JPH11503889A

JPH11503889A - 高品質発振器装置にて負ｆｍフィードバックを使用する装置及び方法

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Publication number: JPH11503889A
Application number: JP8531657A
Authority: JP
Inventors: ハールトセン，ヤコブス
Original assignee: テレフオンアクチーボラゲツトエルエムエリクソン（パブル）
Priority date: 1995-04-19
Filing date: 1996-03-26
Publication date: 1999-03-30
Also published as: US5568096A; BR9608250A; CN1187268A; EP0821846B1; DE69623946D1; WO1996033551A1; CN1082275C; EP0821846A1; AU5661196A; AU706216B2

Abstract

(57)【要約】低いＱ値の発振器の使用で要求されるＱ値を得ることができるように、発振器の実効Ｑ値を増大する装置及び方法が提供される。この装置及び方法において、ＦＭノイズは、ＦＭ検出器によって発振器の出力で測定され、ＦＭ検出器の出力は発振器の制御入力にフィードバックされる。この負ＦＭフィードバックを使用することによって、発振器出力の周波数変動は、発振器の制御入力に補正信号を加えることにより抑制される。抑制量はＦＭフィードバック・ループのループ利得に依存し、かつ抑制量はループ利得に比例して、発振器の実効Ｑ値がループ利得に比例するようになっている。負ＦＭフィードバック・ループを使用することによって発振器出力で測定されるＦＭノイズを補正する結果、発振器の実効Ｑ値は、ＦＭフィードバック・ループのループ利得を掛け合わせた最初のＱ値に対応して、発振器の実効Ｑ値が増大するようになっている。

Description

【発明の詳細な説明】高品質発振器装置にて負ＦＭフィードバックを使用する装置及び方法背景本発明は、送信機及び／又は受信機、及び純粋で安定した周波数基準が必要とされる周波数シンセサイザにて各信号をアップまたはダウン・コンバートする通信システム等の応用において発振装置の安定性を改善することに向けられている。本発明の装置及び方法に対する他の応用は、例えばウオッチ及び計算装置等の基準目的のために高く安定したクロック信号を必要とするシステムにおいてであり、該装置及び方法は、発振器が応用される如何なる分野においても有益である。ある意味ではタイミングが重要な如何なるシステムも局部発振器を有しており、多くのシステムはまた、局部的に発生される正確な周波数基準を必要としている。例えば、情報信号を適正な周波数帯域に変換する送信機及び受信機における局部発振器無しでは、無線は可能ではない。これらのシステムの性能は、発振器によってもたらされる周波数の安定性に高く依存している。発振器の出力の位相ジッタ（位相ノイズ）は基準の精度を制限し、従って全システムの精度を制限する。発振器の出力の振幅変動もまた多くの応用において重要であるが、これらの振幅変動はリミッタまたは自動利得制御を用いて容易に抑制することができる。高性能発振器に対する一般的構造は、共振構造を介してその入力にフィードバックされる出力を有する増幅器を備えている。フィードバック・ループの周波数が変化するとき、共振構造は大きな出力変化を生成し、この出力変化は周波数変動に対抗して、周波数変動が最小化されるようになっている。周波数変動に関する共振器出力の変化が大きくなればなる程、補正もまた強力になる。周波数における共振器変化は、品質またはＱ値によって示される。より高いＱ値は、共振器が周波数変動に対してより感度が高くなり、従って、最終発振器出力周波数がより安定になることを示す。純粋で安定した周波数出力を有する発振器をもたらすために、ノイズが低く、かつＱ値が高いことが発振器に対して要求される。発振器の最終出力スペクトルはループに発生するノイズ及び共振器のＱ値によって決定されるために、安定した発振器に対する共振構造における高いＱ値は必須である。高いＱ値の共振器は一般に、特定の周波数で急な位相変化をもたらすピエゾ電気結晶体を用いて作られる。物理的寸法に関係する周波数、または共振器がインダクタンス特性を示すより低い周波数で共振するセラミック共振器もまた応用することができる。更に、（コイルがコンデンサと組み合わされた）ＬＣ共振器を使用することができる。水晶共振器は相対的に低い周波数まで使用できるのみであるということの他に、全てのこれらの共振器型式はＩＣチップ上のエレクトロニクスと一体化されるのに不向きであり、これらの共振器型式は結果的に個別部品を使用する。従って、オンチップ基準をもたらして装置のコスト、性能及び信頼性を向上する上で、共振部品の集積化は極めて望ましい。しかしながら、恐らくはチップ集積化に対して使用し得る唯一の共振器型式は、ＩＣ構造である。それにも拘らず、標準ＩＣプロセスは低いＱ値のコイル（高い直列抵抗）をもたらし、このことはＩＣ構造共振器のＱ値を制限し、従って、高いＱ値の発振器の集積化を考慮していない。発振器は極端に狭い帯域幅を有するノイズ・フィルタとしてモデル化することができ、従って発振器の出力スペクトルは狭帯域ノイズと考えることができる。このノイズは、振幅即ちＡＭノイズ、及び位相（ＰＭ）または周波数（ＦＭ）ノイズに分離することができる。ＡＭノイズは、自動利得制御(ＡＧＣ:automatic gain control)またはフィードバック・ループのリミッタを使用して抑制することができる。しかしながら、ＦＭノイズは、フィードバック・ループ中の共振器の補正ケーパビリティまたは共振器のＱ値に依存している。ＡＭノイズを発振器出力で除去するとき、ＦＭノイズのみが残り、発振器はその周波数制御入力にノイズを含んだ信号のある（無限のＱ値を有する）理想的な発振器としてモデル化することができる。制御入力でのノイズは、非理想発振器出力に類似した発振器出力のＦＭ変調をもたらす。図１は、増幅器１０が受動位相回転ネットワークによってフィードバックされる代表的発振器に対する構成を図示している。発振器５は、ループ利得が正確に１でループ位相が０または２πであるバルクハイゼン条件（Barkhausen conditions）が満たされる周波数で発振し始める。発振器５は、ネットワーク２０位相特性において最も急な部分で位相条件が発生するように設計されることが好ましい。より正確には、ネットワーク２０のＱ値は位相導関数、即ち次式による共振器の群遅延δφ／δｆに関係している。式中、ｆ₀はHz単位の共振周波数である。発振器５の出力スペクトルは、フィードバック・ループ中のノイズをろ過する極端に狭帯域のフィルタとして発振器５をモデル化することによって決定することができる。これによって、出力Ｓ_vのノイズ電力スペクトル密度は、次式によりループの白色ノイズＳ_nに比例すると共に、共振構造のＱ²に反比例する。式中、ｖ＝ｆ／ｆ₀−ｆ₀／ｆである。出力スペクトル中のＡＭノイズが、例えばＡＧＣまたはリミッタを応用することによって既知の方法で取り除かれるとき、図２に図示されるような電圧制御発振器(ＶＣＯ：voltage controlled oscillator)のＦＭ変調としてモデル化することができる位相ノイズのみが残る。図２に図示するように、非理想的（Ｑ値が低く、ノイズを含む）発振器は、最初の非理想的発振器が示すのと同一の理想的ＶＣＯの出力でのノイズ・スペクトルを生成する制御入力で等価のノイズ・ソースを有する理想的（Ｑ値が無限で、ノイズを含まない）ＶＣＯ３０によって表わすことができる。共振器の部品のうちの１つを制御することによって、発振器の周波数を変えることは、発振器設計の当業者には既知である。図３は、コイル４０及びコンデンサ５０を含む並列共振の例を図示している。容量が、図３ｂに図示するようにバリキャップ(varicap)またはバラクタ(varactor)５５を使用す造のＱ値に影響を及ぼすこと無く変化する。直列共振を有する構造等の他の共振器構造の使用もまた可能である。狭帯域ＦＭ分析を使用することによって、等２からのスペクトルは、次式によって計算される等価ノイズ電圧ｕ_nを有するＶＣＯ３０の入力で白色ノイズ・ソースから生成することができる。式中、Ｋ_vcoはHz／Ｖ単位のＶＣＯ３０の感度である。発振器が、図２に図示するように入力にノイズ・ソースを有するＶＣＯとしてモデル化されるとき、出力位相ノイズは、ＶＣＯ３０の出力の位相または周波数外乱を測定すると共に、これらの測定した外乱をＶＣＯ３０の入力にフィードバックすることによってＶＣＯの入力に負フィードバックをかけて低減することができる。位相外乱を補償する既知の技術は、位相同期ループ(ＰＬＬ：phase loc ked loop)の使用によって、クリーンな基準に対して低いＱ値のＶＣＯの位相をロックして、ＰＬＬノイズ帯域幅内の基準と同じ程純粋な出力信号を低いＱ値のＶＣＯがもたらすようにすることである。これは、負ＰＭフィードバックとして考えることができる。この復調された出力を直接デジタル周波数シンセサイザにフィードバックする際に直接デジタル周波数シンセサイザの出力を安定化する別の既知の技術は、シェパード他(Shepherd et al.)による米国特許第５，３３１，２９３号に開示されている。この技術は、デジタル・シンセサイザ・セクションの動作によって引き起こされる望ましくない変調に対応するジッタをキャンセルし尽すものである。また、復調器１１８は信号を発生し、該信号は第１図に図示されるように補償のためにクロックにフィードバックされる。この補償は、ＰＬＬによって基準周波数にロックされるＶＣＯである直接周波数シンセサイザ１２４のクロック上で生じ、この技術は、補償用の複雑な減算方法を使用している。別の既知のＦＭ補償技術は、カールソン(Carlson)による「通信システム(Comm unication Systems)」と題するテキストの２７０頁に述べられている。問題７．３−２において、カールソンは、ＶＣＯ出力のＦＭ検出から得られる信号についてフィードバックされるＶＣＯを備えた直接ＦＭジェネレータを開示している。この技術では、ループ中の低減フィルタを応用することによって、補償により変調用信号の直流オフセット及びドリフトを除去している。発振器の実効Ｑ値を増大させることは多くの応用上望ましいことから、発振器の共振構造のための設計は必須である。それにも拘わらず、チップ集積化においては、低いＱ値の共振器のみを処理することができる。発振器の実効Ｑ値を増大する手段があれば、低コスト、高性能及び高信頼性の高いＱ値の発振器を製造する一方、低いＱ値の共振器を応用することができる。概要本発明の目的は、発振器の実効Ｑ値を増大させて、該発振器の出力での周波数変動を抑制する装置及び方法を提供することにある。本発明の別の目的は、発振装置の出力から直接得られる補正信号を発生する負ＦＭフィードバック・ループを使用することによって、前記発振装置の安定性を向上することにある。本発明のこれらの目的は、発振装置から出力されるＦＭノイズを測定するＦＭ検出器と、該ＦＭ検出器によって測定される前記ＦＭノイズに比例して前記発振装置の出力における周波数変動を抑制する手段とを備えた前記発振装置の安定性を増大する装置を提供することによって満たされる。発振装置の出力で測定されたＦＭノイズを、発振装置に入力される補正信号を用いて抑制するとき、発振装置の実効Ｑ値が増大し、かつ周波数変動が抑制される。この結果、所望する応用のためにより高い実効Ｑ値にブーストされる低いＱ値の発振装置を使用することができる。本発明のこれらの目的は、発振装置から出力されるＦＭノイズを測定する段階と、該測定したＦＭノイズに直接比例して前記発振装置の出力での周波数変動を抑制する段階とを備えた前記発振装置を安定化させる方法を提供することによっても満たされる。この方法は、測定したＦＭノイズに応じて負ＦＭフィードバック・ループを使用することによって、発振装置の実効Ｑ値を増大させて、発振器の実効Ｑ値を負ＦＭフィードバック・ループのループ利得に比例して増大させることができる。本発明の適応性の更なる範囲は、以下において与える詳細な説明から明瞭となろう。しかしながら、この発明の好ましい実施例を示すけれども、詳細な説明及び特定の諸例は例証のみによって与えられる。何故ならば、この発明の精神及び範囲内にある種々の変更及び修正は、この詳細な説明から当業者にとって自明となるからである。図面の簡単な説明本発明は、以下において与えられる詳細な説明及び例証のみによって与えられ、こうして本発明を制限するものではない添付図面からより十分に理解されることとなろう。図１は、一般の発振器の簡略化したモデルを図示している。図２は、ノイズによって制御される理想的ＶＣＯによる非理想的発振器のモデル化を図示している。図３ａ及び図３ｂは、並列共振及び同調可能な並列共振回路をそれぞれ図示している。図４は、本発明の実施例に使用されるＦＭフィードバック発振器を図示している。図５は、本発明の別の実施例に使用される同調可能なＦＭフィードバック発振器を図示している。図６は、２つの制御信号を有する並列共振回路を図示している。詳細な説明ＦＭフィードバック発振器に対する本発明の実施例を図４を参照して説明する。図４はＦＭフィードバック発振器の一般的概念を図示している。ＦＭフィードバック発振器は、ＦＭ検出器１００と、理想的ＶＣＯ１１２並びにノイズ信号ｕ_n用の加算器及びノイズ電圧ソース１１４を備えた非理想的ＶＣＯ１１０とを含んでいる。このノイズ・ソース１１４は、非理想的ＶＣＯ１１０のノイズ・スペクトルと同一の理想的ＶＣＯの出力でノイズ・スペクトルを生成する仮想または等価のソースである。ＦＭ検出器１００の出力はＶＣＯ１１０の出力に接続されている。ＦＭ検出器１００はＶＣＯ１１０の出力でのＦＭノイズを測定し、ＦＭ検出器１００の出力はＶＣＯ１１０の入力に接続されて、測定したＦＭノイズをＶＣＯ１１０にフィードバックするようになっている。総合ループ利得は負でなければならず、これは、負のＶＣＯ利得（即ち、正のＶＣＯ入力偏移は出力周波数の減少を与える）、または負のＦＭ検出器利得（即ち、正の周波数偏移は負の出力偏移を与える）を有することによって果すことができる。この結果、理想的ＶＣＯ１１２の入力で見られる等価のノイズ信号は、最初のノイズ信号ｕ_nから低減したノイズ信号ｕ_n,eqまで低減される。発振器を入力側に加算器及びノイズ・ソース１１４を有する理想的ＶＣＯ１１２として考えることによって、理想的ＶＣＯ１１２の出力位相ノイズは、理想的ＶＣＯ１１２の入力に負フィードバックをかけることによって低減することができる。フィードバック・ループは、ノイズ・ソース１１４でのノイズを次式に従う値ｕ_n,eqまで低減する。式中、Ｋ_FMは、Ｖ／Hz単位のＦＭ検出器１００の利得である。理想的ＶＣＯ１１２に対する入力での等価ノイズ電圧は、共振器のＱ値に逆比例するので（式３を参照）、負ＦＭフィードバックは次式に従って発振器のＱ値を有効に増大させる。Ｑ_eff＝（１＋Ｋ_FM × Ｋ_vco）Ｑ式５このＦＭフィードバック・ループにおいて、高い実効Ｑ値の発振器を得る上で、ループ利得をできるだけ高くする必要がある。ＦＭフィードバック・ループのループ利得Ｋ_FM×Ｋ_vcoはＶＣＯ出力におけるノイズの他に、ＦＭフィードバック・ループにおける如何なるノイズをも抑制する。また、例えばｌ／ｆまたはフリッカノイズ等の狭帯域ろ過ノイズ、または他の回路からのクロスートーク等の、発振器出力にて注入される他のノイズとは考えることができない位相ノイズも同様に抑制することができる。図４の実施例にて図示されるＦＭフィードバック発振器は、一定の共振周波数を有する高いＱ値の発振器に対しては十分である。ＦＭフィードバック制御を安定化する周波数は、それぞれＶＣＯ１１０及びＦＭ検出器１００の電圧対周波数及び周波数対電圧曲線の交点によって決定される。しかしながら、殆んどの応用では、製造上の不正確さを補正するか、または動作の際の予定された周波数スウィングまたはホップを得るべく、電圧によって制御される共振周波数を有する発振器が望まれている。図４に図示されている発振器に対するＦＭフィードバックは直流にまで動作し、ＶＣＯの制御入力に対する如何なる制御もフィードバック・ループによって抑制されるので、この発振器は同調が困難である。従って、図５は、共振周波数が電圧によって制御される同調可能な発振器が提供される本発明の別の実施例を図示している。図４に図示した実施例と同様に、図５の同調可能なＦＭフィードバック発振器は、ＦＭ検出器１００と、理想的ＶＣＯ１１２及びノイズ・ソース１１４を含んだ非理想的ＶＣＯ１１０と、帯域フィルタ１２０と、加算器及び外部制御ソース１３０とを備えている。帯域フィルタ１２０それに加算器及び外部制御ソース１３０は、ＦＭ検出器１００の出力及び非理想的ＶＣＯ１１０に対する入力の間に接続されている。帯域フィルタ１２０はより低い周波数範囲でのループ制御を防止すべく機能して、ＶＣＯ１１０は、加算器及び外部制御ソース１３０に対する外部のゆっくりと変化する制御信号ｕ_c入力によって制御することができるようになっている。発振器の周波数制御は、帯域フィルタ１２０が高域フィルタとして動作するというものである。帯域フィルタ１２０のより低いカットオフ周波数は、周波数制御に対する最高の変調周波数でなければならない。このカットオフ周波数未満では、ループ利得は零であり、何らの補償も生じない。本実施例では、キャリアから或る距離を置いて離隔した位相ノイズを低減するために、ＶＣＯ１１０のＱ値が増大される。キャリアに近接した位相ノイズは通常、問題ではない。例えば、間接周波数シンセサイザの応用では、ＶＣＯは、ＰＬＬループ帯域内かあるいはキャリアに近接したＶＣＯ１１０の出力周波数を安定させる基準周波数にロックされる。ＰＬＬ帯域外では、本発明の実施例において説明したＦＭフィードバック補償を使用して、周波数が安定化される。合成が生じるＰＬＬ帯域内でのＦＭ補償を回避するために、ＦＭフィードバックは高域フィルタリングを含まなければならない。同調能力（tunability）をもたらすループ帯域におけるより低いカットオフ周波数の他に、高い端部周波数でのフィルタリングのためにも帯域フィルタ１２０が動作することが必要とされる。ＶＣＯ１１０の出力がノイズ・フロアに達するとき、スペクトルは純粋な位相ノイズとして見做すことはできない。ノイズのＡＭ部分はＶＣＯ１１０に対する入力でのノイズ・ソースによって表わすことはできず、従って、このＡＭノイズは補償することができない。ＦＭ検出器１００のＡＭ感度に起因して、このＡＭノイズはＦＭノイズを生成する。ＦＭノイズはループ利得によって補償されるが、このＦＭノイズがＶＣＯ１１０に対する入力に到達するのを防止することがより良好である。従って、帯域フィルタ１２０は、これらの帯域特性を有しなければならない。高い周波数のカットオフは、未補償のＶＣＯ１１０の出力スペクトルがノイズ・フロアに到達する周波数オフセットであるべきことが好ましい。同調可能なＦＭフィードバック発振器は、ＶＣＯ制御信号に変調用信号を付加する加算器１３０を含んでいる。実際、この付加はＶＣＯ１１０の内部で行うことができ、このため該ＶＣＯ１１０は２つの制御入力を有する必要がある。図６は、二重制御を有する並列式共振回路に対する本発明の実施例を図示している。図６の並列共振回路は、二重制御ｕ_e及びｕ_cと、これらの制御ｕ_e及びＵ_cとアースの間にそれぞれ接続されたバリキャップ(varicap)またはバラクタ２００及び２１０と、制御ｕ_e及びｕ_cの間に接続された直流阻止コンデンサ２２０と、バラクタ２００及び２１０に並列に接続された誘導子２３０を備えている。２つの制御電圧ｕ_e及びｕ_c（それぞれ外部同調用信号及びＦＭフィードバック補償信号）は、２つの独立したバリキャップまたはバラクタ２００及び２１０を直接制御する。この並列共振がＶＣＯ１１０の共振器として使用されるとき、２つの制御電圧ｕ_e及びｕ_cは、ＶＣＯ１１０の共振周波数を独立して制御する。ＦＭ検出器１００は、本発明の各実施例に対するＦＭフィードバック発振器における必須の構成要素である。ＦＭ検出器１００は極めて低ノイズの回路であることが好ましい。ＦＭ検出器のノイズの寄与は、式３で与えられる等価ノイズ電圧ｕ_nの程度のＦＭ出力信号を十分に下回るべきである。利得Ｋ_FM及びＦＭ検出器１００についての要求は極度に高く、利得Ｋ_FMは次式によって計算される。式中、Ｋ_loopはループ利得である。因子１０によるＱ値の増大が要求され（Ｋ_lo _op ＝１０）、かつ１０MHz／ＶのＶＣＯ利得が例えば要求されれば、要求される利得はＫ_FM＝１μＶ／Hzである。ＦＭ検出器１００がこの利得を達成することができない場合、ＦＭ検出器１００または帯域フィルタ（図示せず）に続く低ノイズ増幅器は過大なループ利得、即ちＧ_a×Ｋ_FM×Ｋ_vco（Ｇ_aは低ノイズ増幅器の利得）をもたらす。ループ利得の非線型性はスペクトル・ファールオフにおいて僅かしか反映されないので、検出器１００の線型性は重要ではない。ＦＭ検出器１００の動作範囲は、ＶＣＯ１１０の外部変調によって決定される。ＶＣＯ１１０の入力での補償されたノイズの信号レベルは小さく、瞬間的周波数偏移は比較的小さいので、このノイズ信号による瞬間周波数偏移は非常に小さい範囲に制限される。この発明の各実施例は、ＦＭ検出器を使用して発振器出力でのＦＭノイズを測定するとともに、ＦＭ検出器の出力を発振器の制御入力にフィードバックすることに向けられている。負ＦＭフィードバックを使用することによって、発振器の出力における周波数変動は、発振器の制御入力での補正信号を加えることにより抑制される。抑制量は負ＦＭフィードバック・ループのループ利得に依存しており、かつ抑制量はループ利得に比例して、発振器の実効Ｑ値がループ利得に比例するようになっている。発振器出力で測定されたＦＭノイズを負ＦＭフィードバック・ループで補正することによって、発振器の実効Ｑ値は、ＦＭフィードバック・ループのループ利得によって操作された共振構造の元々のＱ値である。この結果、低いＱ値の発振器を使用することができると共に、発振器のこの低いＱ値をブーストアップして、発振器の最初のＱ値が十分ではない任意の応用に使用される発振器の実効的Ｑ値を増大し得る。こうしてこの発明を説明したが、この発明を多くの方法で変え得ることは明瞭であろう。この種の変更はこの発明の精神及び範囲から逸脱したものと見做されることはなく、かつ当業者にとって自明なこの種の変形は、請求の範囲の範囲内に含まれることが意図されている。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims

【特許請求の範囲】１．発振装置のＱ値を増大しながら前記発振装置の出力の安定性を増大する装置において、前記発振装置から出力されるＦＭノイズを測定するＦＭ検出器と、前記発振装置によって出力される前記ＦＭノイズから直接発生され、かつ前記ＦＭ検出器によって測定される前記ＦＭノイズに比例して発生される補正信号によりＱ値を増大しながら、前記発振装置の出力での周波数変動を抑制する抑制手段と、を具備したことを特徴とする前記装置。２．請求項１記載の装置において、前記発振装置は電圧制御発振器を備えていることを特徴とする前記装置。３．請求項１記載の装置において、前記発振装置は電流制御発振器を備えていることを特徴とする前記装置。４．請求項１記載の装置において、前記発振装置は間接周波数シンセサイザを備えていることを特徴とする前記装置。５．請求項１記載の装置において、前記補正信号は、（１＋Ｋ_FM×Ｋ_vco）（Ｋ_FM＝前記ＦＭ検出器の利得、及びＫ_vco＝前記制御式発振装置の感度）の係数だけ前記発振装置のＱ値を増大することを特徴とする前記装置。６．請求項１記載の装置において、（１＋Ｇ_a×Ｋ_FM×Ｋ_vco）（Ｇ_a＝低ノイズ増幅器の利得、Ｋ_FM＝前記ＦＭ検出器の利得、及びＫ_vco＝前記発振装置の感度）の係数だけ前記補正信号で以って前記発振装置のＱ値を増大する前記低ノイズ増幅器を更に具備したことを特徴とする前記装置。７．請求項１記載の装置において、前記ＦＭ検出器の出力に接続されて、前記抑制手段が所定の低周波数範囲で前記補正信号を加えることを防止する帯域フィルタを更に具備したことを特徴とする前記装置。８．請求項７記載の装置において、外部のゆっくりと変化する制御信号を前記発振装置に加える外部制御手段を更に具備したことを特徴とする前記装置。９．請求項７記載の装置において、前記帯域フィルタが、未補償の前記発振装置の出力スペクトルがノイズ・フロア(noise floor)に到達する周波数オフセットにて高周波数をカットオフする帯域特性を備えたことを特徴とする前記装置。 10．請求項１記載の装置において、前記ＦＭ検出器の出力に接続されて、前記発振装置の実効Ｑ値を更に増大させる増大したループ利得を達成する低ノイズ増幅器を更に具備したことを特徴とする前記装置。 11．ＦＭ変調信号を出力する発振器と、前記発振器を直接補償することによってループ利得に比例して前記ＦＭ変調信号のノイズを抑制する前記ループ利得を発生する負ＦＭフィードバック・ループと、を具備したことを特徴とする発振装置。 12．請求項１１記載の発振装置において、前記負ＦＭフィードバック・ループは、前記ループ利得に対応する前記ＦＭ変調信号のノイズを測定するＦＭ検出器を備えたことを特徴とする前記発振装置。 13．請求項１１記載の発振装置において、前記負ＦＭフィードバック・ループは、前記発振器の出力から直接補正信号を発生すると共に、前記補正信号を前記発振器に加えることによって、望ましくない周波数変動を抑制することを特徴とする前記発振装置。 14．請求項１２記載の発振装置において、前記負ＦＭフィードバック・ループは、一定の共振周波数に対して前記発振器の実効Ｑ値を増大させることを特徴とする前記発振装置。 15．請求項１４記載の装置において、前記発振器の実効Ｑ値は、（１＋Ｋ_FM× Ｋ_vco）（Ｋ_FM＝前記ＦＭ検出器の利得、及びＫ_vco＝制御式発振器の感度）の係数だけ増大することを特徴とする前記発振装置。 16．発振装置のＱ値を増大しながら、前記発振装置の出力を安定化する方法において、（ａ）ＦＭ検出器によって前記発振装置から出力されるＦＭノイズを測定する段階と、（ｂ）前記発振装置から出力される前記ＦＭノイズから直接に、かつ前記段階（ａ）で測定した前記ＦＭノイズに比例して補正信号を発生することによって、Ｑ値を増大しながら、前記発振装置の出力での周波数変動を抑制する段階と、を具備したことを特徴とすることを特徴とする前記方法。 17．請求項１６記載の方法において、前記発振装置は電圧制御発振器を備えていることを特徴とする前記方法。 18．請求項１６記載の方法において、前記発振装置は電流制御発振器を備えていることを特徴とする前記方法。 19．請求項１６記載の方法において、前記発振装置は間接周波数シンセサイザを備えていることを特徴とする前記方法。 20．請求項１５記載の方法において、前記補正信号は、（１＋Ｋ_FM×Ｋ_vco）（Ｋ_FM＝前記ＦＭ検出器の利得、及びＫ_vco＝制御式発振装置の感度）の係数だけ前記発振装置のＱ値を増大することを特徴とする前記方法。 21．請求項１６記載の方法において、前記補正信号は、（１＋Ｇ_a×Ｋ_FM×Ｋ_v _co ）（Ｇ_a＝低ノイズ増幅器の利得、Ｋ_FM＝前記ＦＭ検出器の利得、及びＫ_vco＝前記発振装置の感度）の係数だけ、前記ＦＭ検出器の出力に接続された前記低ノイズ増幅器を用いて、前記発振装置のＱ値を増大させることを特徴とする前記方法。 22．請求項１６記載の方法において、前記補正信号が、前記ＦＭ検出器の出力に接続された帯域フィルタによって前記段階（ｂ）にて所定の低周波数範囲で加えられるのを防止する段階を更に具備したことを特徴とする前記方法。 23．請求項２２記載の方法において、外部のゆっくりと変化する制御信号を前記発振装置に加える段階を更に具備したことを特徴とする前記方法。 24．請求項２２記載の方法において、高周波数は、補償されない前記発振装置の出力スペクトルがノイズ・フロアに到達する周波数オフセットでカットオフされることを特徴とする前記方法。 25．請求項１６記載の方法において、前記発振装置の実効Ｑ値が更に増大するように、前記ＦＭ検出器の出力に接続された低ノイズ増幅器によってループ利得を増大する段階を更に具備したことを特徴とする前記方法。 26．発振装置にフィードバックする方法において、（ａ）発振器によってＦＭ変調信号を出力する段階と、（ｂ）前記発振器を直接補償することによってループ利得に比例して前記ＦＭ変調信号のノイズを抑制する負ＦＭフィードバック・ループにより前記ループ利得を発生する段階と、を具備したことを特徴とする前記方法。 27．請求項２６記載の方法において、前記段階（ｂ）はＦＭ検出器によって前記ＦＭ変調信号のノイズを測定することを特徴とする前記方法。 28．請求項２６記載の方法において、前記段階（ｂ）は、前記発振器の出力から直接補正信号を発生すると共に、前記補正信号を前記発振器に加えることによって、望ましくない周波数変動を抑制することを特徴とする前記方法。 29．請求項２７記載の方法において、前記段階（ｂ）は一定の共振周波数に対して前記発振器の実効Ｑ値を増大することを特徴とする前記方法。 30．請求項２９記載の方法において、前記発振器の実効Ｑ値は、（１＋Ｋ_FM× Ｋ_vco）（Ｋ_FM＝前記ＦＭ検出器の利得、及びＫ_vco＝制御式発振器の感度）の係数だけ増大されることを特徴とする前記方法。