JP3142296B2 - 原子周波数標準のためのランプ発振器 - Google Patents

原子周波数標準のためのランプ発振器

Info

Publication number
JP3142296B2
JP3142296B2 JP08520489A JP52048996A JP3142296B2 JP 3142296 B2 JP3142296 B2 JP 3142296B2 JP 08520489 A JP08520489 A JP 08520489A JP 52048996 A JP52048996 A JP 52048996A JP 3142296 B2 JP3142296 B2 JP 3142296B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
transistor
output
circuit
coupled
discharge lamp
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP08520489A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH11504470A (ja
Inventor
ジェフ ディー クロケット
Original Assignee
エフラトム タイム アンド フリークエンシー プロダクツ インコーポレイテッド
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by エフラトム タイム アンド フリークエンシー プロダクツ インコーポレイテッド filed Critical エフラトム タイム アンド フリークエンシー プロダクツ インコーポレイテッド
Publication of JPH11504470A publication Critical patent/JPH11504470A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP3142296B2 publication Critical patent/JP3142296B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
    • H05B41/38—Controlling the intensity of light
    • H05B41/39—Controlling the intensity of light continuously
    • H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
    • H05B41/38—Controlling the intensity of light
    • H05B41/382—Controlling the intensity of light during the transitional start-up phase
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/36—Controlling
    • H05B41/38—Controlling the intensity of light
    • H05B41/39—Controlling the intensity of light continuously
    • H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor
    • H05B41/3921—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations
    • H05B41/3922—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations and measurement of the incident light
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/26—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using energy levels of molecules, atoms, or subatomic particles as a frequency reference

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 技術的分野 本発明は、蒸気放電ランプの励起用手段、より特定的
に言うと、ルビジウム原子周波数標準のルビジウムラン
プといったような蒸気放電ランプ内の放電を点火し持続
させるための改良型無線周波数（r.f.）電源回路に関す
る。
背景技術 ルビジウムランプといったような蒸気放電ランプは、
原子周波数標準の中での光学的ポンピング及び原子吸収
のための規定のスペクトル内容をもつエネルギー源とし
て用いられている。このような蒸気放電ランプは一般
に、電子的パワー発振器からの無線周波数エネルギーの
付加によって励起される。このような蒸気放電ランプ
は、変動る条件の下でランプを高い信頼性で始動させ一
定のランプ出力を維持することのできる電子的パワー発
振器つまり励振器を必要とする。発振器回路内の温度及
び／又は構成部品の変動は、強度及びスペクトル分布の
両方においてランプ出力を変更する可能性がある。さら
に、低周波数リップルといったような発振器電源内の幾
分かの変動は、光出力に擾乱を加え得る。同様にして、
蒸気放電ランプが発振器に対して示す負荷の変動は、励
起パワーの変動を誘発しかくしてランプ出力内の周期的
変動をひき起こす可能性がある。温度変化、構成部品の
変動及び励起パワーの変動に起因するランプ出力の変動
は、従来の励起回路を用いる無電極蒸気放電ランプを始
動させ持続させる上で往々にして遭遇する問題点のうち
の典型的なものである。
標準的には、ルビジウムランプといったような蒸気放
電ランプは、無線周波数発振器によって駆動されるコイ
ルにより生成された無線周波数励起場により点火され
る。残念なことに、ランプのインピーダンスは、点火前
は純粋キャパシタンスと等価な極限値を横断し、点火の
後、無線周波数点火信号のレベル及びランプ温度と共に
変化する複雑なインピーダンスとなる。
さらに、ランプ発振器回路は、ランプ発振器が例えば
約150kHz前後といった周波数でランプ発振器の無線周波
数励起出力の低周波振幅変調を生成する「ブロッキング
振動」として知られる現象によって苦しめられ続ける。
ランプ発振器の光出力は、電球への無線周波数パワーの
関数であることから、このようなブロッキング振動は、
ランプシステムから光の強度をブロッキング振動周波数
で変調することになる。ブロッキング振動の現象は、完
全には解明されておらず、現在のところ、ブロッキング
振動の周波数又は変調率の解析的予測は全く存在しな
い。しかしながら、ブロッキング振動は、バイポーラト
ランジスタ発振器の場合に比べ、電界効果発振器トラン
ジスタ（FET）発振器の場合に、より低い発振器トラン
ジスタ電流レベルで出現する傾向をもつ。
例えば、FET発振器回路においては、無線周波数出力
を持続させる目的で望ましい再生フィードバックを提供
するため、出力無線周波数励起信号の一部分は、発振器
FETの入力端にフィードバックされる。トランジスタを
通過する電流は、フィード電圧の２乗に比例しており、
ドレーンからソースへの電圧（VDS）はFETのしきい電圧
（VTH）より大きく、又ゲートからソースへの電圧（VG
S）については、VTHより大きい。従って、FETのゲート
上の直流バイアイスレベル付近の対称無線周波数フィー
ドバック信号では、無線周波数フィードバック信号の正
の変位は、負の変位がトランジスタ電流を減少させる程
度以上に、トランジスタ電流を増大させる。その結果、
フィードバッグ信号の無線周波数振幅の増大は、FETを
通る直流電流を増大させ、次にこれが発振器ループ利得
を増大させ、今度はこれが、増大した無線周波数振幅を
促進し、かくして、ブロッキング振動を結果としてもた
らす望ましくない再生フィードバックループが構築され
る。ブロッキング振動に寄与する可能性のあるその他の
要因としては、無線周波数フィードバック経路のRC時定
数及び直流電流変化に対する発振器の出力無線周波数振
幅応答が含まれる。
以上では、ブロッキング振動の発生をFETトランジス
タを使用して動作に関連して記述してきたが、対数的Vb
e対Icの関係の結果として、同じ問題がバイポーラトラ
ンジスタを使用しても存在する。しかしながら、全ての
ランプ発振器回路において、意図された動作範囲近くの
トランジスタ電流でブロッキング振動を発生させないこ
とが望ましい。
蒸気放電ランプを駆動するために用いられた無線周波
数発振器の出力を安定させるために、数多くの試みがな
されてきた。例えば、Fowksに対する米国特許第4456,89
1号は、パワー調整が可能でしかも固定直流電圧で安定
化され、さらに無線周波数発振器出力を変動してインピ
ーダンスの変動を補償できるようにするために電流検知
フィードバックを利用する、ルビジウム周波数標準内で
ルビジウムランプを点火するための無線周波数発振器回
路を開示している。さらに、ルビジウム標準が当初オン
に切換えられた時点で、ランプヒーターは監視され、ラ
ンプ無線周波数パワーは、ルビジウムランプの安定所要
時間を短縮し適切なランプ点火を確保するのに適当なヒ
ーター温度に達するまで、強制的に最大にされる。適切
なヒーター温度に達した後、ランプ無線周波数パワー
は、発振器の電流検知フィードバック回路内の電位差計
の手動式設定によって決定することのできるプリセット
値まで自動的に低減される。さらに、ルビジウム周波数
発生セルのフォトダイオードを利用する光検知フィード
バック回路が、無線周波数発振器に対して遅延レベル感
応制御を適用するために利用され、適切なランプ点火が
維持される。
米国特許第4,721,890号は、光ポンピングシステム内
で使用するためのアルカロイド蒸気ランプの出力が、ア
ルカロイド蒸気ランプを励起するのに用いられる電子的
パワー発振器の電流の流れを調節するフィードバック回
路の使用により安定化されるようなシステムを開示して
いる。アルカロイド蒸気ランプの始動は、アルカロイド
蒸気ランプが点灯されるまで発振器への供給電流を増大
させることによって容易になる。
蒸気放電ランプの点火及び持続動作のために使用する
ための発振器回路の動作を安定化させるこれまでの努力
にもかかわらず、ランプ発振器回路における改善を含
め、原子周波数標準の蒸気放電ランプを励起するための
手段における改善が必要とされている。
発明の開示 本発明は、例えば、原子周波数標準において用いられ
るタイプのルビジウムランプといったような蒸気放電ラ
ンプを励起を与えるための装置に関する。
本発明の装置は、発振器電流を設定するのに用いられ
る電流検知抵抗器回路網を横切って定電圧を維持する方
法において、増大した発振器電流を提供する。直流電源
は、発振器トランジスタ及び電流検知回路網の直列組合
せを横断するものであり、かつ直流電源は安定化されて
いるものであることから、発振器トランジスタを横切っ
ての直流電圧も比例的一定である。発振器トランジスタ
を横断しての定電圧は、点火に必要な増大した電流が、
利用可能な電圧の振れ（スイング）を減少させるのを妨
げ、かくして、原子周波数標準の蒸気放電ランプのより
信頼性の高い始動を提供する。このような装置には、結
合された発振器回路を伴う実質的に定電圧の貯留電源が
含まれている。発振器回路は、再生フィードバックを伴
って構成された、第１のトランジスタつまり発振器トラ
ンジスタを含む。発振器トランジスタは、蒸気放電ラン
プに結合された励起出力を提供する。本発明の装置には
さらに、蒸気放電ランプの点火段階中に、発振器トラン
ジスタの出力端で実質的に一定の直流電圧を発生し、こ
れを維持し、かつ蒸気放電ランプを点火するのに充分な
第１の電流レベルで発振器トランジスタを通過する電流
の流れを発生するべく発振器回路を制御し、及び蒸気放
電ランプの点火後に、発振器トランジスタの出力端で実
質的に一定の直流電圧を維持するが、第１の電流レベル
から第２の電流レベルまで発振器トランジスタを通過す
る電流の流れを低減させるべく発振器を制御するための
制御装置が含まれている。蒸気放電ランプの点火後、制
御装置は、発振器回路に対する一定の低減された入力電
流を維持し、安定化された一定の印加電圧及び電流検知
回路網を横断しての一定の電圧を有している場合、発振
器電圧は実質的に一定であり、一定の発振器効率の場
合、無線周波数電力出力は実質的に一定に維持される。
安定化されている入力直流電圧と組合されて制御された
入力直流電流の結果、入力パワーは一定となる。かくし
て、一定の発振器効率の場合、無線周波数出力電力は一
定である。
好ましくは、発振器トランジスタは電界効果トランジ
スタである。しかしながら、発振器トランジスタは、バ
イポーラトランジスタであってもよい。先行技術におい
ては、発振器能動装置は、無線周波数バイポーラ電力装
置であった。発振器出力振幅は大きく（例えば15〜25Vp
p）、再生フィードバック経路内に置く必要があること
を理由としてベースエミッタ接合を逆破壊から保護する
ことが困難になっていた。標準的な最大許容逆ベースエ
ミッタ電圧は、約5Vである。この限界を超過すると、ト
ランジスタベースの劣化が頻繁に起こる。トランジスタ
を保護するには、発振器の出力無線周波数パワーを著し
く劣化させることなく実装するのが難かしい精巧なクラ
ンピング法が必要であった。電界効果トランジスタの利
用は、これらの問題を回避し、従って好ましいものであ
る。
本発明の好ましい実施形態においては、制御装置は、
蒸気放電ランプから光を受けとるように位置づけされた
光検出器を有し、しかも検出された光の量に対応する信
号を供給するための出力端を有する光検出器回路を含
む。制御装置にはさらに、基準電圧に結合された第１の
入力端と、光検出器の出力端に結合された第２の入力端
そして出力端とを有する比較器として構成されたオペア
ンプ（演算増幅器）といった光比較器も含まれている。
バイポーラトランジスタといったスイッチングトランジ
スタが、光比較器の出力端に結合され、スイッチングト
ランジスタの出力端には抵抗器が結合されている。第１
の電流レベルに対して、電流検知抵抗器回路網に投入接
続されるこの抵抗器は、第１及び第２の両方の電流レベ
ルに対して存在する抵抗器と並列で有効に結合される。
電流検知抵抗器回路網を横切っての電圧は一定であるこ
とから、発振器電流はかくして合計有効抵抗値に反比例
する。第１の電流レベルに対して投入接続される抵抗器
は、正味有効抵抗値を低下させ、かくして、第２のレベ
ルから第１の電流レベルまでの電流変化を付加する。
蒸気放電ランプの点火に先立ち、光検出器回路は、蒸
気放電ランプからの光が無いことを検出し、光比較器の
第２の入力端に供給される第１の信号を生成する。光比
較器は、スイッチングトランジスタをオンに切替えする
ための誤差信号を生成して応答し、かくして発振器トラ
ンジスタ及びスイッチングトランジスタの出力抵抗を通
して第１の電流レベルで電流の流れを発生する。蒸気放
電ランプの点火の後、光検出器回路は、光の存在を検出
し、光比較器に供給される第２の信号を生成する。光比
較器は、スイッチングトランジスタをオフ切替えするこ
とによって応答し、発振器トランジスタを通過する電流
の流れを、第１のレベルから第２の電流レベルまで減少
させる。
本発明のいくつかの実施形態においては、制御装置に
はさらに、基準電圧に結合された第１の入力端と、発振
器トランジスタの出力端に結合された第２の入力端と、
発振器トランジスタの入力端に結合された出力端とを有
する制御オペアンプ、及び発振器トランジスタの出力端
に結合された入力端と、制御オペアンプの出力端に結合
された出力端とを有するシフト回路が含まれている。シ
フト回路は、発振器出力の、無線周波数成分を検知し、
制御オペアンプの有効動作範囲をシフトさせるべく無線
周波数比例信号を提供する。シフト回路は、発振器トラ
ンジスタの出力端に存在する無線周波数信号をサンプリ
ングし、制御オペアンプに強制的に出力電圧を生成させ
て直流シフト信号の電圧を無効化するべく、無線周波数
信号に対応するものの制御オペアンプの出力の極性とは
反対の極性をもつ直流シフト信号を生成するように、無
線周波数信号を整流する。シフト回路は、ブロッキング
振動を抑止し、かくして、シフト回路無しで可能である
以上により低い電流レベルでブロッキング動作を生成す
ることなく発振器トランジスタが作動できるようにする
のに有効である。さらに、シフト回路は、制御装置の帯
域幅よりも大きい周波数でのブロッキング動作を抑止す
る。
好ましくは、シフト回路には、発振器トランジスタの
出力端に結合された陰極をもつショートキーダイオード
といった高周波スィッチングダイオード、高周波スィッ
チングダイオードの陽極に接続された第１の端子と回路
アースに結合された第２の端子とを有するコンデンサ、
及び高周波スィッチングダイオードの陽極に結合された
第１の端子と前記制御オペアンプの出力端に結合された
第２の端子とを有する第１の抵抗器が含まれている。
シフト回路にはさらに、第１の抵抗器と並列に結合さ
れたＲ−Ｃ回路が含まれている可能性がある。かくし
て、シフト回路は、その直流フィードバック利得を設定
すること及びその交流フィードバック利得を設定するこ
とを可能にする回路を含んでおり、ここで交流フィード
バック利得の調整は、直流フィードバック利得の量に影
響を及ぼさない。
本発明のその他の特徴及び利点は、図面及び以下の本
発明の詳細説明によって確認することができる。
図面の簡単な説明 図１は、本発明のランプ発振器のブロックダイアグラ
ムを示す。
図２は、図１のランプ発振器に対応する好ましい回路
構成の概略図を示す。
図３は、図１のランプ発振器の変形実施形態である。
図４は、図３に示されたランプ発振器に対する好まし
い回路構成の概略図を示す。
図５は、図３に示されたランプ発振器に対応する第２
の好ましい回路の概略図を示す。
本発明の最良の実施形態 図１〜４は、本発明の別々に使用可能な実施形態を例
示しており、図１及び図２は１つの実施形態を示し、図
３及び４は代替的なより好ましい実施形態を示す。２つ
の実施形態の対応する要素には、同じ要素番号が付さ
れ、以下に説明するとおり、図１及び図２の実施形態と
図３及び図４の実施形態ではそれぞれＡ、ａ、及びＢ、
ｂの添字が用いられている。一般に、本発明の共通要素
の記述においては、Ａ及びＢの添字は時として省略され
る。
一般に、ランプ発振器10は、点火モード中に蒸気放電
ランプ12を点火するため及び連続運転モード中に蒸気放
電ランプ12の作動を持続させるための可変的励起場を生
成するのに用いられる可変的励起電流を生成する。蒸気
放電ランプ12は、例えば、ルビジウム原子周波数標準の
中で使用されるタイプのルビジウム蒸気ランプであって
よい。
連続運転モード中、ランプ発振器10は、蒸気放電ラン
プ12の点火のために使用される電流レベルから励起電流
を低減させが、発振器トランジスタQ2を横切った直流電
圧を減少させることなく、従って、点火モード又は連続
運転モードのいずれについてもランプ発振器10の出力電
圧の振れ能力を低減させることはない。好ましい実施形
態においては、ランプ励起電圧について実質的に定電圧
の揺れ能力を維持するべく使用される回路構成部品の動
作を増強するために、付加的な回路が具備される。
ランプ発振器10は、調節された実質的に定電圧の直流
電源14、発振器回路16、ランプ回路18及び制御回路20を
含む。直流電源14は、導体22を介して発振器回路16に直
流電圧及び電流を供給する。発振器回路16は、バイポー
ラ又は電界効果トランジスタといった発振器トランジス
タQ2を含み、フィルタリング及び／又は電流制限用構成
部品を含んでいる。発振器トランジスタQ2は、励起出力
端24に存在する無線周波数励起信号を生成するべく再生
フィードバック23を伴って構成されている。励起出力端
24は、発振器回路16から導体26及びランプ回路18内の同
調回路（図示せず）を介して蒸気放電ランプ12に結合さ
れている。蒸気放電ランプ12に供給された励起信号は、
蒸気放電ランプ12を点火しその点火を持続させ、光の形
態の電磁放射線Ｒを生成する。
制御回路20は、蒸気放電ランプ12によって生成された
放射線Ｒの強度を検出するため、そして発振器トランジ
スタQ2を通過する電流の流れに少なくとも２つの異なる
レベルを発生するために内部的に使用される１つの制御
信号を生成するための回路を含んでいる。持続動作中の
電力の保存をしながら始動時点の蒸気放電ランプ12の適
切な点火を確保するため、制御回路20は、蒸気放電ラン
プ12の点火の後（連続運転モード）に比べ蒸気放電ラン
プ12の点火中（点火モード）の方がより大きい電流がト
ランジスタQ2を通過する電流を作りだすための回路が導
体28を介して発振器16に結合されて含んでいる。
制御回路20はさらに、点火モード及び連続運転モード
の両方の間に励起出力端24で実質的に一定の直流電圧を
維持するため、導体30を介して発振器16に結合された回
路を含んでいる。励起出力端24で実質的に一定の直流電
圧を維持することにより、トランジスタQ2に関係する電
圧の振れ能力は一定である。すなわち、無線周波数励起
電圧の振れは、点火モード中はトランジスタQ2に増大し
た電流が通過することによって低減されることがない。
従って、点火モード中、制御回路20は、発振器トラン
ジスタQ2の出力端24において実質的に一定の直流電圧を
発生してこれを維持し、発振器トランジスタQ2を通過す
る電流の流れを、蒸気放電ランプ12を点火するのに充分
な高い電流レベルで発生するように、発振器16の作動を
制御する。しかしながら、蒸気放電ランプ12の点火後、
制御回路20は、トランジスタQ2の励起出力端24で実質的
に一定の直流電圧を維持するが、トランジスタQ2を通過
する電流の流れを高い電流レベルからより低い電流レベ
ルまで低下して、電圧揺れ能力は一定に維持されるよう
に、発振器16を制御する。蒸気放電ランプ12の点火後、
制御回路20は、発振器回路16への一定の入力パワーを維
持する。さらに、実質的に一定の直流電圧が励起出力端
24につねに存在していることから、制御回路20は、発振
器回路16の動作特性に対する温度及びエージングの影響
を効果的に補償する。
図１及び３は、ランプ発振器10の別々の使用される実
施形態を描く詳細なブロックダイヤグラムを示す。従っ
て、図１及び３のランプ発振器はそれぞれランプ発振器
10A及びランプ発振器10Bと呼ばれることになる。可能な
場合、各々の実施形態に共通の回路構成要素は同一の要
素番号で識別される。図１及び図３の中に示された形態
の間の実質的差異は、発振器回路16を制御するのに用い
られる制御回路にあり、これについて以下で論述する。
従って、図１及び図３の制御回路は、それぞれ制御回路
20A及び制御回路20Bとして識別されることになる。
図１に示されるとおり、ランプ発振器10Aは、発振器1
6、ランプ回路18及び制御回路20Aを含む。
発振器回路16は、制御入力32a、パワー供給電流入力
端32b及び励起出力端24を有する発振器トランジスタQ2
を含む。制御入力端32aは、低域通過フィルタ34及び導
体30を介して制御回路20Aに結合され、発振器トランジ
スタQ2の電流入力端32bは、低域通過フィルタ36及び導
体22を介して直流電源14に結合されている。発振器トラ
ンジスタQ2の励起出力端24は、インダクタL2の第１の端
子38aに結合されている。インダクタL2の第２の端子38b
が、抵抗器40の第１の端子40aと直列に接続されてい
る。抵抗器40の第２の端子40bはアース42に結合され
る。抵抗器40は、発振器トランジスタQ2の励起出力端24
とアース42の間に結合されていることから、抵抗器40
は、点火モードと連続運転モードの両方の間、発振器ト
ランジスタQ2を通しての電流の流れを制限する。
トランジスタQ2は、再生フィードバックを伴って構成
されており、これには、再生フィードバックライン23と
励起出力端24の間に結合されたコンデンサC14が含まれ
る。かくして、出力信号の一部分は、発振器トランジス
タQ2の制御入力32aまでフィードバックされて、発振器
トランジスタQ2を発振器として機能させる。
制御回路20Aには、蒸気放電ランプ12からの光Ｒを受
光するように位置づけされた光検出器ダイオード46を有
する光検出器回路44が含まれている。光検出器ダイオー
ド46は、受光した光放射線Ｒの強度に対応する信号を生
成し、前置増幅器50に対して導体48a及び48bを介して光
強度信号を供給するための出力46aを提供する。前置増
幅器50は、光強度信号を増幅して光信号を生成し、この
信号は導体52を介して光比較器U2に供給される。光比較
器U2は、例えば１ボルトといったような基準電圧VREF1
に結合された非反転入力端54a、及び導体52、前置増幅
器50及び導体48a及び48bを介して光検出器ダイオード46
の出力端46aに結合された反転入力端54bを含んでいる。
光比較器U2はさらに出力端54cを含む。
制御回路20Aはさらに、制御ポートとして機能する制
御入力端56a、制御されるポートとして機能する電流入
力端56b及びアース42に結合された出力端56cを有するス
イッチングトランジスタQ1を含んでいる。スイッチング
トランジスタQ1はバイポーラトランジスタ又はFETのい
ずれであってもよいが、スイッチングトランジスタQ1の
ための好ましいトランジスタは、バイポーラトランジス
タである。スイッチングトランジスタQ1の制御入力端56
aは、導体58を介して光比較器U2の出力端54cに結合され
ている。かくして、比較器U2により生成された出力信号
は、トランジスタQ1の動作を制御する。スィッチングト
ランジスタQ1の電流入力端56Bは、抵抗器60に対しその
第１の端子60aにて結合される。抵抗器60の第２の端子6
0bは、導体28及びインダクタL2を介して発振器トランジ
スタQ2の励起出力端24に結合される。抵抗器60の第２の
端子60bは、発振器回路16の抵抗器40の第１の端子40aに
も結合されている。
スイッチングトランジスタQ1をオン又はオフに選択的
に切替えることにより、発振器トランジタQ2を通過する
電流の流れを、異なる２つの電流レベルの間で、切換え
ることができる。例えば、トランジスタQ1がオンに切換
わった場合、抵抗器40及び60は、発振器トランジスタQ2
の励起出力端24とアース42の間に存在する抵抗値を低減
する並列の組合せを形成する。しかしながらスイッチン
グトランジスタQ1がオフに切換えられた時点で、スイッ
チングトランジスタQ1は、その端子56bと56cの間にきわ
めて高い抵抗値（理論的には無限）をもつ開路を有効に
形成する。スイッチングトランジスタQ1によって形成さ
れたこの「無限の」抵抗は、抵抗器60と直列である。か
くして、スイッチングトランジスタQ1がオフ切換えされ
た時点で、トランジスタQ2の励起出力端24とアース42の
間の有効な抵抗は、抵抗器40の抵抗である。
蒸気放電ランプ12の点火に先立ち（点火モード）、光
検出器回路44の光検出器ダイオード46は、蒸気放電ラン
プ12からの光が存在しないことを検出し、第１の信号
（ゼロボルト）を生成する。この信号は、光比較器U2の
反転入力端54bに前置増幅器50を介して供給される。光
比較器U2の非反転入力端54aに存在するVREF1（例えば１
ボルト）と比較される。光比較器U2は、スイッチングト
ランジスタQ1をオンに切換えるための正の誤差信号を発
生することによって応答し、抵抗器40及び60の並列組合
せに等しい有効抵抗値を励起出力端24からアース42に作
り出す。その結果、トランジスタQ2の励起出力端24とア
ース42の間の抵抗値に有効な減少が得られる。従って、
点火モード中、トランジスタQ2が、その制御入力端32a
でゲーティングされた時点で、トランジスタＱは、抵抗
値の低減が成されなかった場合に発振器トランジスタQ2
を通って流れたはずの量の電流に比べて高い電流レベル
にある電流の流れを、電流入力端32bと励起出力端24の
間で導くことによって応答する。
蒸気放電ランプ12の点火後（連続運転モード）、光検
出器回路44の光検出器ダイオード46は、蒸気放電ランプ
12によって生成される光の存在を検出し、正の電圧レベ
ルの第２の信号を生成する。この信号は、前置増幅器50
によって増幅され光検出器U2の反転入力端54Bに供給さ
れる。光検出器U2の反転入力端54bに存在する第２の信
号の電圧レベルが光検出器U2の非反転入力端54aで存在
する電圧基準VREF1の電圧（例えば１ボルト）を上回っ
た時点で、光検出器U2は、ゼロ誤差信号を生成すること
によって応答して、スイッチングトランジスタQ1をオフ
切換えし、抵抗器40と並列に実質的に無限の抵抗値を作
りだすことによって、抵抗器40の抵抗値まで励起出力端
24とアース42とのの間の抵抗値を上昇させ、かくして抵
抗器40及び60の並列組合せよりも高い抵抗値である抵抗
器40単独の抵抗に実質的に等しい有効合計抵抗値を励起
出力端24とアース42の間に作り出す。従って、連続運転
モード中、発振器トランジスタQ2が、その制御入力端32
aでゲーティングされた時点で、発振器トランジスタQ2
は、点火モードと結びつけられた電流レベルから低減さ
れた電流レベルにある電流の流れを電流入力端32bと励
起出力端24の間で導くことによって応答する。
発振器トランジスタQ2を通って電流の流れは、発振器
トランジスタQ2の励起出力端24とアース42の間の有効な
抵抗値により左右されるものの、励起出力端24に存在す
る直流電圧に関してはそうではない。発振器トランジス
タQ2を通して達成される電流レベルは、スィッチングト
ランジスタQ1の端子56bと56cの間の制御された電流経路
と直列である抵抗器60と抵抗器40の並列組合せの結果得
られる励起出力端24とアース42の間の合計有効抵抗値に
よって左右される。ただし発振器トランジスタの励起出
力端24における直流電圧は、インダクタL2の直流抵抗値
が低いことを条件として、ランプ発振器10Aが点火モー
ドで作動しているか連続運転モードで作動しているかに
関わらず実質的に一定にとどまるように適切に制御され
る。
図１に示されている通り、制御回路20Aは、発振器16
内の抵抗器40の端子40aにおいて実質的に一定の直流電
圧を維持する。インダクタL2の抵抗が低いため、点火モ
ードと連続運転モードの両モード中の励起出力端24での
直流電圧も又実質的に一定である。連続出力端24で実質
的に一定の直流電圧を維持することにより、トランジス
タQ2に付随する電圧振れ能力は一定である。すなわち、
無線周波数励起振れは、点火モード中のトランジスタQ2
を通る増大した電流によって低減させられることはな
い。
図１に示されている通り、制御回路20Aは、発振器ト
ランジスタQ2を制御するに用いられる基準電圧V
REF2（例0.38ボルト）とR40を横断する直流電圧（すな
わち発振器トランジスタQ2の励起出力端24における直流
電圧）の間の電圧に基づいて誤差信号を生成し、点火モ
ード及び連続運転モードの両モード中に励起出力端24で
実質的に一定の直流電圧を維持するために使用される制
御オペアンプU1を含んでいる。発振器トランジスタQ2を
通って流れる電流は、励起出力端24からアース42までの
直流電圧が電圧基準VREF2の電圧に実質的に等しくなる
ように、制御オペアンプU1により制御される。例えば、
VREF2の電圧が0.38ボルトに等しい場合、励起出力端24
からアース42までの直流電圧は、0.38ボルトに実質的に
等しくなるように制御されるが、このことは、スイッチ
ングトランジスタQ1をオン切換えすることによって、点
火モード中にそうであるように発振器トランジスタを通
る電流がより高いレベルにあるか、或いは、スイッチン
グトランジスタQ1をオフ切換えすることによって連続運
転モード中にそうであるように発振器トランジスタQ2を
通る電流がより低いレベルまで低減される。
制御オペアンプU1は、非反転入力端62a、反転入力端6
2b及び出力端62cを含む。非反転入力端62aは、基準電圧
VREF2（好ましくは約0.38ボルト）に結合されている。
制御オペアンプU1の反転入力端62bは、導体64、導体28
及び導体L2を介して発振器トランジスタQ2の励起出力端
24に結合されている。制御オペアンプU1の出力端62c
は、導体30及び低域通過フィルタ34を介して発振器トラ
ンジスタQ2の制御入力端32aに結合されている。発振器
トランジスタQ2を通って流れる電流は、抵抗器40を横断
しての電圧降下を生成するが、これは制御オペアンプU1
の反転入力端62bに加えられる。このとき、制御オペア
ンプU1は、R40を横断しての電圧降下を、制御オペアン
プU1の非反転入力端62aに存在する電圧基準VREF2の電圧
と比較する。オペアンプU1の直流利得は非常に大きいこ
とから（例えば20000〜100000）、オペアンプU1の非反
転及び反転入力端（それぞれ62a及び62b）における電圧
レベル間のわずかな差が、制御オペアンプU1の出力端に
おける電圧レベルの多大な変化を結果としてもたらすこ
とになる。
反転入力端62bにおける電圧が非反転入力端62aにおけ
る電圧を上回り、正の誤差を生じた場合、制御オペアン
プU1は、発振器トランジスタQ2の制御入力端32aに適用
される出力端62cにおける電圧の絶対値を低減すること
によって応答する。発振器トランジスタQ2は、中を通る
電流の流れを減少させかくして抵抗器40を横断しての電
圧降下を減少させ、こうして今度は制御オペアンプU1の
反転入力端62bにおける電圧が低減し、かくして正の誤
差を減少させることによって応答する。
反転入力端62bにおける電圧が非反転入力端62aにおけ
る電圧よりも低く負の誤差を生成する場合、制御オペア
ンプU1は、発振器トランジスタQ2の制御入力端32aに印
加される出力端62cにおける電圧の絶対値を増大させる
ことによって応答する。発振器トランジスタQ2は、中を
通る電流の流れを増大させかくして抵抗器40を横切って
の電圧降下を増大させ、こうして今度は制御オペアンプ
U1の反転入力端62bにおける電圧が増大しかくして負の
誤差を低減させることによって応答する。
従って、励起出力端24からアース42までの直流電圧
は、インダクタL2の抵抗が小さいことを条件として、V
REF2の電圧に実質的に等しくなるように制御されること
になる。このような制御は、点火モード中にそうである
ようにスイッチングトランジスタQ1をオン切換えするこ
とによって発振器トランジスタがより高いレベルにある
か、或いは連続運転モード中にそうであるようにスイッ
チングトランジスタQ1をオフに切換えることにより発振
器トランジスタQ2を通る電流がより低いレベルまで低下
させられるかとは無関係に行なわれる。従って、ランプ
発振器10Aは有利にも、点火モード及び連続運転モード
の両モード中に発振器トランジスタQ2の励起出力端24で
無線周波数励起電圧のための実質的に一定の電圧振れ能
力を維持する。
図２は、図１との関係において記述されたランプ発振
器10Aに対応する好ましい回路構成の概略図を示す。図
２に示されている通り、ランプ発振器10Aには、発振器
回路16、ランプ回路18、及び制御回路20Aが含まれてい
る。
発振器回路16には、ゲート32a、ドレーン32b及びソー
ス32cをもつ好ましくは電界効果トランジスタ（FET）で
ある発振器トランジスタQ2が含まれている。発振器FETQ
2のソース32cは、実質的にゼロインピーダンス導体65に
よってのみ分離された励起出力端24に対応する。ゲート
32aは、抵抗器R13、低域通過フィルタ34及び導体30を介
して制御回路20Aに結合されている。低域通過フィルタ3
4は、出力抵抗器R11に結合された入力抵抗器R10を含
む。コンデンサC10はその第１の端子66aが抵抗器R10とR
11の間で接続され、第２の端子66bはアース42に接続さ
れている。
発振器FETQ2のドレーン32bは、低域通過フィルタ36及
び導体22を介して直流電源14に結合されている。低域通
過フィルタ36は、直流電源14に結合された入力端子68a
及び発振器FETQ2のドレーン32bに結合された出力端68b
を有するインダクタL1を含んでいる。低域通過フィルタ
36はさらに、インダクタL1と並列に接続された抵抗器R1
6及びインダクタL1の入力端68aとアース42の間に接続さ
れたコンデンサC15を含んでいる。
励起出力端24に対応する発振器FETQ2のソース32cは、
インダクタL2の第１の端子38aに結合されている。イン
ダクタL2の第２の端子38bは抵抗器40の第１の端子40aと
直列に接続されている。抵抗器40は、抵抗器R14、R15及
びR30によって形成された並列組合せを含む。抵抗器40
の第２の端子40bはアース42に結合されている。抵抗器R
14、R15、R30が、発振器FETQ2の励起出力端24とアース4
2の間に結合されていることから、抵抗器R14、R15、R30
は点火モードと連続運転モードの両モード中に発振器FE
TQ2を通る電流の流れを制限する。
発振器FETQ2は再生フィードバックを伴って構成され
ており、これには、再生フィードバックライン23と励起
出力端24の間に結合されたコンデンサC14が含まれてい
る。かくして、出力信号の一部分は、発振器FETQ2のゲ
ート32aにフィードバックされて、発振器FETQ2を発振器
として機能させる。
制御回路20Aは、蒸気放電ランプ12から光Ｒを受光す
るべく位置づけされた光検出器ダイオード46をもつ光検
出器回路44を含んでいる。光検出器ダイオード46は、受
光した光放射線Ｒの強度に対応する変換された電流信号
を生成し、前置増幅器50に対し導体48a及び48bを介して
変換された電流の光強度信号を供給するための出力端46
aを提供する。前置増幅器50は、光強度電流信号を変換
して、光の強度電圧信号を生成する。この信号は導体52
を介して比較器U2に供給される比較器U2は、例えば、１
ボルトといったような基準電圧VREF1に結合された非反
転入力端54aと、導体52、前置増幅器50及び導体48a及び
48bを介して光検出器ダイオード46の出力端46aに結合さ
れた反転入力端54bとを含む。比較器U2はさらに出力端5
4cを含む。電圧基準VREF1は、直流電圧電源57の出力端5
5とアース42の間の直列に接続された３つの抵抗器R20、
R21及びR22を含む回路によって生成される。直流電圧電
源57は、例えば14.6ボルトといった出力電圧を有する。
例えば低いノイズ発生及び温度変動に伴う優れた安定性
を有するバンドギャップツェナーダイオードといったよ
うな2.5ボルトのツェナーの様なダイオードVR2が、直列
抵抗器R21、R22と並列に接続されていて、抵抗器R21、R
22を横切って2.5ボルトの制御された電圧降下を作り出
している。抵抗器R21、R22の値は、抵抗器R22を横切っ
ての望ましい電圧降下を発生するように選択され、その
電圧降下が、電圧基準VREF1の電圧を発生する。
制御回路20Aはさらに、制御ポートとして機能するベ
ース56a、制御されるポートとして機能するコレクタ56b
及びアース42に結合されたエミッタ56cを有するバイポ
ーラトランジスタといったようなスイッチングトランジ
スタQ1を含んでいる。スイッチングトランジスタQ1のベ
ース56aは、導体58及び抵抗器R1とR2により形成された
分圧器回路を介して比較器U2の出力端54cに結合され
る。かくして、比較器U2により生成された出力信号が、
分圧器R1、R2によって減衰されて、トランジスタQ1の動
作を制御する。スイッチングトランジスタQ1のコレクタ
56bは、抵抗器60にその第１の端子60aで結合されてい
る。抵抗器60は、抵抗器R3及びR4の並列組合せによって
形成されている。抵抗器60（抵抗器R3、R4）の第２の端
子60bが、導体28及びインダクタL2を介して発振器FETQ2
の励起出力端24に結合されている。抵抗器R3、R4の第２
の端子60bは、発振器回路16の抵抗器R14、R15、R30の第
１の端子40aにも結合されている。
スイッチングトランジスタQ1を選択的にオン又はオフ
に切換えることにより、発振器FETQ2を通る電流の流れ
を２つの全く異なる電流レベルの間で切換えることがで
きる。例えば、スイッチングトランジスタQ1がオンに切
換わると、抵抗器R3、R4、R15、R15及びR30は、発振器F
ETQ2の励起出力端24とアース42との間に存在する抵抗値
を減少させる並列組合せを形成する。しかしながらスイ
ッチングトランジスタQ1がオフに切換えられると、スイ
ッチングトランジスタQ1はその端子56b及び56cの間で、
極めて高い抵抗値（理論的に無限）をもつ開路を形成す
る。スイッチングトランジスタQ1により形成されたこの
「無限の」抵抗値は、抵抗器60を形成する並列抵抗器R
3、R4と直列である。かくしてスイッチングトランジス
タQ1がオフ切換えされた時点で、トランジスタQ2の励起
出力端24とアース42の間の有効な抵抗値は、発振器回路
16内の並列抵抗器14、R15、R30の抵抗値である。
蒸気放電ランプ12の点火に先立ち（点火モード）、光
検出器回路44の光検出器ダイオード46は蒸気放電ランプ
12からの光が存在しないことを検出し、比較器U2の反転
入力端54bに前置増幅器50を介して供給される第１の信
号（ゼロボルト）を生成する。この第１の信号は、比較
器U2の非反転入力端54aに存在するVREF1（例えば１ボル
ト）と比較される。比較器U2は、スイッチングトランジ
スタQ1をオンに切換えるため正の誤差信号を生成するこ
とによって応答し、抵抗器R3、R4、R14、R15及びR30の
並列組合せに等しい励起出力端24からアース42までの有
効抵抗値を発生する。こうして、発振器FETQ2の励起出
力端24とアース42との間の抵抗値の有効な低減が結果と
してもたらされる。従って、点火モード中、トランジス
タQ2がそのゲート32aでゲーティングされた時点で、発
振器FETQ2は、連続運転モードに付随する電流レベルと
比較して高い電流レベルにある電流の流れをドレーン32
bと励起出力端24の間に導くことによって応答する。
蒸気放電ランプ12の点火後（連続運転モード）、光検
出器回路44の光検出器ダイオード46は、蒸気放電ランプ
12によって生成される光の存在を検出し、前置増幅器50
によって増幅されそして比較器U2の反転出力端54bに供
給される正の電圧レベルの第２の信号を生成する。比較
器U2の反転入力端54bに存在する第２の信号の電圧レベ
ルが比較器U2の非反転入力端54aに存在する電圧基準V
REF1の電圧（例えば１ボルト）を超えた時点で、比較器
U2は、スイッチングトランジスタQ1をオフに切換えるた
めのゼロ誤差信号を生成することによって応答し、かく
して、並列抵抗器R14、R15、R30と並列で実質的に無限
の抵抗値を発生することによって並列抵抗器R14、R15、
R30の抵抗値まで励起出力端24との間の抵抗値を有効に
上昇させ、抵抗器R3、R4、R14、R15及びR30の並列組合
せの抵抗値よりもより高い抵抗器R14、R15、R30の並列
抵抗値に実質的に等しい有効合計抵抗値を励起出力端24
とアース42との間で発生する。従って、運転モード中、
発振器FETQ2がそのゲート入力端32aでゲーティングされ
た時点で、発振器FETQ2は、点火モードに付随する電流
レベルから低減された電流レベルの電流の流れをドレイ
ン32bと励起出力端24の間に導くことによって応答す
る。
発振器FETQ2を通しての電流の流れは、発振器FETQ2の
励起出力端24とアース42の間の有効抵抗値により左右さ
れる。しかしながら、励起出力端24に存在する直流電圧
に関してはそうではない。発振器FETQ2を通して発生さ
れる電流レベルは、スイッチングトランジスタQ1の端子
56bと56cの間の制御される電流経路と直列の抵抗器R3、
R4と抵抗器R14、R15、R30を並列組合せした結果得られ
る励起出力端24とアース42の間の合計有効抵抗値により
左右される。しかしながら、発振器FETQ2の励起出力端2
4における直流電圧は、ランプ発振器10Aが点火モード又
は連続運転モードのいずれで作動しているかに関係な
く、実質的に一定にとどまるように適切に制御される。
図２に示されている通り、制御回路20Aは、基準電圧V
REF2（例えば0.38ボルト）と抵抗器R14、R15、R30を横
断しての直流電圧降下（すなわち、アース42まで測定し
た時点での発振器FETQ2の励起出力端24における直流電
圧）の間の電圧差に基づいて誤差信号を生成し、点火モ
ードと連続運転モードの両モード中に励起出力端24にお
いて実質的に一定の直流電圧を維持するべく発振器FETQ
2を制御するのに使用される積分比較器として構成され
たオペアンプU1を含んでいる。
電圧基準VREF2は、直流電圧電源57の出力端55とアー
ス42の間に直列に接続されている３つの抵抗器R5、R6及
びR7を含む回路によって生成される。抵抗器R6、R7を横
切って、2.5ボルトの制御された電圧降下を作り出すた
めめに、直列抵抗器R6、R7と並列で、バンドギャップツ
ェナーダイオードといったような2.5ボルトのツェナー
の様なダイオードVR1が接続されている。抵抗器R6、R7
の値は、抵抗器R7を横切って望ましい電圧降下（例えば
0.38ボルト）を生成し、そして電圧基準VREF2の電圧を
発生するように選択される。
発振器FETQ2を通って流れる電流は、励起出力端24か
らアース42への直流電圧が電圧基準VREF1の電圧に実質
的に等しくなるように、オペアンプU1により制御され
る。例えば、VREF2の電圧が0.38ボルトに等しい場合、
励起出力端24からアース42までの直流電圧は、0.38ボル
トに実質的に等しくなるように制御されるが、このこと
は、インダクタL2の直流抵抗値が小さいことを条件とす
れば、点火モード中にそうであるようにスイッチングト
ランジスタQ1をオンに切換えることにより発振器FETQ2
を通過する電流がより高いレベルにあるか、或いは連続
運転モード中にそうであるようにスイッチングトランジ
スタQ1をオフに切換えることにより発振器FETQ2を通過
する電流が低い方のレベルまで低減されるかとは無関係
である。
オペアンプU1は、非反転入力端62a、反転入力端62b及
び出力端62cを含いでいる。反転入力端62aは、好ましく
は約0.38ボルトである基準電圧VREF2に結合されてい
る。しかしながらVREF2の実際の電圧は、オペアンプU1
の誤差（例えば、Vos,Ibias,Ioffset及びノイズ）を支
配するのに充分大きいものであることと、発振器FETQ2
の動作のために利用可能な電圧を最大にし且つ抵抗器R
3、R4、R14、R15及びR30内の電力損失を最小限にするべ
くできるかぎり低く保たれることとの間の最良の妥協点
である電圧である。オペアンプU1の反転入力端62bは、
抵抗器R8、導体64、導体28及びインダクタL2を介して発
振器FETQ2の励起出力端24に結合される。オペアンプU1
の出力端62cは、導体30及び低域通過フィルタ34を介し
て発振器FETQ2のゲート32aに結合される。発振器FETQ2
を通って流れる電流は、並列抵抗器R14、R15、R30を横
断する電圧降下を生成し、オペアンプU1の反転入力端62
bに印加される。このとき、オペアンプU1は、抵抗器R1
4、R15、R30を横断する電圧降下を、オペアンプU1の非
反転入力端62aに存在電圧基準VREF2の電圧と比較する。
オペアンプU1の非反転入力端62aと反転入力端62bにおけ
る電圧レベルに差がある場合、オペアンプU1の出力端で
の電圧レベルの著しい変化がもたらされるが、これは、
コンデンサC7の積分効果によって遅延される。
反転入力端62bにおける電圧が非反転入力端62aの電圧
を上回り、正の誤差を生じる場合、オペアンプU1は発振
器FETQ2のゲート32aに加えられる出力端62cにおけ電圧
の絶対値を減少させることによって応答する。発振器FE
TQ2は、中を通る電流の流れを減少させて応答しかくし
て抵抗器R14、R15を横断する電圧降下を低減させ、これ
が今度はオペアンプU1の反転入力端62bにおける電圧を
低減し、かくして正の誤差を減少させる。
反転入力端62bにおける電圧が非反転入力端62aにおけ
る電圧よりも小さくて、負の誤差を生成した場合、オペ
アンプU1は、発振器FETQ2のゲート32aに印加される出力
端62cの電圧の絶対値を増大させることによって応答す
る。発振器FETQ2は、これを通る電流の流れを増大させ
て応答し、かくして並列抵抗器R14、R15を横断する電圧
降下を増大させ、これが今度はオペアンプU1の反転入力
端62bにおける電圧を増大させかくして負の誤差を減少
させる。
従って、励起出力端24からアース42までの直流電圧
は、VREF1の電圧に実質的に等しくなるように制御され
ることになる。このような制御は、点火モード中にそう
であるように発振器FETを通る電流がスイッチングトラ
ンジスタQ1をオンに切換えることによりより高いレベル
にあるか、又は連続運転モード中そうであるように発振
器FETQ2を通る電流がスイッチングトランジスタQ1をオ
フに切換えることによりより低いレベルまで低下させら
れるかとは無関係に行なわれる。かくして、ランプ発振
器10Aは有利にも、点火モードと連続運転モードの両モ
ード中発振器FETQ2の励起出力端24における無線周波数
励起電圧のための実質的に一定の電圧振れ能力を維持す
る。
図３及び図４に示された好ましい実施形態において
は、ランプ励起電圧のための実質的に一定の電圧振れ能
力を維持するのに用いられる回路構成要素の動作を増強
するために、付加的な制御回路が図１及び図２の実施形
態に加えられている。
図３は、発振器トランジスタQ2の制御入力端32aと低
域通過フィルタ34の間に加算ノード70が具備されている
という点及び発振器トランジスタQ2の励起出力端24と加
算ノード70の間にシフト回路72が挿入されているという
点において図１の実施形態と異なっている、本発明の好
ましい実施形態のブロックダイヤグラムを示している。
従って、不適切な反復を避けるため、同じ要領で動作す
る図１と図３及び図２と図４の実施形態の特長について
は以下にくり返さない。
シフト回路72は、導体72を介して発振器トランジスタ
Q2の励起出力端24に存在する無線周波数信号をサンプリ
ングし、無線周波数出力に比例する直流シフト信号を生
成するべく発振器出力端の無線周波数信号構成要素を修
正する。ただし、直流シフト回路は、制御オペアンプU1
の出力端62cにおいて電圧信号の極性とは反対の極性を
有する、シフト回路72からの直流シフト信号は、発振器
トランジスタQ2の制御入力端32aに結合されている複合
信号を生成するべく制御オペアンプU1からの濾波された
出力信号と「加算される」。直流シフト信号はオペアン
プU1の出力信号とは反対の極性を有することから、複合
信号の絶対値は負の方向にシフトされる。発振器トラン
ジスタQ2の制御入力端32aに対して印加され信号の電圧
の減少は、トランジスタQ2に対し、その中を通る電流の
流れを低減させかくして抵抗40を横断する電圧を低下さ
せる（すなわち励起出力端24とアース42の間の電圧を低
下させる）制御効果をもつ。しかしながら、制御オペア
ンプU1は、抵抗R40を横断する電圧降下を電圧基準VREP2
の電圧と実質的に等しく維持するように動作する。かく
して、オペアンプU1は、発振器トランジスタQ2の制御入
力端32の制御入力端32aで直流シフト信号の負の電圧を
無効化するのに充分なより多くの正の出力電圧を生成す
ることにより、反対の極性の直流シフト信号の付加に対
して応答する。従って、図４に示されているように、シ
フト回路72は、制御オペアンプU1に、負の直流シフト信
号の〔（R10＋R11）/R12〕倍の量だけ絶対値が増大した
正の出力信号を生成させる。こうして、制御オペアンプ
U1の所要制御範囲は、約−0.5ボルト乃至約10ボルトの
範囲から、約0.0ボルト乃至約10.5ボルトの範囲までシ
フトさせられる。このようにシフトした範囲は、このよ
うなトランジスタが発振器トランジスタQ2のために用い
られるが、U1のための単一の正の供給電圧を使用する場
合にオペアンプU1及びFETの動作範囲に対処するのに望
ましいものである。
オペアンプU1に対する供給電圧が正であるシフト回路
72について記述してきたが、制御範囲が例えば約0.5ボ
ルト乃至約−10ボルトの範囲から、約0.0ボルト乃至−1
0.5ボルトの範囲までシフトさせられるような、オペア
ンプU1のために負の供給電圧を用いて作動するように、
回路を容易に修正することができるということも考えら
れる。
オペアンプU1及びFETQ2の動作範囲に対処することに
加えて、図３及び図４に示された制御回路2Bのシフト回
路72は、図１及び２に示された制御回路20Aの抑止能力
を超えてのブロッキング振動の付加的な抑止も提供す
る。例えば、図１及び図２に示されている制御回路20A
は、制御回路20Aの帯域幅内でQ2を通るトランジタ電流
のブロッキング振動（すなわち低周波振幅変調）に対抗
することになる。帯域幅というのは、ゼロヘルツから、
例えば13kHz〜26kHzといったようなより高い何らかの周
波数までのループ利得が１に等しい周波数範囲として定
義づけられる。図１及び図２に示されているように、ル
ープ利得に貢献しているのは、オペアンプU1、フィルタ
ー34、トランジスタQ2及びインダクタL2である。しかし
ながら、制御回路20Aの帯域幅より高い周波数では、ト
ランジスタQ2の励起出力信号の電流変調に対抗する機構
は全く存在しない。しかしながら図３及び４に示されて
いる実施形態においては、シフト回路72の付加は、制御
回路20Bの帯域幅より上の周波数におけるブロッキング
振動の抑止を提供する。これは、シフト回路72がトラン
ジスタQ2のベース又はゲートに対する負のフィードバッ
クの供給源として構成されていることから、無線周波数
励起信号の振幅の増大がトランジスタQ2のゲート又はベ
ース上のバイアス電圧を低減しかくしてトランジスタ電
流変調の増加に対抗することになるからである。付加的
な利点として、トランジスタQ2は、シフト回路72が無い
場合に可能であるよりも低い電流でブロッキング振動を
生成することなく振動し、かくして発振器の電力消費量
を軽減するように作動し得る、ということがある。
シフト回路72を含む図３及び図４の中に示された実施
形態においては、抵抗器R12のための抵抗器の値は、上
述のようなオペアンプU1の制御範囲内で適切なシフトを
なおも生成しながら、ブロッキング振動の最大限の抑止
を提供するべく経験的に最適化される。さらに、抵抗器
R12の値を経験的に決定することを通してバイポーラ発
振器又はFET発振器のいずれかと共に使用するべくシフ
ト回路72を適合させることができる、ということも考え
られる。
図３に示されているとおり、加算ノード70は、低域通
過フィルタ34を導体30に介してオペアンプU1の出力端62
cに結合された第１の入力端子70aを含む、加算ノード70
はさらに、導体74を介してシフト回路72の出力端72aに
結合された第２の入力端子70bを含む。加算ノード70の
出力端子70cは、導体76を介して発振器トランジスタQ2
の制御された入力端32aに結合される。
図４に示されているように、発振器トランジスタQ2
は、上述のとおり、好ましくはFETである。シフト回路7
2は、導体73を介して発振器FETQ2の励起出力端24（ソー
ス32cに対応する）に結合された入力端72bを含んでてい
る。シフト回路72の出力端72aは、加算ノード70、低域
通過フィルタ34及び導体30を介してオペアンプU1の出力
端62cに結合される。
シフト回路72は、高周波スッチングダイオードCR1、
コンデンサC11及び抵抗器R12を含む。高周波スイッチン
グダイオードCR1は、発振器FETQ2の励起出力端24（ソー
ス32c）に結合された陰極78cを含む。コンデンサC11の
第１の端子80aには、高周波スイッチングダイオードCR1
の陽極78aが接続されている。コンデンサC11の第２の端
子80bはアース42に結合されている。加算抵抗器R12は、
高周波スイッチングダイオードCR1の陽極78aに結合され
た第１の端子82a及び低域通過フィルタ34及び導体30を
介してオペアンプU1の出力端62Cに結合された第２の端
子82bを含んでいる。
高周波スイッチングダイオードCR1は、発振器FETQ2の
励起出力端24に存在する無線周波数信号をサンプリング
し、無線周波数信号に対応する直流シフト信号を生成す
るべく無線周波数信号を整流する。直流シフト信号は、
制御オペアンプU1の出力端62Cにおける電圧信号の極性
と反対の極性をもつ。高周波スイッチングダイオードCR
1からの直流シフト信号は、コンデンサC11によって濾波
され、発振器FETQ2のゲート32aに結合されている合成信
号を生成するべくオペアンプU1からの濾波された出力信
号と加算ノード70で抵抗器R12を介して加算され、その
結果、オペアンプU1の制御作用が無い場合、合成信号の
相対値はオペアンプU1からの出力信号の絶対値より小さ
くなり、発振器FETQ2のゲート32aに印加された信号の電
圧低下はFETQ2を通る電流の流れを減少させる傾向をも
ち、かくして抵抗器R14、R15、R30を横切っての電圧降
下は低下することになる（すなわち励起出力24とアース
42の間の電圧が低下する）。しかしながらオペアンプU1
は、実質的に電圧基準VREF2の電圧に等しい抵抗器R14、
R15、R30を横断する電圧を維持するように作動する。か
くして、オペアンプU1は、加算ノード70で直流シフト信
号の電圧を無効化するのに充分であるよりも正の出力電
圧を生成することによって応答する。従って、シフト回
路72は、オペアンプU1に、負の直流シフト信号の値に
〔（R10＋R11）/R12〕を乗じた分だけ絶対値が増大した
正の出力信号を生成させ、かくしてオペアンプU1の出力
範囲能力を満たすべく例えば0.5ボルトだけ正の方向に
オペアンプU1の有効な制御範囲をシフトさせる。
図５は、図３のシフト回路72のためのもう１つの実施
形態を示し、これはシフト回路72Aとして番号づけされ
ている。シフト回路72Aは、この回路の直流フィードバ
ックとは独立してその交流フィードバック利得を調整で
きるようにするため抵抗器R12と並列で結合されたＲ−
Ｃ回路90が付加されているという点で、図４のシフト回
路72とは構造的に異なっている。好ましくは、Ｒ−Ｃ回
路90は、コンデンサC35と直列で接続された抵抗器R35を
含んでいる。Ｒ−Ｃ回路90は、シフト回路72Aの直流フ
ィードバック利得に影響を及ぼさないが、シフト回路72
の交流フィードバックには影響を及ぼす。かくして、直
流フィードバック利得は、例えば、R12の値を変動させ
ることによって、オペアンプU1の最良の動作範囲を達成
するべく調整可能である。その後、抵抗器R12及びＲ−
Ｃ回路90の並列組合せの結果として得られる交流フィー
ドバック利得は、例えば、抵抗器R35及び／又はコンデ
ンサC35の値を変動させることによって、R12の値によっ
て設定された直流フィードバック利得に影響を及ぼすこ
となしに、最高のブロッキング振動抑止を達成するべ
く、調整可能である。
コンデンサC35の値は、例えば100kHzと400kHzの間と
いったようなブロッキング振動周波数範囲内でＲ−Ｃ回
路90が実質的に抵抗性をもつことができるようにし、し
かもブロッキング振動周波数範囲内でなお幾分かの位相
進みを提供できるように充分大きいものに選択される。
例えば、39pFというコンデンサC35についての値及び5.6
kΩという抵抗器R35についての値は、400kHzで約36度の
位相進みを提供する。
本発明を好ましい実施形態に関連して記述してきた
が、当業者であれば、請求の範囲の精神及び範囲から逸
脱することなく、形態及び細部に関する変更を加えるこ
とが可能である、ということを認識できるだろう。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭55−83276（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−48521（ＪＰ，Ａ) 特表 平４−505533（ＪＰ，Ａ) 米国特許4721890（ＵＳ，Ａ) 米国特許4456891（ＵＳ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03L 1/00 - 7/26

Claims (37)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】蒸気放電ランプに励起を与えるための装置
    において、 実質的に定電圧の直流電源、 前記電源に結合され、再生フィードバックを伴って構成
    された第１のトランジスタを含み、このトランジスタが
    この蒸気放電ランプに結合された励起出力端を有してい
    る、発振器回路、及び 前記蒸気放電ランプを点火するのに充分であり、前記第
    １のトランジスタを通過する直流の第１の電流を発生
    し、前記蒸気放電ランプの点火後は、前記蒸気放電ラン
    プの点火を維持するために、前記第１のトランジスタを
    通過する減少された直流の第２の電流を発生する可変直
    流負荷回路である第１の回路と、前記蒸気放電ランプの
    点火及び動作中に、前記第１のトランジスタの前記励起
    出力端で実質的に一定の直流電圧を維持する第２の回路
    とから成る、前記蒸気放電ランプの動作中に前記発振器
    回路を制御するための制御手段、を含んで成る装置。
  2. 【請求項２】前記第１の回路が、光検出器、前記光検出
    器によって作動されるスイッチ制御器、前記第１のトラ
    ンジスタの励起出力端に接続された第１の抵抗器、及び
    前記スイッチ制御器を介して前記第１のトランジスタの
    励起出力端に接続された第２の抵抗器、から成り、前記
    スイッチ制御器が、前記第１の電流を発生するために、
    前記蒸気放電ランプの点火の前に、前記第１の抵抗器と
    並列に前記第２の抵抗器を接続し、且つ前記蒸気放電ラ
    ンプが点火した際に前記第２の抵抗器を切り離して、減
    少された前記第２の電流を発生する請求項１記載の装
    置。
  3. 【請求項３】前記蒸気放電ランプの前記点火の後、前記
    制御手段が、前記発振器回路に対して一定の入力パワー
    を維持する請求項１記載の装置。
  4. 【請求項４】前記第１のトランジスタが電界効果トラン
    ジスタである請求項１記載の装置。
  5. 【請求項５】前記第１のトランジスタがバイポーラトラ
    ンジスタである請求項１記載の装置。
  6. 【請求項６】前記第１の回路が、 前記蒸気放電ランプからの光を受光するべく位置づけら
    れた光検出器と、検出された光の量に対応する信号を供
    給するための出力端とをもつ光検出器回路、 基準電圧に結合された第１の入力端と、前記光検出器の
    前記出力端に結合された第２の入力端と、出力端とを有
    する光比較器、 前記光比較器の前記出力端に結合されている第１の端子
    と、第２の端子とを有するスイッチングトランジスタ、
    及び、 前記スイッチングトランジスタの前記第２の端子に結合
    された第１の端子を有し且つ前記第１のトランジスタの
    前記出力端に結合された第２の端子を有する抵抗器、 から成る請求項１記載の装置。
  7. 【請求項７】前記蒸気放電ランプの点火に先立って前記
    光検出器回路は、前記蒸気放電ランプからの光が存在し
    ないことを検出し、前記光比較器の前記第２の入力端に
    供給される第１の信号を生成し、前記光比較器は、前記
    スイッチングトランジスタをONに切換えるため誤差信号
    を生成することにより応答して、前記第１のトランジス
    タを通過する前記第１の電流を発生し、前記蒸気放電ラ
    ンプの前記点火の後、前記光検出器回路は光が存在する
    ことを検出し、前記光比較器に対し供給される第２の信
    号を生成し、前記光比較器は、前記スイッチングトラン
    ジスタをオフ切換えすることによって応答して、前記第
    １の電流から前記第２の電流まで前記第１のトランジス
    タを通過する電流を減少させる請求項６記載の装置。
  8. 【請求項８】前記第２の回路には、 基準電圧に結合された第１の入力端と、前記第１のトラ
    ンジスタの前記出力端に結合された第２の入力端と、前
    記第１のトランジスタの入力端に結合された出力端とを
    有する制御オペアンプ、及び、 前記第１のトランジスタの前記出力端に結合された入力
    端を有し、且つ前記制御オペアンプの前記出力端に結合
    された出力端を有し、前記制御オペアンプの有効動作範
    囲をシフトさせるシフト回路、 が含まれている請求項１記載の装置。
  9. 【請求項９】前記シフト回路の出力が前記制御オペアン
    プの出力と加算される請求項８記載の装置。
  10. 【請求項１０】前記シフト回路が、前記第１のトランジ
    スタの前記出力端に存在する無線周波数信号をサンプリ
    ングし、この無線周波数信号を整流して、前記制御オペ
    アンプの出力の極性とは反対の極性をもつ前記無線周波
    数信号に対応する直流シフト信号を生成し、前記オペア
    ンプに、前記直流シフト信号の電圧を無効化するべく出
    力電圧を強制的に生成させる請求項８記載の装置。
  11. 【請求項１１】前記シフト回路が、 前記第１のトランジスタの前記出力端に結合された陰極
    を有する高周波スイッチングダイオード、 前記スイッチングダイオードの陽極に接続された第１の
    端子と、回路アースに結合された第２の端子とを有する
    コンデンサ、及び 前記スイッチングダイオードの前記陽極に結合された第
    １の端子と、前記制御オペアンプの前記出力端に結合さ
    れた第２の端子とを有する抵抗器、 を含んでいる請求項８記載の装置。
  12. 【請求項１２】前記第２の回路は、 基準電圧に結合された第１の入力端と、前記第１のトラ
    ンジスタの前記出力端に結合された第２の入力端と、前
    記第１のトランジスタの入力端とに結合された出力端を
    有する制御オペアンプ、及び 前記第１のトランジスタの前記出力端に結合された入力
    端を有し、且つ前記制御オペアンプの前記出力端に結合
    された出力端を有し、前記制御オペアンプの有効動作範
    囲をシフトさせ、且つ前記制御手段の帯域幅より高い周
    波数でのブロッキング振動を抑止するシフト回路、 から成る請求項１記載の装置。
  13. 【請求項１３】前記第２の回路は、 基準電圧に結合された第１の入力端と、前記第１のトラ
    ンジスタの前記出力端に結合された第２の入力端と、前
    記第１のトランジスタの入力端に結合された出力端とを
    有する制御オペアンプ、及び 前記第１のトランジスタの前記出力端に結合された入力
    端を有し、且つ前記制御オペアンプの前記出力端に結合
    された出力端を有し、前記制御オペアンプの有効動作範
    囲をシフトさせ、且つブロッキング振動を抑止し、かく
    して前記第１のトランジスタがこのシフト回路が存在し
    ない場合可能であるような動作電流に比べて低い動作電
    流でブロッキング振動の存在無しで作動できるようにし
    ているシフト回路、 から成る請求項１記載の装置。
  14. 【請求項１４】蒸気放電ランプに励起を与えるための装
    置において、 調節された直流電源、 前記電源に結合され再生フィードバックを伴って構成さ
    れた第１のトランジスタを含み、このトランジスタが、
    この蒸気放電ランプに結合された励起出力端を有してい
    る、発振器回路、 基準電圧に結合された第１の入力端と、前記第１のトラ
    ンジスタの前記出力端に結合された第２の入力端と、前
    記第１のトランジスタの入力端とに結合された出力端と
    を有する制御オペアンプを含む、前記発振器回路を制御
    する制御手段、及び 前記第１のトランジスタの前記出力端に結合された入力
    端と、前記制御オペアンプの前記出力端に結合された出
    力端とを有するシフト回路、 を含んで成り、このシフト回路は、前記第１のトランジ
    スタの前記出力端で生成された、無線周波数信号をサン
    プリングし、前記無線周波数信号を整流して、前記制御
    オペアンプの出力の極性と反対の極性をもつ前記無線周
    波数信号に対応する直流シフト信号を生成し、かくして
    この直流シフト信号がその極性とは反対の方向に前記制
    御オペアンプの動作範囲をシフトする装置。
  15. 【請求項１５】前記第１のトランジスタが電界効果トラ
    ンジスタである請求項14記載の装置。
  16. 【請求項１６】前記第１のトランジスタがバイポーラト
    ランジスタである請求項14記載の装置。
  17. 【請求項１７】前記制御オペアンプの出力が、前記第１
    のトランジスタの入力端で前記直流シフト信号の効果を
    無効化するべく制御される請求項14記載の装置。
  18. 【請求項１８】前記シフト回路は、 前記第１のトランジスタの前記出力端に結合された陰極
    をもつ高周波スイッチングダイオード、 前記スイッチングダイオードの陽極に接続された第１の
    端子と、回路アースに結合された第２の端子とを有する
    コンデンサ、及び 前記スイッチングダイオードの前記陽極に接続された第
    １の端子を有し、且つ前記制御オペアンプの前記出力端
    に結合された第２の端子を有する第１の抵抗器、 から成る請求項14記載の装置。
  19. 【請求項１９】前記第１の抵抗器と並列なＲ−Ｃ回路を
    さらに含んで成る請求項18記載の装置。
  20. 【請求項２０】前記シフト回路は、 前記シフト回路の直流フィードバック利得を設定するた
    めの手段、及び 前記交流フィードバック利得の調整が前記直流フィード
    バック利得の量に影響を及ぼさずに、前記シフト回路の
    交流フィードバック利得を設定するための手段、 が含まれている請求項18記載の装置。
  21. 【請求項２１】前記制御手段はさらに、前記蒸気放電ラ
    ンプの点火段階中に、前記第１のトランジスタの前記出
    力端で実質的に一定の直流電圧を発生してこれを維持
    し、かつ前記蒸気放電ランプを点火するのに充分な第１
    の電流レベルで前記第１のトランジスタを通過する電流
    の流れを発生するべく前記発振器回路を制御し、及び前
    記蒸気放電ランプの点火後に、前記第１のトランジスタ
    の前記出力端で前記実質的に一定の直流電圧を維持する
    が、前記第１の電流レベルから第２の電流レベルまで前
    記第１のトランジスタを通過する前記電流の流れを低減
    すべく前記発振器を制御するための起動回路を含む請求
    項14記載の装置。
  22. 【請求項２２】前記蒸気放電ランプの前記点火の後、前
    記起動回路が、前記発振器回路に対して一定の入力パワ
    ーを維持する請求項21記載の装置。
  23. 【請求項２３】前記起動回路は、 前記蒸気放電ランプからの光を受光するべく位置づけら
    れた光検出器を有し、検出された光の量に対応する信号
    を供給するための出力端をもつ光検出回路、 基準電圧に結合された第１の入力端と、前記光検出器の
    前記出力端に結合された第２の入力端と、出力端とを有
    する光比較器、 前記光比較器の前記出力端に結合されている第１の端子
    と、第２の端子とを有するスイッチングトランジスタ、
    及び 前記スイッチングトランジスタの前記第２の端子に結合
    された第１の端子を有し且つ前記第１のトランジスタの
    前記出力端に結合された第２の端子を有する抵抗器； から成る請求項21記載の装置。
  24. 【請求項２４】前記蒸気放電ランプの点火に先立って前
    記光検出器回路は前記蒸気放電ランプからの光が存在し
    ないことを検出し、前記光比較器の前記第２の入力端に
    供給される第１の信号を生成し、前記光比較器は、前記
    スイッチングトランジスタをONに切換えるために誤差信
    号を生成することにより応答して、前記第１の電流レベ
    ルで前記第１のトランジスタを通過する電流の流れを発
    生し、前記蒸気放電ランプの前記点火の後、前記光検出
    器回路は光の存在を検出し、前記光比較器に対し供給さ
    れる第２の信号を生成し、前記光比較器は、前記スイッ
    チングトランジスタをオフ切換えすることによって応答
    して、前記第１の電流レベルから前記第２の電流レベル
    まで前記第１のトランジスタを通過する前記電流の流れ
    を減少させる請求項23記載の装置。
  25. 【請求項２５】前記シフト回路が、前記制御オペアンプ
    の動作範囲を拡張して、シフト回路の無い場合に可能で
    ある動作電流よりも低い動作電流でブロッキング振動を
    生成することなく前記第１のトランジスタが振動できる
    ようにする請求項14記載の装置。
  26. 【請求項２６】前記シフト回路が前記制御手段の帯域幅
    よりも高い周波数でのブロッキング振動を抑止する請求
    項14記載の装置。
  27. 【請求項２７】蒸気放電ランプに励起を与えるための装
    置において、 安定化された実質的に一定の出力電圧を伴う直流電源、 前記電源出力電圧に結合された再生フィードバックを伴
    って構成された第１のトランジスタを含み、このトラン
    ジスタが、この蒸気放電ランプに結合された励起出力端
    を有している、発振器回路、 基準電圧に結合された第１の入力端と、前記第１のトラ
    ンジスタの前記出力端に結合された第２の入力端と、前
    記第１のトランジスタの入力端に結合された出力端とを
    有する制御オペアンプを含み、前記第１のトランジスタ
    の前記出力端で実質的に一定の直流電圧を発生しこれを
    維持するべく前記発振器回路を制御する第１の回路手段
    であって、シフト回路が前記第１のトランジスタの前記
    出力端で生成された無線周波数信号をサンプリングし、
    前記無線周波数信号を整流して前記制御オペアンプの出
    力の極性とは反対の極性をもつ前記無線周波数信号に対
    応する直流シフト信号を生成し、制御オペアンプに出力
    電圧を強制的に生成させて前記直流シフト信号の電圧を
    無効化させ、かくして前記制御オペアンプの動作範囲を
    シフトさせる第１の回路手段、及び、 前記第１のトランジスタを通過する電流の流れを制御す
    るための第２の回路手段であって、蒸気放電ランプの点
    火段階中に前記第２の回路手段が、蒸気放電ランプの点
    火するのに充分な第１の電流レベルで前記第１のトラン
    ジスタを通過する電流の流れを発生し、蒸気放電ランプ
    の点火の後、前記回路手段が前記第１のトランジスタを
    通過する前記電流の流れを前記第１の電流レベルから第
    ２の電流レベルまで減少させる第２の回路手段、から成
    る装置。
  28. 【請求項２８】前記蒸気放電ランプの前記点火の後、前
    記第１の回路手段及び前記第２の回路手段が、前記発振
    器回路に対して一定の入力パワーを維持する請求項27記
    載の装置。
  29. 【請求項２９】前記第１のトランジスタが電界効果トラ
    ンジスタである請求項27記載の装置。
  30. 【請求項３０】前記第１のトランジスタがバイポーラト
    ランジスタである請求項27記載の装置。
  31. 【請求項３１】前記制御手段は、 前記蒸気放電ランプからの光を受光するべく位置づけさ
    れた光検出器を有し、検出された光の量に対応する信号
    を供給するための出力端をもつ光検出器回路、 基準電圧に結合された第１の入力端と、前記光検出器の
    前記出力端に結合された第２の入力端と、出力端とを有
    する光比較器、 前記光比較器の前記出力端に結合されている第１の端子
    と、第２の端子とを有するスイッチングトランジスタ、
    及び 前記スイッチングトランジスタの前記第２の端子に結合
    された第１の端子を有し且つ前記第１のトランジスタの
    前記出力端に結合された第２の端子を有する抵抗器、 から成る請求項27記載の装置。
  32. 【請求項３２】前記蒸気放電ランプの点火に先立って前
    記光検出器回路は前記蒸気放電ランプからの光が存在し
    ないことを検出し、前記光比較器の前記第２の入力端に
    供給される第１の信号を生成し、前記光比較器は、前記
    スイッチングトランジスタをオンに切換えるため誤差信
    号を生成することにより応答して、前記第１の電流レベ
    ルで前記第１のトランジスタを通過する電流の流れを発
    生し、前記蒸気放電ランプの前記点火の後、前記光検出
    器回路は光が存在することを検出し、前記光比較器に対
    し供給される第２の信号を生成し、前記光比較器は、前
    記スイッチングトランジスタをオフ切換えすることによ
    って応答して、前記第１の電流レベルから前記第２の電
    流レベルまで前記第１のトランジスタを通過する前記電
    流の流れを減少させるべく請求項31記載の装置。
  33. 【請求項３３】前記シフト回路の出力に前記制御オペア
    ンプの出力が加算される請求項27記載の装置。
  34. 【請求項３４】前記シフト回路は、 前記第１のトランジスタの前記出力端に結合された陰極
    を有する高周波シフティングダイオード、 前記高周波シフティングダイオードの陽極に接続された
    第１の端子と、回路アースに結合された第２の端子とを
    有するコンデンサ、及び 前記高周波シフティングダイオードの前記陽極に結合さ
    れた第１の端子と、前記制御オペアンプの前記出力端に
    結合された第２の端子とを有する抵抗器、 を含んでいる請求項27記載の装置。
  35. 【請求項３５】蒸気放電ランプを励起するための装置に
    おいて、 実質的に一定の電圧を提供する直流電源、 前記実質的に一定の電圧に接続され、電流検知抵抗を含
    み、前記蒸気放電ランプを励起するための出力を提供す
    る発振器回路、 前記電流検知抵抗に接続され、この電流検知抵抗を横切
    って実質的に一定の直流電圧を維持するべく前記発振器
    回路を制御するように適合された発振器制御回路、及び 前記電流検知抵抗の抵抗値を減少させるため前記蒸気放
    電ランプからの光に対し応答性をもつ切換え手段、 を含んで成り、前記蒸気放電ランプを励起するための前
    記出力が、蒸気放電ランプを点火するための増大した電
    流及び前記蒸気放電ランプが点火された場合の減少した
    電流、そして両方の条件下で実質的に一定電圧の振れ能
    力を提供している装置。
  36. 【請求項３６】前記発振器回路が実質的に一定の効率を
    有している請求項35記載の装置。
  37. 【請求項３７】前記発振器回路の前記出力端に接続さ
    れ、前記発振器制御回路に接続されてその動作の電圧範
    囲を有利にシフトさせる直流シフト信号を生成するシフ
    ト回路をさらに含んで成る請求項35記載の装置。
JP08520489A 1994-12-27 1995-12-19 原子周波数標準のためのランプ発振器 Expired - Fee Related JP3142296B2 (ja)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US364,765 1994-12-27
US08/364,765 1994-12-27
US08/364,765 US5489821A (en) 1994-12-27 1994-12-27 Lamp oscillator for atomic frequency standards
PCT/US1995/016295 WO1996020535A1 (en) 1994-12-27 1995-12-19 Lamp oscillator for atomic frequency standards

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH11504470A JPH11504470A (ja) 1999-04-20
JP3142296B2 true JP3142296B2 (ja) 2001-03-07

Family

ID=23435979

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP08520489A Expired - Fee Related JP3142296B2 (ja) 1994-12-27 1995-12-19 原子周波数標準のためのランプ発振器

Country Status (7)

Country Link
US (1) US5489821A (ja)
EP (1) EP0800724B1 (ja)
JP (1) JP3142296B2 (ja)
AU (1) AU4518896A (ja)
DE (1) DE69532896D1 (ja)
IL (1) IL116581A (ja)
WO (1) WO1996020535A1 (ja)

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2003036987A (ja) * 2001-07-24 2003-02-07 Harison Toshiba Lighting Corp 放電ランプ点灯装置、機器および画像形成装置
JP2003234653A (ja) 2002-02-07 2003-08-22 Fujitsu Ltd 発振制御装置及び原子発振装置
JP4591298B2 (ja) * 2005-09-28 2010-12-01 エプソントヨコム株式会社 ルビジウム原子発振回路用のランプ励振器
US9246601B2 (en) * 2011-05-03 2016-01-26 Yunzhi Dong Optical receiver
US9410990B2 (en) * 2013-03-08 2016-08-09 Deere & Company Method and sensor for sensing current in a conductor
CN103501561A (zh) * 2013-10-05 2014-01-08 吉林大学 自动降低功耗的吸收室激励装置
RU2747165C1 (ru) * 2020-06-16 2021-04-28 Общество с ограниченной ответственностью «Атомикс» (ООО «Атомикс») Квантовый стандарт частоты с лазерной оптической накачкой

Family Cites Families (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3071721A (en) * 1957-02-13 1963-01-01 Varian Associates Optical absorption monitoring of oriented or aligned quantum systems
US3192472A (en) * 1959-04-14 1965-06-29 Peter L Bender Alkali vapor frequency standard utilizing optical pumping
US2975330A (en) * 1960-06-01 1961-03-14 Varian Associates Electrodeless discharge method and apparatus
US3109960A (en) * 1960-09-16 1963-11-05 Varian Associates Electrodeless discharge lamp apparatus
US3129389A (en) * 1961-08-07 1964-04-14 Varian Associates Quantum resonance stabilized frequency source
US3390350A (en) * 1964-10-05 1968-06-25 Varian Associates Atomic resonance apparatus utilizing an improved buffer gas cell
US3382452A (en) * 1965-04-15 1968-05-07 Varian Associates Frequency stabilization apparatus
US3403349A (en) * 1966-07-28 1968-09-24 Westinghouse Electric Corp Optically pumped maser and solid state light source for use therein
US3513381A (en) * 1967-07-17 1970-05-19 Varian Associates Off-resonant light as a probe of optically pumped alkali vapors
CH557602A (de) * 1971-12-14 1974-12-31 Jechart Ernst Atomfrequenznormal.
US3873884A (en) * 1973-03-01 1975-03-25 Perkin Elmer Corp Electrodeless discharge lamp and power coupler therefor
DE2317098B2 (de) * 1973-04-05 1976-07-15 Jechart, Ernst, 8000 München Gaszellen-atomfrequenznormal
US3815048A (en) * 1973-06-15 1974-06-04 Nasa Lc-oscillator with automatic stabilized amplitude via bias current control
US3931544A (en) * 1974-12-05 1976-01-06 Gte Sylvania Incorporated Fast warm up electronic ballast circuit for a high pressure discharge lamp
JPS5843938B2 (ja) * 1975-08-05 1983-09-30 日本電気株式会社 ルビジウムゲンシハツシンキ
JPS5293393A (en) * 1976-02-02 1977-08-05 Hitachi Ltd High-frequency discharge spectrum light source
US4314208A (en) * 1978-05-26 1982-02-02 Racal Group Services Limited Frequency adjusting methods and systems
JPS6016134B2 (ja) * 1979-02-08 1985-04-24 セイコーエプソン株式会社 原子周波数標準装置
CH640370A5 (fr) * 1980-01-11 1983-12-30 Oscilloquartz Sa Etalon atomique de frequence a pompage optique.
US4349798A (en) * 1980-07-31 1982-09-14 Hewlett-Packard Company Compact microwave resonant cavity for use in atomic frequency standards
US4446446A (en) * 1981-07-17 1984-05-01 Rockwell International Corporation Programmable frequency synthesizer primarily for use in an atomic clock
US4479096A (en) * 1981-07-20 1984-10-23 Rockwell International Corporation Voltage variable crystal controlled oscillator
US4462006A (en) * 1981-07-20 1984-07-24 Rockwell International Corporation Method for stabilizing the resonance frequency of a rubidium frequency standard
US4456891A (en) * 1981-07-20 1984-06-26 Rockwell International Corporation Radio frequency source circuit primarily for igniting the lamp of a rubidium frequency standard
US4434406A (en) * 1981-08-10 1984-02-28 Rockwell International Corporation Lamp housing assembly primarily for the lamp of a rubidium frequency standard
US4485333A (en) * 1982-04-28 1984-11-27 Eg&G, Inc. Vapor discharge lamp assembly
US4494085A (en) * 1982-04-28 1985-01-15 Eg&G, Inc. Miniaturized atomic frequency standard having both filter cell and absorption cell in resonator cavity
US4476445A (en) * 1982-05-18 1984-10-09 Eg&G, Inc. Methods and apparatus for rapid and accurate frequency syntonization of an atomic clock
US4721890A (en) * 1982-06-18 1988-01-26 Eg&G, Inc. Power supply circuit for an alkali vapor spectral lamp
US4495478A (en) * 1983-02-16 1985-01-22 Litton Systems, Inc. Cavity resonator for atomic frequency standard
US4629887A (en) * 1983-03-08 1986-12-16 Allied Corporation Plasma excitation system
AT380373B (de) * 1983-05-17 1986-05-12 Zumtobel Ag Umschwingwechselrichter zur speisung von leuchtstofflampen
US4661782A (en) * 1985-11-25 1987-04-28 Ball Corporation Integrated microwave cavity resonator and magnetic shield for an atomic frequency standard
FR2627909A1 (fr) * 1988-02-29 1989-09-01 Oscilloquartz Sa Etalon de frequence passif
US4968908A (en) * 1989-03-06 1990-11-06 The United States Of America As Represented By The Secretary Of Commerce Method and apparatus for wide band phase modulation
US5101506A (en) * 1989-03-06 1992-03-31 United States Of America, As Represented By The Secretary Of Commerce Frequency calibration standard using a wide band phase modulator
US4899345A (en) * 1989-04-21 1990-02-06 Universite Laval Atomic resonance in crossed linear polarization
US5172064A (en) * 1991-12-02 1992-12-15 The United States Of America As Represented By The Secretary Of Commerce Calibration system for determining the accuracy of phase modulation and amplitude modulation noise measurement apparatus
US5327105A (en) * 1991-12-31 1994-07-05 Westinghouse Electric Corp. Gas cell for a miniaturized atomic frequency standard
US5382878A (en) * 1992-12-24 1995-01-17 General Electric Company Auto-starting system for an electrodeless high intensity discharge lamp

Also Published As

Publication number Publication date
EP0800724A1 (en) 1997-10-15
DE69532896D1 (de) 2004-05-19
IL116581A0 (en) 1996-03-31
EP0800724B1 (en) 2004-04-14
WO1996020535A1 (en) 1996-07-04
US5489821A (en) 1996-02-06
EP0800724A4 (en) 1998-12-23
AU4518896A (en) 1996-07-19
JPH11504470A (ja) 1999-04-20
IL116581A (en) 2000-06-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US3936696A (en) Dimming circuit with saturated semiconductor device
EP0577105B1 (en) Inverter circuit and electrodeless discharge lamp lighting apparatus using the same
KR100292551B1 (ko) 인버터회로
US6479949B1 (en) Power regulation circuit for high frequency electronic ballast for ceramic metal halide lamp
US7230388B2 (en) Lighting of discharge lamp by frequency control
JP3266279B2 (ja) 位相ロック回路
JP3142296B2 (ja) 原子周波数標準のためのランプ発振器
US5117161A (en) Electronic ballast for gas discharge lamps
JP2000287035A (ja) 光源制御装置
US7525261B2 (en) Circuit arrangement for operating a high pressure discharge lamp
KR960006464B1 (ko) 발진기에서의 발진 전류 제어용 회로 및 발진 전류 제어 방법
JP3382356B2 (ja) 低位相ノイズの基準発振器
US4721890A (en) Power supply circuit for an alkali vapor spectral lamp
US4456891A (en) Radio frequency source circuit primarily for igniting the lamp of a rubidium frequency standard
KR890012457A (ko) Pll회로를 갖고 있는 송신기 및 주파수 변동 억제방법
JPH06111968A (ja) 無電極ランプ点灯装置
JP3271377B2 (ja) インバータ回路及びこれを用いた無電極放電ランプ点灯装置
KR200215723Y1 (ko) 고압 방전등 점등용 전자안정기
JP3387212B2 (ja) 無電極放電灯点灯装置
JP2002184592A (ja) 高周波電源装置及びこれを備えた無電極放電ランプ点灯装置
Borer et al. A new method for feedback stabilization of a microwave power supply
JP3284624B2 (ja) 無電極点灯装置
JPH11252905A (ja) 高圧電源装置
JP3707802B2 (ja) 無電極放電灯点灯装置のインビーダンス整合回路調整方法
JPH06111967A (ja) 無電極ランプ点灯装置

Legal Events

Date Code Title Description
LAPS Cancellation because of no payment of annual fees