JPH1094157A - ディジタル保護継電器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高調波重畳による自動監視方式で、多チャン
ネルの入力の総和をとる場合でも重畳成分の除去後の誤
差が累積しないディジタル保護継電装置のアナログ入力
回路を提供する。 【解決手段】 入力変換器を介して複数の系統電気量
を、それぞれアナログフィルタ２に導入し、Ａ／Ｄ変換
器４でディジタルデータに変換すると共に、前記複数の
アナログフィルタ２に、所定周波数でかつ所定の大きさ
の監視用信号を監視用信号発生回路８から系統電気量に
重畳して入力し、変換したディジタルデータから得られ
る監視用信号データを用いてアナログ入力回路の精度チ
ェックを行えるように構成したディジタル保護継電器に
おいて、前記監視用信号を反転する監視用信号反転手段
９を有し、一部チャンネルの監視用信号を前記監視用信
号反転手段９にて反転させて重畳する。これにより監視
用信号を反転したチャンネルと、反転していないチャン
ネルの入力の和をとったときに誤差同士が相殺され、誤
差の累積を防止できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はディジタル保護継電
器に係り、特にのアナログ入力回路の誤差低減と自動監
視に関する。

【０００２】

【従来の技術】図８は、従来の高調波重畳による自動監
視方式をとるディジタル保護継電装置のアナログ入力回
路の構成図である。

【０００３】電力系統の電気量ｖ 1（ｔ），ｖ 2
（ｔ），ｖ 3（ｔ），ｖ 4（ｔ）は変流器ＣＴ及び変成
器ＰＤにより検出され入力変換器１を介してアナログフ
ィルタ２の各チャンネル１〜４に入力される。同時に、
アナログフィルタ２の各チャンネル１〜４には監視用信
号発生回路８により高調波成分を重畳し、マルチプレク
サ（ＭＰＸ）３により切換えられてアナログ・ディジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ）４でディジタルデータに変換され、
ディジタル演算装置（ＣＰＵ）６に入力される。

【０００４】ディジタル演算装置（ＣＰＵ）６ではリー
ドオンリーメモリ（ＲＯＭ）７に書かれたプログラムの
指示に従って、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）５の
メモリ機能を活用しながら制御、演算、判断が実施され
る。

【０００５】ここでアナログ入力回路は、アナログフィ
ルタ２、マルチプレクサ（ＭＰＸ）３、アナログ・ディ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ）４、監視用信号発生回路８によ
り構成される。

【０００６】このように、系統の電気量ｖ 1（ｔ），ｖ
2（ｔ），ｖ 3（ｔ），ｖ 4（ｔ）にはほとんど含まれ
ない高調波成分（Ｖs＋ΔＶ）ｓｉｎ（ωsｔ＋φs ）を
監視用信号発生回路８により重畳し、アナログフィルタ
２を介した後、アナログ入力回路の自動監視が行われ
る。

【０００７】自動監視処理では重畳した高調波成分を抽
出し演算を行い、リレー演算などその他の処理では重畳
された高調波成分を監視用信号除去手段２１で除去した
電気量で演算を行う。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかし、監視用信号が
温度ドリフトなどにより変化すると、それは重畳成分除
去後の誤差となって出力される。図８の構成では監視用
信号は全入力チャンネルで共通であり、アナログフィル
タ２が同一仕様のものであれば、図９に示すように除去
誤差成分の位相はほぼ揃っている。

【０００９】以下、詳細に説明する。監視用信号発生回
路８の監視用信号が正弦波であると仮定し、振幅Ｖs 、
角周波数ωs 、初期位相φs 、振幅誤差ΔＶとする。
ｖ’1（ｔ），ｖ’2（ｔ），ｖ’3（ｔ），ｖ’4（ｔ）
を系統入力ｖ 1（ｔ），ｖ 2（ｔ），ｖ 3（ｔ），ｖ 4
（ｔ）のアナログフィルタ通過後の波形とし、監視用信
号の角周波数のωs に対するアナログフィルタ２のゲイ
ンをＧk 、遅れ位相をφ’k （１≦ｋ≦４）としてφk
＝φs −φ’k とおけば、アナログフィルタ２を通過後
の監視用信号重畳波形ｖ”k は式（１）〜（４）とな
る。

【００１０】

【数１】 ｖ”1（ｔ）＝ｖ’1（ｔ）＋Ｇ1（Ｖs＋ΔＶ）ｓｉｎ（ωsｔ＋φ1） …………………（１） ｖ”2（ｔ）＝ｖ’2（ｔ）＋Ｇ2（Ｖs＋ΔＶ）ｓｉｎ（ωsｔ＋φ2） …………………（２） ｖ”3（ｔ）＝ｖ’3（ｔ）＋Ｇ3（Ｖs＋ΔＶ）ｓｉｎ（ωsｔ＋φ3） …………………（３） ｖ”4（ｔ）＝ｖ’4（ｔ）＋Ｇ4（Ｖs＋ΔＶ）ｓｉｎ（ωsｔ＋φ4） …………………（４）

【００１１】このとき、監視用信号除去手段２１（ｖc
k）の作用は式（５）〜（８）で表せる。

【００１２】

【数２】 ＶC1（ｔ）＝−Ｇ1Ｖs ｓｉｎ（ωsｔ＋φ1） ………（５） ＶC2（ｔ）＝−Ｇ2Ｖs ｓｉｎ（ωsｔ＋φ2） ………（６） ＶC3（ｔ）＝−Ｇ3Ｖs ｓｉｎ（ωsｔ＋φ3） ………（７） ＶC4（ｔ）＝−Ｇ4Ｖs ｓｉｎ（ωsｔ＋φ4） ………（８）

【００１３】監視用信号除去手段２１の出力ｖ- k は式
（９）〜（１２）となる。

【００１４】

【数３】 ｖ- 1（ｔ）＝ｖ’1（ｔ）＋Ｇ1ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ1） ……（９） ｖ- 2（ｔ）＝ｖ’2（ｔ）＋Ｇ2ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ2） ……（１０） ｖ- 3（ｔ）＝ｖ’3（ｔ）＋Ｇ3ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ3） ……（１１） ｖ- 4（ｔ）＝ｖ’4（ｔ）＋Ｇ4ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ4） ……（１２）

【００１５】このｖ- k の総和演算Σｖ- k を総和演算
処理手段２２でとったとき、アナログフィルタが同一仕
様のものであれば、（φ1 ≒φ2 ≒φ3 ≒φ4 ）＝φ、
（Ｇ1 ≒Ｇ2 ≒Ｇ3 ≒Ｇ4 ）＝Ｇであるから、式（１
３）に示すとおり理論値Σｖ’k に対して誤差ΔＶが累
積される。

【００１６】

【数４】 Σｖ- k（ｔ）≒Σｖ’k（ｔ）＋（Ｇ1＋Ｇ2＋Ｇ3＋Ｇ4） ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ） ＝Σｖ’k（ｔ）＋ΣＧkΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ） ……………（１３）

【００１７】つまり、アナログ入力数の多い装置におい
て、全チャンネルの入力の総和を計算するような処理で
は前記の重畳成分の除去後の誤差の振幅が累積してしま
う。

【００１８】本発明は、このように多チャンネルの入力
の総和をとるような場合でも重畳成分の除去後の誤差が
累積しないようにすることを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の請求項１に係るディジタル保護継電器は、
複数の系統電気量をそれぞれアナログフィルタに導入
し、これらアナログフィルタからの出力をディジタル変
換して取り込みリレー演算するディジタル保護継電器に
おいて、所定の周波数、大きさの監視用信号を一部の前
記アナログフィルタに出力する監視用信号発生回路と、
前記監視用信号を反転させて他の一部の前記アナログフ
ィルタに出力する監視用信号反転手段とを具備するもの
である。

【００２０】このようにして、アナログフィルタに入力
する監視用信号を一部チャンネルについて反転させるこ
とにより、監視用信号の誤差が逆位相で出力するチャン
ネルを発生させる。これにより監視用信号を反転したチ
ャンネルと、反転していないチャンネルの入力の和をと
ったときに誤差同士が相殺され、誤差の累積を防止でき
る。

【００２１】本発明の請求項２に係るディジタル保護継
電器は、複数の系統電気量をそれぞれアナログフィルタ
に導入し、これらアナログフィルタからの出力をディジ
タル変換して取り込みリレー演算するディジタル保護継
電器において、所定の周波数、大きさの監視用信号を一
部の前記アナログフィルタに出力する監視用信号発生回
路と、前記監視用信号を移相させて他の一部の前記アナ
ログフィルタに出力する監視用信号移相手段とを具備す
るものである。

【００２２】本発明の請求項３に係るディジタル保護継
電器は、複数の系統電気量をそれぞれアナログフィルタ
に導入し、これらアナログフィルタからの出力をディジ
タル変換して取り込みリレー演算するディジタル保護継
電器において、所定の周波数、大きさの監視用信号を一
部の前記アナログフィルタに出力する監視用信号発生回
路と、前記監視用信号を電気角で１２０度の移相関係で
移相させて他の一部の前記アナログフィルタに出力する
監視用信号移相手段とを具備するものである。

【００２３】このようにして、位相がそれぞれ０°、１
２０°、２４０°のものを加えることにより結果は０と
なるから相殺効果が高くなる。

【００２４】本発明の請求項４に係るディジタル保護継
電器は、複数の系統電気量をそれぞれアナログフィルタ
に導入し、これらアナログフィルタからの出力をディジ
タル変換して取り込みリレー演算するディジタル保護継
電器において、所定の周波数、大きさの監視用信号を一
部の前記アナログフィルタに出力する監視用信号発生回
路と、前記監視用信号を電気角で３６０度／Ｎの位相関
係で移相させて他の一部の前記アナログフィルタに出力
する監視用信号移相手段とを具備するものである。

【００２５】このようにして、和をとる入力チャンネル
数がＮの整数倍のときに適し、位相はそれぞれ０°，
（３６０°／Ｎ），（３６０°×２／Ｎ），｛（３６０
°×（Ｎ−１）／Ｎ｝であり、これらすべての和は０と
なるから、Ｎの整数倍の入力チャンネルの和をとるとき
に最も誤差の相殺効果が高くなる。

【００２６】本発明の請求項５に係るディジタル保護継
電器は、複数の系統電気量をそれぞれアナログフィルタ
に導入し、これらアナログフィルタからの出力をディジ
タル変換して取り込みリレー演算するディジタル保護継
電器において、所定の周波数、大きさの監視用信号を一
部の前記アナログフィルタに出力する監視用信号発生回
路と、前記監視用信号を反転させて他の一部の前記アナ
ログフィルタに出力する監視用信号反転手段、又は移相
させて他の一部の前記アナログフィルタに出力する監視
用信号移相手段とを具備し、かつ前記アナログフィルタ
ごとに監視用信号の反転指定または移相指定が設定でき
るものである。

【００２７】このようにして、アナログフィルタに入力
する監視用信号をチャンネル毎に反転重畳指定、又は移
相重畳指定が可能なため、和をとる入力チャンネルの組
み合わせに応じて監視用信号を反転重畳又は移相重畳さ
せる入力チャンネルを指定できる。和をとる入力チャン
ネル中で反転重畳と非反転重畳の各チャンネル数が同数
のとき、又は移相重畳と非移相重畳の各チャンネル数が
同数のとき、最も高い誤差の相殺効果が期待できるか
ら、どのような装置においても最も誤差の相殺効果が高
くなる固有の設定を行うことが可能である。

【００２８】本発明の請求項６に係るディジタル保護継
電器は、複数の系統電気量をそれぞれアナログフィルタ
に導入し、これらアナログフィルタからの出力をディジ
タル変換して取り込みリレー演算するディジタル保護継
電器において、所定の周波数、大きさの監視用信号を一
部の前記アナログフィルタに出力する監視用信号発生回
路と、前記監視用信号を反転させて他の一部の前記アナ
ログフィルタに出力する監視用信号反転手段、又は移相
させて他の一部の前記アナログフィルタに出力する監視
用信号移相手段とを具備し、かつ前記複数のアナログフ
ィルタの出力をディジタル変換した値からそれぞれ監視
用信号を抽出し総和演算した値が所定値以上か否かによ
り前記複数のアナログフィルタを含むアナログ入力回路
の精度監視を行う監視手段を備えるものである。

【００２９】

【発明の実施の形態】次に本発明を実施の形態に基づい
て説明する。図１は本発明の第１の実施の形態のディジ
タル保護継電器のブロック構成図である。

【００３０】図１の構成は基本的には図８に示すものと
同じであるが、監視用信号反転手段９を新たに付加した
ものである。簡単のため、アナログフィルタ２で構成さ
れる入力チャンネルは４チャンネルで説明する。

【００３１】電力系統の電気量ｖ 1（ｔ），ｖ 2
（ｔ），ｖ 3（ｔ），ｖ 4（ｔ）は変流器ＣＴ及び変成
器ＰＤにより検出され入力変換器１を介してアナログフ
ィルタ２の各チャンネル１〜４に入力される。同時に、
アナログフィルタ２の入力チャンネル１，２には監視用
信号発生回路８により監視用信号の高調波成分を重畳
し、そのまま重畳し、入力チャンネル３，４には監視用
信号反転手段９により反転して重畳する。

【００３２】アナログフィルタ２の出力はマルチプレク
サ（ＭＰＸ）３により切換えられてアナログ・ディジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ）４でディジタルデータに変換され、
ディジタル演算装置（ＣＰＵ）６に入力される。

【００３３】ディジタル演算装置（ＣＰＵ）６ではリー
ドオンリーメモリ（ＲＯＭ）７に書かれたプログラムの
指示に従って、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）５の
メモリ機能を活用しながら制御、演算、判断が実施され
る。

【００３４】ここでアナログ入力回路は、アナログフィ
ルタ２、マルチプレクサ（ＭＰＸ）３、アナログ・ディ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ）４、監視用信号発生回路８、監
視用信号反転手段９により構成され。

【００３５】その後のアナログ入力処理についてのブロ
ック図を図２に示す。監視用信号は正弦波であると仮定
し、振幅Ｖs 、角周波数ωs 、初期位相φs 、振幅誤差
ΔＶとする。ｖ’1（ｔ），ｖ’2（ｔ），ｖ’3
（ｔ），ｖ’4（ｔ）を系統入力ｖ 1（ｔ），ｖ 2
（ｔ），ｖ 3（ｔ），ｖ 4（ｔ）のアナログフィルタ２
を通過後の波形とし、監視用信号の角周波数のωs に対
するアナログフィルタ２のゲインをＧk、遅れ位相を
φ’k （１≦ｋ≦４）としてφk ＝φs −φ’kとおけ
ば、アナログフィルタ２の通過後の監視用信号重畳波形
ｖ”k は式（１４）〜（１７）となる。

【００３６】

【数５】 ｖ”1（ｔ）＝ｖ’1（ｔ）＋Ｇ1（Ｖs＋ΔＶ） ｓｉｎ（ωsｔ＋φ1） ………………（１４） ｖ”2（ｔ）＝ｖ’2（ｔ）＋Ｇ2（Ｖs＋ΔＶ） ｓｉｎ（ωsｔ＋φ2） ………………（１５） ｖ”3（ｔ）＝ｖ’3（ｔ）−Ｇ3（Ｖs＋ΔＶ） ｓｉｎ（ωsｔ＋φ3） ………………（１６） ｖ”4（ｔ）＝ｖ’4（ｔ）−Ｇ4（Ｖs＋ΔＶ） ｓｉｎ（ωsｔ＋φ4） ………………（１７）

【００３７】このとき、監視用信号除去手段２１（ｖc
k）の作用は式（１８）〜（２１）で表せる。

【００３８】

【数６】 ＶC1（ｔ）＝−Ｇ1Ｖs ｓｉｎ（ωsｔ＋φ1） …………（１８） ＶC2（ｔ）＝−Ｇ2Ｖs ｓｉｎ（ωsｔ＋φ2） …………（１９） ＶC3（ｔ）＝＋Ｇ3Ｖs ｓｉｎ（ωsｔ＋φ3） …………（２０） ＶC4（ｔ）＝＋Ｇ4Ｖs ｓｉｎ（ωsｔ＋φ4） …………（２１）

【００３９】そして、監視用信号除去手段２１の出力ｖ
- k は式（２２）〜（２５）となる。

【００４０】

【数７】 ｖ- 1（ｔ）＝ｖ’1（ｔ）＋Ｇ1ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ1） ……（２２） ｖ- 2（ｔ）＝ｖ’2（ｔ）＋Ｇ2ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ2） ……（２３） ｖ- 3（ｔ）＝ｖ’3（ｔ）−Ｇ3ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ3） ……（２４） ｖ- 4（ｔ）＝ｖ’4（ｔ）−Ｇ4ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ4） ……（２５）

【００４１】このｖ- k の総和演算Σｖ- k を総和演算
処理手段２２でとったとき、アナログフィルタ２が同一
仕様のものであれば、（φ1 ≒φ2 ≒φ3 ≒φ4 ）＝
φ、（Ｇ1 ≒Ｇ2 ≒Ｇ3 ≒Ｇ4 ）＝Ｇであるから、式
（２６）に示すとおりとなる。

【００４２】

【数８】 Σｖ- k（ｔ）≒Σｖ’k（ｔ）＋（Ｇ1＋Ｇ2−Ｇ3−Ｇ4） ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ） ＝Σｖ’k（ｔ）＋０ ………………（２６）

【００４３】従って、理論値Σｖ’k に対して誤差ΔＶ
の影響を極めて小さくできる。

【００４４】図３は本発明の第２の実施の形態の監視用
信号重畳についてのアナログ入力処理のブロック図であ
る。簡単のため、アナログフィルタ２で構成される入力
チャンネルは４チャンネルで説明する。

【００４５】動作作用については第１の実施の形態と同
様であり、監視用信号発生回路８からの監視用信号の振
幅誤差が位相φについて入力チャンネル２が負側、入力
チャンネル３が正側にでるだけである。

【００４６】効果については全４チャンネルの総和をと
ることについて第１の実施の形態と全く同一である。特
に、反転重畳を行う入力チャンネルをチャンネル毎に指
定できるものでは、総和をとるチャンネル数が奇数の場
合であっても、総和をとった後の誤差が１チャンネル分
のＧΔＶ以下に抑えることが可能である。

【００４７】図４は本発明の第３の実施の形態の監視用
信号重畳についてのアナログ入力処理のブロック図であ
る。

【００４８】簡単のため、アナログフィルタ２で構成さ
れるアナログ入力基板３１の入力チャンネルは２チャン
ネル×２基板で説明する。アナログ入力基板１と２にお
ける監視用信号発生器８からの監視用信号は同期をと
る。その上でアナログ入力基板２の監視用信号をアナロ
グ入力基板１の監視用信号に対して監視用信号反転手段
９により反転させて重畳する。以上により、作用・効果
とも第１の実施の形態と同一となり、従来方式に比べて
回路の追加が最小限となる。

【００４９】図５は本発明の第４の実施の形態の監視用
信号重畳についてのアナログ入力処理のブロック図であ
る。

【００５０】簡単のため、アナログフィルタ２で構成さ
れる入力チャンネルは３チャンネルで説明する。入力チ
ャンネル１には監視用信号発生器８からの監視用信号を
そのまま重畳し、入力チャンネル２には１２０°遅れ
の、入力チャンネル３には２４０°遅れの、監視用信号
移相手段４１からの監視用信号をそれぞれ重畳する。

【００５１】監視用信号は正弦波であると仮定し、振幅
Ｖs 、角周波数ωs 、初期位相φs、振幅誤差ΔＶとす
る。ｖ’1（ｔ），ｖ’2（ｔ），ｖ’3（ｔ） を系統入
力ｖ1（ｔ），ｖ 2（ｔ），ｖ 3（ｔ）のアナログフィ
ルタ通過後の波形とし、監視用信号の角周波数ωs に対
するアナログフィルタｋのゲインをＧk 、遅れ位相を
φ’k （１≦ｋ≦３）としてφk ＝φs −φ’k とおけ
ば、アナログフィルタ通過後の監視用信号重畳波形ｖ”
k は式（２７）〜（２９）となる。

【００５２】

【数９】 ｖ”1（ｔ）＝ｖ’1（ｔ）＋Ｇ1（Ｖs＋ΔＶ） ｓｉｎ（ωsｔ＋φ1） ……………（２７） ｖ”2（ｔ）＝ｖ’2（ｔ）＋Ｇ2（Ｖs＋Ｖ） ｓｉｎ（ωsｔ＋φ2−２π／３） ……（２８） ｖ”3（ｔ）＝ｖ’3（ｔ）＋Ｇ3（Ｖs＋ΔＶ） ｓｉｎ（ωsｔ＋φ3−４π／３） ……（２９）

【００５３】このとき、監視用信号除去手段２１（ｖc
k）の作用は式（３０）〜（３２）で表せる。

【００５８】

【数１０】 ＶC1（ｔ）＝−Ｇ1Ｖs ｓｉｎ（ωsｔ＋φ1） …………（３０） ＶC2（ｔ）＝−Ｇ2Ｖs ｓｉｎ（ωsｔ＋φ2−２π／３） …（３１） ＶC3（ｔ）＝−Ｇ3Ｖs ｓｉｎ（ωsｔ＋φ3−４π／３） …（３２）

【００５４】そして、監視用信号除去手段２１の出力ｖ
- k は式（３３）〜（３５）となる。

【００５５】

【数１１】 ｖ- 1（ｔ）＝ｖ’1（ｔ）＋Ｇ1ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ1） ……（３３） ｖ- 2（ｔ）＝ｖ’2（ｔ）＋Ｇ2ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ2−２π／３） ……………（３４） ｖ- 3（ｔ）＝ｖ’3（ｔ）＋Ｇ3ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ3−４π／３） ……………（３５）

【００５６】このｖ- k 総和演算Σｖ- k を総和演算処
理手段２２でとったとき、アナログフィルタが同一仕様
のものであれば、（φ1 ≒φ2 ≒φ3 ）＝φ、（Ｇ1 ≒
Ｇ2≒Ｇ3 ）＝Ｇであるから、式（３６）に示すとおり
となる。

【００５７】

【数１２】 Σｖ- k （ｔ）≒Σｖ’k（ｔ）＋３ＧΔＶ｛ｓｉｎ（ωsｔ＋φ） ＋ｓｉｎ（ωsｔ＋φ−２π／３） ＋ｓｉｎ（ωsｔ＋φ−４π／３）｝ ＝Σｖ’k（ｔ）＋０ ……………（３６）

【００５８】従って、理論値Σｖ’k に対して誤差ΔＶ
の影響を極めて小さくできる。

【００６４】図６は本発明の第５の実施の形態の監視用
信号重畳についてのアナログ入力処理のブロック図であ
る。簡単のため、アナログフィルタ２で構成されるアナ
ログ入力基板３１のアナログ入力チャンネルは２チャン
ネル×３基板で説明する。

【００５９】２チャンネルで１基板を構成する計３基板
相互における、監視用信号発生回路８からの監視用信号
は同期をとる。その上で監視用信号を監視用信号移相手
段４１により移相して、アナログ入力基板２の監視用信
号をアナログ入力基板１の監視用信号に対して１２０
°、アナログ入力基板３は２４０°遅らせて重畳する。

【００６０】以上により、作用・効果とも第４の実施の
形態と同様となり、従来方式に比べて回路の追加が最小
限となる。

【００６１】図７は本発明の第６の実施の形態の監視用
信号重畳についてのアナログ入力処理のブロック図であ
る。

【００６２】簡単のため、ｎ＝５（アナログ入力チャン
ネル＝５チャンネル）で説明する。アナログフィルタ２
で構成されるアナログ入力チャンネル１〜５に監視用信
号発生回路８からの監視用信号に対して、それぞれ０
°，７２°，１４４°，２１６°，２８８°監視用信号
移相手段４１により位相をずらした監視用信号を重畳す
る。（但し、０°の場合は、直接、監視用信号発生回路
８からの監視用信号を用いる。）

【００６３】監視用信号は正弦波であると仮定し、振幅
Ｖs 、角周波数ωs 、初期位相φs、振幅誤差ΔＶとす
る。ｖ’1（ｔ），ｖ’2（ｔ），ｖ’3（ｔ），ｖ’4
（ｔ），ｖ’5（ｔ）を系統入力ｖ 1（ｔ），ｖ 2
（ｔ），ｖ 3（ｔ），ｖ4（ｔ），ｖ5（ｔ）のアナログ
フィルタ２を通過後の波形とし、監視用信号の角周波数
のωsに対するアナログフィルタ２のゲインをＧk 、遅
れ位相をφ’k （１≦ｋ≦５）としてφk ＝φs −φ’
k とおけば、アナログフィルタ２を通過後の監視用信号
重畳波形ｖ”k は式（３７）〜（４１）となる。

【００６４】

【数１３】 ｖ”1（ｔ）＝ｖ’1（ｔ）＋Ｇ1（Ｖs＋ΔＶ） ｓｉｎ（ωsｔ＋φ1） ……………（３７） ｖ”2（ｔ）＝ｖ’2（ｔ）＋Ｇ2（Ｖs＋ΔＶ） ｓｉｎ（ωsｔ＋φ2−２π／５） ………（３８） ｖ”3（ｔ）＝ｖ’3（ｔ）＋Ｇ3（Ｖs＋ΔＶ） ｓｉｎ（ωsｔ＋φ3−４π／５） ………（３９） ｖ”4（ｔ）＝ｖ’4（ｔ）＋Ｇ4（Ｖs＋ΔＶ） ｓｉｎ（ωsｔ＋φ4−６π／５） ………（４０） ｖ”5（ｔ）＝ｖ’5（ｔ）＋Ｇ5（Ｖs＋ΔＶ） ｓｉｎ（ωsｔ＋φ5−８π／５） ………（４１）

【００６５】このとき、監視用信号除去手段２１（ｖc
k）の作用は式（４２）〜（４６）で表せる。

【００６６】

【数１４】 ＶC1（ｔ）＝−Ｇ1Ｖs ｓｉｎ（ωsｔ＋φ1） ……………（４２） ＶC2（ｔ）＝−Ｇ2Ｖs ｓｉｎ（ωsｔ＋φ2−２π／５） ……（４３） ＶC3（ｔ）＝−Ｇ3Ｖs ｓｉｎ（ωsｔ＋φ3−４π／５） ……（４４） ＶC4（ｔ）＝−Ｇ4Ｖs ｓｉｎ（ωsｔ＋φ4−６π／５） ……（４５） ＶC5（ｔ）＝−Ｇ5Ｖs ｓｉｎ（ωsｔ＋φ5−８π／５） ……（４６）

【００６７】そして、監視用信号除去手段２１の出力ｖ
- k は式（４７）〜（５１）となる。

【００６８】

【数１５】 ｖ- 1（ｔ）＝ｖ’1（ｔ）＋Ｇ1ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ1） …（４７） ｖ- 2（ｔ）＝ｖ’2（ｔ）＋Ｇ2ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ2−２π／５） ……………（４８） ｖ- 3（ｔ）＝ｖ’3（ｔ）＋Ｇ3ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ3−４π／５） ………………（４９） ｖ- 4（ｔ）＝ｖ’4（ｔ）＋Ｇ4ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ4−６π／５） ………………（５０） ｖ- 5（ｔ）＝ｖ’5（ｔ）＋Ｇ5ΔＶｓｉｎ（ωsｔ＋φ5−８π／５） ………………（５１）

【００６９】このｖ- k の総和演算Σｖ- k を総和演算
処理手段２２でとったとき、アナログフィルタ２が同一
仕様のものであれば、（φ1 ≒φ2 ≒φ3 ≒φ4 ≒φ5
）＝φ、（Ｇ1 ≒Ｇ2 ≒Ｇ3 ≒Ｇ4 ≒Ｇ5 ）＝Ｇであ
るから、式（５２）に示すとおりとなる。

【００７０】

【数１６】 Σｖ- k（ｔ）≒Σｖ’k（ｔ）＋５ＧΔＶ｛ｓｉｎ（ωsｔ＋φ） ＋ｓｉｎ（ωsｔ＋φ2−２π／５） ＋ｓｉｎ（ωsｔ＋φ3−４π／５） ＋ｓｉｎ（ωsｔ＋φ4−６π／５） ＋ｓｉｎ（ωsｔ＋φ5−８π／５）｝ ＝Σｖ’k（ｔ）＋０ ………………（５２）

【００７１】従って、理論値Σｖ’k に対して誤差ΔＶ
の影響を極めて小さくできる。

【００７２】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、アナログ
フィルタに入力する監視用信号を一部チャンネルに、あ
るいはアナログ入力基板毎について反転させることによ
り、監視用信号の誤差が逆位相で出力するチャンネルを
発生させ、これにより監視用信号を反転したチャンネル
と、反転していないチャンネルの入力の和をとったとき
に誤差同士が相殺され、誤差の累積を防止できる。

【００７３】また、アナログフィルタに入力する監視用
信号を一部チャンネルについて移相させることにより、
相互の移相角の設定しだいでは監視用信号を移相したチ
ャンネルと、移相していないチャンネルの入力の和をと
ったときに誤差同士が相殺され、誤差の累積を防止でき
る。

【００７４】このように、多くの入力チャンネルのデー
タを使う演算において監視用信号の誤差が累積しないよ
うにできるので、母線保護継電装置などにもアナログ入
力回路の自動監視を適用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態のアナログ入力回路
の構成図。

【図２】本発明の第１の実施の形態のディジタル保護継
電器におけるアナログ入力処理のブロック図。

【図３】本発明の第２の実施の形態のディジタル保護継
電器におけるアナログ入力処理のブロック図。

【図４】本発明の第３の実施の形態のディジタル保護継
電器におけるアナログ入力処理のブロック図。

【図５】本発明の第４の実施の形態のディジタル保護継
電器におけるアナログ入力処理のブロック図。

【図６】本発明の第５の実施の形態のディジタル保護継
電器におけるアナログ入力処理のブロック図。

【図７】本発明の第６の実施の形態のディジタル保護継
電器におけるアナログ入力処理のブロック図。

【図８】高調波重畳による自動監視方式をとる従来のデ
ィジタル保護継電器のアナログ入力回路の構成図。

【図９】高調波重畳による自動監視方式をとる従来のデ
ィジタル保護継電器におけるアナログ入力処理のブロッ
ク図。

【符号の説明】

１ 入力変換器 ２ アナログフィルタ ３ マルチプレクサ（ＭＰＸ） ４ アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ) ５ ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ) ６ ディジタル演算装置 （ＣＰＵ) ７ リードオンリーメモリ （ＲＯＭ） ８ 監視用信号発生回路 ９ 監視用信号反転手段 ２１ 監視用 信号除去手段 ２２ 総和演算処理手段 ３１ アナログ入力基板 ４１ 監視用信号移相手段

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の系統電気量をそれぞれアナログフ
   ィルタに導入し、これらアナログフィルタからの出力を
   ディジタル変換して取り込みリレー演算するディジタル
   保護継電器において、所定の周波数、大きさの監視用信
   号を一部の前記アナログフィルタに出力する監視用信号
   発生回路と、前記監視用信号を反転させて他の一部の前
   記アナログフィルタに出力する監視用信号反転手段とを
   具備することを特徴とするディジタル保護継電器。
2. 【請求項２】 複数の系統電気量をそれぞれアナログフ
   ィルタに導入し、これらアナログフィルタからの出力を
   ディジタル変換して取り込みリレー演算するディジタル
   保護継電器において、所定の周波数、大きさの監視用信
   号を一部の前記アナログフィルタに出力する監視用信号
   発生回路と、前記監視用信号を移相させて他の一部の前
   記アナログフィルタに出力する監視用信号移相手段とを
   具備することを特徴とするディジタル保護継電器。
3. 【請求項３】 請求項２のディジタル保護継電器におい
   て、前記監視用信号移相手段は、前記監視用信号を電気
   角で１２０度の位相関係で移相させるものであることを
   特徴とするディジタル保護継電器。
4. 【請求項４】 請求項２のディジタル保護継電器におい
   て、前記監視用信号移相手段は、前記監視用信号を電気
   角で３６０度／Ｎの位相関係で移相させるものであるこ
   とを特徴とするディジタル保護継電器。
5. 【請求項５】 請求項１または請求項２のディジタル保
   護継電器において、前記アナログフィルタごとに監視用
   信号の反転指定または移相指定が設定できる構成である
   ことを特徴とするディジタル保護継電器。
6. 【請求項６】 請求項１または請求項２のディジタル保
   護継電器において、前記複数のアナログフィルタの出力
   をディジタル変換した値からそれぞれ監視用信号を抽出
   し総和演算した値が所定値以上か否かにより前記複数の
   アナログフィルタを含むアナログ入力回路の精度監視を
   行う監視手段を備えることを特徴とするディジタル保護
   継電器。