ１の制御範囲内で適 切なシフトをなおも生成しながら、ブロッキング振動の最大限の抑止を提供する べく経験的に最適化される。さらに、抵抗器Ｒ１２の値を経験的に決定すること を通してバイポーラ発振器又はＦＥＴ発振器のいずれかと共に使用するべくシフ ト回路７２を適合させることができる、ということも考えられる。 図３に示されているとおり、加算ノード７０は、低域通過フィルタ３４を導体 ３０に介してオペアンプＵ１の出力端６２ｃに結合された第１の入力端子７０ａ を含む、加算ノード７０はさらに、導体７４を介してシフト回路７２の出力端７ ２ａに結合された第２の入力端子７０ｂを含む。加算ノード７０の出力端子 ７ ０ｃは、導体７６を介して発振器トランジスタＱ２の制御された入力端３２ａに 結合される。 図４に示されているように、発振器トランジスタＱ２は、上述のとおり、好ま しくはＦＥＴである。シフト回路７２は、導体７３を介して発振器ＦＥＴＱ２の 励起出力端２４（ソース３２ｃに対応する）に結合された入力端７２ｂを含んで ている。シフト回路７２の出力端７２ａは、加算ノード７０、低域通過フィルタ ３４及び導体３０を介してオペアンプＵ１の出力端６２ｃに結合される。 シフト回路７２は、高周波スイッチングダイオードＣＲ１、コンデンサＣ１１ 及び抵抗器Ｒ１２を含む。高周波スイッチングダイオードＣＲ１は、発振器ＦＥ ＴＱ２の励起出力端２４（ソース３２ｃ）に結合された陰極７８ｃを含む。コン デンサＣ１１の第１の端子８０ａには、高周波スイッチングダイオードＣＲ１の 陽極７８ａが接続されている。コンデンサＣ１１の第２の端子８０ｂはアース４ ２に結合されている。加算抵抗器Ｒ１２は、高周波スイッチングダイオードＣＲ １の陽極７８ａに結合された第１の端子８２ａ及び低域通過フィルタ３４及び導 体３０を介してオペアンプＵ１の出力端６２Ｃに結合された第２の端子８２ｂを 含んでいる。 高周波スイッチングダイオードＣＲ１は、発振器ＦＥＴＱ２の励起出力端２４ に存在する無線周波数信号をサンプリングし、無線周波数信号に対応する直流シ フト信号を生成するべく無線周波数信号を整流する。直流シフト信号は、制御オ ペアンプＵ１の出力端６２Ｃにおける電圧信号の極性と反対の極性をもつ。高周 波スイッチングダイオードＣＲ１からの直流シフト信号は、コンデンサＣ１１に よって濾波され、発振器ＦＥＴＱ２のゲート３２ａに結合されている合成信号を 生成するべくオペアンプＵ１からの濾波された出力信号と加算ノード７０で抵抗 器Ｒ１２を介して加算され、その結果、オペアンプＵ１の制御作用が無い場合、 合成信号の相対値はオペアンプＵ１からの出力信号の絶対値より小さくなり、発 振器ＦＥＴＱ２のゲート３２ａに印加された信号の電圧低下はＦＥＴＱ２を通る 電流の流れを減少させる傾向をもち、かくして抵抗器Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ３０を 横切っての電圧降下は低下することになる（すなわち励起出力２４とアース ４ ２の間の電圧が低下する）。しかしながらオペアンプＵ１は、実質的に電圧基準 Ｖ_REF2の電圧に等しい抵抗器Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ３０を横断する電圧を維持する ように作動する。かくして、オペアンプＵ１は、加算ノード７０で直流シフト信 号の電圧を無効化するのに充分であるよりに正の出力電圧を生成することによっ て応答する。従って、シフト回路７２は、オペアンプＵ１に、負の直流シフト信 号の値に〔ＣＲ１０＋Ｒ１１）／Ｒ１２〕を乗じた分だけ絶対値が増大した正の 出力信号を生成させ、かくしてオペアンプＵ１の出力範囲能力を満たすべく例え ば０.５ボルトだけ正の方向にオペアンプＵ１の有効な制御範囲をシフトさせる 。 図５は、図３のシフト回路７２のためのもう１つの実施形態を示し、これはシ フト回路７２Ａとして番号づけされている。シフト回路７２Ａは、この回路の直 流フィードバックとは独立してその交流フィードバック利得を調整できるように するため抵抗器Ｒ１２と並列で結合されたＲ−Ｃ回路９０が付加されているとい う点で、図４のシフト回路７２とは構造的に異なっている。好ましくは、Ｒ−Ｃ 回路９０は、コンデンサＣ３５と直列で接続された抵抗器Ｒ３５を含んでいる。 Ｒ−Ｃ回路９０は、シフト回路７２Ａの直流フィードバック利得に影響を及ぼさ ないが、シフト回路７２の交流フィードバックには影響を及ぼす。かくして、直 流フィードバック利得は、例えば、Ｒ１２の値を変動させることによって、オペ アンプＵ１の最良の動作範囲を達成するべく調整可能である。その後、抵抗器Ｒ １２及びＲ−Ｃ回路９０の並列組合せの結果として得られる交流フィードバック 利得は、例えば、抵抗器Ｒ３５及び／又はコンデンサＣ３５の値を変動させるこ とによって、Ｒ１２の値によって設定された直流フィードバック利得に影響を及 ぼすことなしに、最高のブロッキング振動抑止を達成するべく、調整可能である 。 コンデンサＣ３５の値は、例えば１００kHz と４００kHz の間といったような ブロッキング振動周波数範囲内でＲ−Ｃ回路９０が実質的に抵抗性をもつことが できるようにし、しかもブロッキング振動周波数範囲内でなお幾分かの位相進み を提供できるように充分大きいものに選択される。例えば、３９ｐＦというコン デンサＣ３５についての値及び５.６ｋΩという抵抗器Ｒ３５についての値は、 ４００kHz で約３６度の位相進みを提供する。 本発明を好ましい実施形態に関連して記述してきたが、当業者であれば、請求 の範囲の精神及び範囲から逸脱することなく、形態及び細部に関する変更を加え ることが可能である、ということを認識できるだろう。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．蒸気放電ランプに励起を与えるための装置において、 実質的に定電圧の直流電源、 前記電源に結合され、再生フィードバックを伴って構成された第１のトランジ スタを含み、このトランジスタがこの蒸気放電ランプに結合された励起出力端を 有している、発振器回路、及び 前記蒸気放電ランプの点火段階中に、前記第１のトランジスタの前記出力端で 実質的に一定の直流電圧を発生しこれを維持し、かつ前記第１のトランジスタを 通過する電流の流れを前記蒸気放電ランプを点火するのに充分な第１の電流レベ ルで発生するべく前記発振器回路を制御し、及び前記蒸気放電ランプの点火後に 、方で前記第１のトランジスタの前記出力端で前記実質的に一定の直流電圧を維 持し、前記第１の電流レベルから第２の電流レベルまで前記第１のトランジスタ を通過する前記電流の流れを低減するべく前記発振器を制御するための制御手段 、 を含んで成る装置。 ２．前記蒸気放電ランプの前記点火の後、前記制御手段が、前記発振器回路に対 して一定の入力パワーを維持する請求の範囲第１項に記載の装置。 ３．前記第１のトランジスタが電界効果トランジスタである請求の範囲第１項に 記載の装置。 ４．前記第１のトランジスタがバイポーラトランジスタである請求の範囲第１項 に記載の装置。 ５．前記制御手段が、 前記蒸気放電ランプからの光を受光するべく位置づけられた光検出器を有し、 検出された光の量に対応する信号を供給するための出力端をもつ光検出器回路、 基準電圧に結合された第１の入力端と、前記光検出器の前記出力端に結合され た第２の入力端と、出力端とを有する光比較器、 前記光比較器の前記出力端に結合されている第１の端子と、第２の端子とを有 するスイッチングトランジスタ、及び、 前記スイッチングトランジスタの前記第２の端子に結合された第１の端子を有 し且つ前記第１のトランジスタの前記出力端に結合された第２の端子を有する抵 抗器、 から成る請求の範囲第１項に記載の装置。 ６．前記蒸気放電ランプの点火に先立って前記光検出器回路は、前記蒸気放電ラ ンプからの光が存在しないことを検出し、前記光比較器の前記第２の入力端に供 給される第１の信号を生成し、前記光比較器は、前記スイッチングトランジスタ をＯＮに切換えるため誤差信号を生成することにより応答して、前記第１の電流 レベルで前記第１のトランジスタを通過する電流の流れを発生し、前記蒸気放電 ランプの前記点火の後、前記光検出器回路は光が存在することを検出し、前記光 比較器に対し供給される第２の信号を生成し、前記光比較器は、前記スイッチン グトランジスタをオフ切換えすることによって応答して、前記第１の電流レベル から前記第２の電流レベルまで前記第１のトランジスタを通過する前記電流の流 れを減少させる請求の範囲第５項に記載の装置。 ７．前記制御手段には、 基準電圧に結合された第１の入力端と、前記第１のトランジスタの前記出力端 に結合された第２の入力端と、前記第１のトランジスタの入力端に結合された出 力端とを有する制御オペアンプ、及び、 前記第１のトランジスタの前記出力端に結合された入力端を有し、且つ前記制 御オペアンプの前記出力端に結合された出力端を有し、前記制御オペアンプの有 効動作範囲をシフトさせるシフト回路、 が含まれている請求の範囲第１項に記載の装置。 ８．前記シフト回路の出力が前記制御オペアンプの出力と加算される請求の範囲 第７項に記載の装置。 ９．前記シフト回路が、前記第１のトランジスタの前記出力端に存在する無線周 波数信号をサンプリングし、この無線周波数信号を整流して、前記制御オペアン プの出力の極性とは反対の極性をもつ前記無線周波数信号に対応する直流シフト 信号を生成し、前記オペアンプに、前記直流シフト信号の電圧を無効化するべく 出力電圧を強制的に生成させる請求の範囲第７項に記載の装置。 10．前記シフト回路が、 前記第１のトランジスタの前記出力端に結合された陰極を有する高周波スイッ チングダイオード、 前記スイッチングダイオードの陽極に接続された第１の端子と、回路アースに 結合された第２の端子とを有するコンデンサ、及び 前記スイッチングダイオードの前記陽極に結合された第１の端子と、前記制御 オペアンプの前記出力端に結合された第２の端子とを有する抵抗器、 を含んでいる請求の範囲第７項に記載の装置。 11．前記制御手段は、 基準電圧に結合された第１の入力端と、前記第１のトランジスタの前記出力端 に結合された第２の入力端と、前記第１のトランジスタの入力端とに結合された 出力端を有する制御オペアンプ、及び 前記第１のトランジスタの前記出力端に結合された入力端を有し、且つ前記制 御オペアンプの前記出力端に結合された出力端を有し、前記制御オペアンプの有 効動作範囲をシフトさせ、且つ前記制御手段の帯域幅より高い周波数でのブロッ キング振動を抑止するシフト回路、 から成る請求の範囲第１項に記載の装置。 12．前記制御手段は、 基準電圧に結合された第１の入力端と、前記第１のトランジスタの前記出力端 に結合された第２の入力端と、前記第１のトランジスタの入力端に結合された出 力端とを有する制御オペアンプ、及び 前記第１のトランジスタの前記出力端に結合された入力端を有し、且つ前記制 御オペアンプの前記出力端に結合された出力端を有し、前記制御オペアンプの有 効動作範囲をシフトさせ、且つブロッキング振動を抑止し、かくして前記第１の トランジスタがこのシフト回路が存在しない場合可能であるような動作電流に比 べて低い動作電流でブロッキング振動の存在無しで作動できるようにしているシ フト回路、 から成る請求の範囲第１項に記載の装置。 13．蒸気放電ランプに励起を与えるための装置において、 調節された直流電源、 前記電源に結合され再生フィードバックを伴って構成された第１のトランジス タを含み、このトランジスタが、この蒸気放電ランプに結合された励起出力端を 有している、発振器回路、 基準電圧に結合された第１の入力端と、前記第１のトランジスタの前記出力端 に結合された第２の入力端と、前記第１のトランジスタの入力端とに結合された 出力端とを有する制御オペアンプを含む、前記発振器回路を制御する制御手段、 及び 前記第１のトランジスタの前記出力端に結合された入力端と、前記制御オペア ンプの前記出力端に結合された出力端とを有するシフト回路、 を含んで成り、このシフト回路は、前記第１のトランジスタの前記出力端で生成 された、無線周波数信号をサンプリングし、前記無線周波数信号を整流して、前 記制御オペアンプの出力の極性と反対の極性をもつ前記無線周波数信号に対応す る直流シフト信号を生成し、かくしてこの直流シフト信号がその極性とは反対の 方向に前記制御オペアンプの動作範囲をシフトする装置。 14．前記第１のトランジスタが電界効果トランジスタである請求の範囲第１３項 に記載の装置。 15．前記第１のトランジスタがバイポーラトランジスタである請求の範囲第１３ 項に記載の装置。 16．前記制御オペアンプの出力が、前記第１のトランジスタの入力端で前記直流 シフト信号の効果を無効化するべく制御される請求の範囲第１３項に記載の装置 。 17．前記シフト回路は、 前記第１のトランジスタの前記出力端に結合された陰極をもつ高周波スイッチ ングダイオード、 前記スイッチングダイオードの陽極に接続された第１の端子と、回路アースに 結合された第２の端子とを有するコンデンサ、及び 前記スイッチングダイオードの前記陽極に接続された第１の端子を有し、且つ 前記制御オペアンプの前記出力端に結合された第２の端子を有する第１の抵抗器 、 から成る請求の範囲第１３項に記載の装置。 18．前記第１の抵抗器と平行なＲ−Ｃ回路をさらに含んで成る請求の範囲第１７ 項に記載の装置。 19．前記シフト回路は、 前記シフト回路の直流フィードバック利得を設定するための手段、及び 前記交流フィードバック利得の調整が前記直流フィードバック利得の量に影響 を及ぼさずに、前記シフト回路の交流フィードバック利得を設定するための手段 、 が含まれている請求の範囲第１７項に記載の装置。 20．前記制御手段はさらに、前記蒸気放電ランプの点火段階中に、前記第１のト ランジスタの前記出力端で実質的に一定の直流電圧を発生してこれを維持し、か つ前記蒸気放電ランプを点火するのに充分な第１の電流レベルで前記第１のトラ ンジスタを通過する電流の流れを発生するべく前記発振器回路を制御し、及び前 記蒸気放電ランプの点火後に、前記第１のトランジスタの前記出力端で前記実質 的に一定の直流電圧を維持するが、前記第１の電流レベルから第２の電流レベル まで前記第１のトランジスタを通過する前記電流の流れを低減すべく前記発振器 を制御するための起動回路を含む請求の範囲第１３項に記載の装置。 21．前記蒸気放電ランプの前記点火の後、前記起動回路が、前記発振器回路に対 して一定の入力パワーを維持する請求の範囲第２０項に記載の装置。 22．前記起動回路は、 前記蒸気放電ランプからの光を受光するべく位置づけられた光検出器を有し、 検出された光の量に対応する信号を供給するための出力端をもつ光検出回路、 基準電圧に結合された第１の入力端と、前記光検出器の前記出力端に結合され た第２の入力端と、出力端とを有する光比較器、 前記光比較器の前記出力端に結合されている第１の端子と、第２の端子とを有 するスイッチングトランジスタ、及び 前記スイッチングトランジスタの前記第２の端子に結合された第１の端子を有 し且つ前記第１のトランジスタの前記出力端に結合された第２の端子を有する抵 抗器； から成る請求の範囲第２０項に記載の装置。 23．前記蒸気放電ランプの点火に先立って前記光検出器回路は前記蒸気放電ラン プからの光が存在しないことを検出し、前記光比較器の前記第２の入力端に供給 される第１の信号を生成し、前記光比較器は、前記スイッチングトランジスタを ＯＮに切換えるため誤差信号を生成することにより応答して、前記第１の電流レ ベルで前記第１のトランジスタを通過する電流の流れを発生し、前記蒸気放電ラ ンプの前記点火の後、前記光検出器回路は光の存在を検出し、前記光比較器に対 し供給される第２の信号を生成し、前記光比較器は、前記スイッチングトランジ スタをオフ切換えすることによって応答して、前記第１の電流レベルから前記第 ２の電流レベルまで前記第１のトランジスタを通過する前記電流の流れを減少さ せる請求の範囲第２２項に記載の装置。 24．前記シフト回路が、前記制御オペアンプの動作範囲を拡張して、シフト回路 の無い場合に可能である動作電流よりも低い動作電流でブロッキング振動を生成 することなく前記第１のトランジスタが振動できるようにする請求の範囲第１３ 項に記載の装置。 25．前記シフト回路が前記制御手段の帯域幅よりも高い周波数でのブロッキング 振動を抑止する請求の範囲第１３項に記載の装置。 26．蒸気放電ランプに励起を与えるための装置において、 安定化された実質的に一定の出力電圧を伴う直流電源、 前記電源出力電圧に結合された再生フィードバックを伴って構成された第１の トランジスタを含み、このトランジスタが、この蒸気放電ランプに結合された励 起出力端を有している、発振器回路、 基準電圧に結合された第１の入力端と、前記第１のトランジスタの前記出力端 に結合された第２の入力端と、前記第１のトランジスタの入力端に結合された出 力端とを有する制御オペアンプを含み、前記第１のトランジスタの前記出力端で 実質的に一定の直流電圧を発生しこれを維持するべく前記発振器回路を制御する 第１の回路手段であって、シフト回路が前記第１のトランジスタの前記出力端で 生成された無線周波数信号をサンプリングし、前記無線周波数信号を整流して前 記制御オペアンプの出力の極性とは反対の極性をもつ前記無線周波数信号に対応 する直流シフト信号を生成し、制御オペアンプに出力電圧を強制的に生成させて 前記直流シフト信号の電圧を無効化させ、かくして前記制御オペアンプの動作範 囲をシフトさせる第１の回路手段、及び、 前記第１のトランジスタを通過する電流の流れを制御するための第２の回路手 段であって、蒸気放電ランプの点火段階中に前記第２の回路手段が、蒸気放電ラ ンプの点火するのに充分な第１の電流レベルで前記第１のトランジスタを通過す る電流の流れを発生し、蒸気放電ランプの点火の後、前記回路手段が前記第１の トランジスタを通過する前記電流の流れを前記第１の電流レベルから第２の電流 レベルまで減少させる第２の回路手段、から成る装置。 27．前記蒸気放電ランプの前記点火の後、前記第１の回路手段及び前記第２の回 路手段が、前記発振器回路に対して一定の入力パワーを維持する請求の範囲第２ ６項に記載の装置。 28．前記第１のトランジスタが電界効果トランジスタである請求の範囲第２６項 に記載の装置。 29．前記第１のトランジスタがバイポーラトランジスタである請求の範囲第２６ 項に記載の装置。 30．前記制御手段は、 前記蒸気放電ランプからの光を受光するべく位置づけされた光検出器を有し、 検出された光の量に対応する信号を供給するための出力端をもつ光検出器回路、 基準電圧に結合された第１の入力端と、前記光検出器の前記出力端に結合され た第２の入力端と、出力端とを有する光比較器、 前記光比較器の前記出力端に結合されている第１の端子と、第２の端子とを有 するスイッチングトランジスタ、及び 前記スイッチングトランジスタの前記第２の端子に結合された第１の端子を有 し且つ前記第１のトランジスタの前記出力端に結合された第２の端子を有する抵 抗器、 から成る請求の範囲第２６項に記載の装置。 31．前記蒸気放電ランプの点火に先立って前記光検出器回路は前記蒸気放電ラン プからの光が存在しないことを検出し、前記光比較器の前記第２の入力端に供給 される第１の信号を生成し、前記光比較器は、前記スイッチングトランジスタを ＯＮに切換えるため誤差信号を生成することにより応答して、前記第１の電流レ ベルで前記第１のトランジスタを通過する電流の流れを発生し、前記蒸気放電ラ ンプの前記点火の後、前記光検出器回路は光が存在することを検出し、前記光比 較器に対し供給される第２の信号を生成し、前記光比較器は、前記スイッチング トランジスタをオフ切換えすることによって応答して、前記第１の電流レベルか ら前記第２の電流レベルまで前記第１のトランジスタを通過する前記電流の流れ を減少させるべく請求の範囲第３０項に記載の装置。 32．前記シフト回路の出力に前記制御オペアンプの出力が加算される請求の範囲 第２６項に記載の装置。 33．前記シフト回路は、 前記第１のトランジスタの前記出力端に結合された陰極を有する高周波シフテ ィングダイオード、 前記高周波シフティングダイオードの陽極に接続された第１の端子と、回路ア ースに結合された第２の端子とを有するコンデンサ、及び 前記高周波シフティングダイオードの前記陽極に結合された第１の端子と、前 記制御オペアンプの前記出力端に結合された第２の端子とを有する抵抗器、 を含んでいる請求の範囲第２６項に記載の装置。 34．蒸気放電ランプを励起するための装置において、 実質的に一定の電圧を提供する直流電源、 前記実質的に一定の電圧に接続され、電流検知抵抗を含み、前記蒸気放電ラン プを励起するための出力を提供する発振器回路、 前記電流検知抵抗に接続され、この電流検知抵抗を横切って実質的に一定の直 流電圧を維持するべく前記発振器回路を制御するように適合された発振器制御回 路、及び 前記電流検知抵抗の抵抗値を減少させるため前記蒸気放電ランプからの光に対 し応答性をもつ切換え手段、 を含んで成り、前記蒸気放電ランプを励起するための前記出力が、蒸気放電ラン プを点火するための増大した電流及び前記蒸気放電ランプが点火された場合の減 少した電流、そして両方の条件下で実質的に一定電圧の振れ能力を提供している 装置。 35．前記発振器回路が実質的に一定の効率を有している請求の範囲第３４項に記 載の装置。 36．前記発振器回路の前記出力端に接続され、前記発振器制御回路に接続されて その動作の電圧範囲を有利にシフトさせる直流シフト信号を生成するシフト回路 をさらに含んで成る請求の範囲第３４項に記載の装置。