JPH1093399A - 注入同期リング発振器 - Google Patents
注入同期リング発振器Info
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- JPH1093399A JPH1093399A JP24787196A JP24787196A JPH1093399A JP H1093399 A JPH1093399 A JP H1093399A JP 24787196 A JP24787196 A JP 24787196A JP 24787196 A JP24787196 A JP 24787196A JP H1093399 A JPH1093399 A JP H1093399A
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】２段リング発振器を用い、位相同期ループを形
成することなく発振周波数を安定化でき、鋭い発振周波
数スペクトルが得られる注入同期型リング発振器を提供
する。 【解決手段】リング状に縦続接続された第１、第２の差
動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２および該差動トランジ
スタ対に電流を供給する定電流源ＣＳ１０とからなるリ
ング発振器と、第１、第２の差動トランジスタ対Ｑ１
１，Ｑ１２と定電流源ＣＳ１０との間に接続された第３
の差動トランジスタ対Ｑ１５，Ｑ１６と、第３の差動ト
ランジスタ対Ｑ１５，Ｑ１６の入力端にリング発振器の
発振周波数のぼ２倍の周波数の基準信号を注入する基準
信号注入回路３を有する。
成することなく発振周波数を安定化でき、鋭い発振周波
数スペクトルが得られる注入同期型リング発振器を提供
する。 【解決手段】リング状に縦続接続された第１、第２の差
動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２および該差動トランジ
スタ対に電流を供給する定電流源ＣＳ１０とからなるリ
ング発振器と、第１、第２の差動トランジスタ対Ｑ１
１，Ｑ１２と定電流源ＣＳ１０との間に接続された第３
の差動トランジスタ対Ｑ１５，Ｑ１６と、第３の差動ト
ランジスタ対Ｑ１５，Ｑ１６の入力端にリング発振器の
発振周波数のぼ２倍の周波数の基準信号を注入する基準
信号注入回路３を有する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は注入同期リング発振
器に係り、特に１０ＧＨｚ帯といった高周波帯域で使用
されるリング型注入同期リング発振器に関する。
器に係り、特に１０ＧＨｚ帯といった高周波帯域で使用
されるリング型注入同期リング発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】高周波帯域で使用される発振器として、
差動増幅器を用いた２段リング発振器が知られている。
図７は、従来の２段リング発振器であり、抵抗Ｒ１，Ｒ
２をコレクタ負荷とするエミッタ結合差動トランジスタ
対Ｑ１，Ｑ２とその共通エミッタに接続された定電流源
ＣＳ１とで第１の差動増幅器１が構成され、抵抗Ｒ３，
Ｒ４をコレクタ負荷とするエミッタ結合差動トランジス
タ対Ｑ３，Ｑ４とその共通エミッタに接続された定電流
源ＣＳ２とで第２の差動増幅器が構成される。差動トラ
ンジスタ対Ｑ１，Ｑ２とＱ３，Ｑ４は、リング状に縦続
接続されている。すなわち、差動増幅器１の二つのコレ
クタ出力は差動増幅器２の二つのベースに入力され、差
動増幅器２の二つのコレクタ出力は差動増幅器１の二つ
のベースに入力される。この場合、差動増幅器２の二つ
のコレクタ出力は差動増幅器１の二つのコレクタ出力と
逆相で差動増幅器１の二つのベースに入力される。
差動増幅器を用いた２段リング発振器が知られている。
図７は、従来の２段リング発振器であり、抵抗Ｒ１，Ｒ
２をコレクタ負荷とするエミッタ結合差動トランジスタ
対Ｑ１，Ｑ２とその共通エミッタに接続された定電流源
ＣＳ１とで第１の差動増幅器１が構成され、抵抗Ｒ３，
Ｒ４をコレクタ負荷とするエミッタ結合差動トランジス
タ対Ｑ３，Ｑ４とその共通エミッタに接続された定電流
源ＣＳ２とで第２の差動増幅器が構成される。差動トラ
ンジスタ対Ｑ１，Ｑ２とＱ３，Ｑ４は、リング状に縦続
接続されている。すなわち、差動増幅器１の二つのコレ
クタ出力は差動増幅器２の二つのベースに入力され、差
動増幅器２の二つのコレクタ出力は差動増幅器１の二つ
のベースに入力される。この場合、差動増幅器２の二つ
のコレクタ出力は差動増幅器１の二つのコレクタ出力と
逆相で差動増幅器１の二つのベースに入力される。
【０００３】このような２段リング発振器は、０°，９
０°，１８０°，２７０°の４相の出力Ｉ，／Ｉ，Ｑ，
／Ｑを取り出すことができるので、イメージリジェクシ
ョンミキサ等への応用が可能である（文献：1993 GaAs
IC Symposium p.37-40）。
０°，１８０°，２７０°の４相の出力Ｉ，／Ｉ，Ｑ，
／Ｑを取り出すことができるので、イメージリジェクシ
ョンミキサ等への応用が可能である（文献：1993 GaAs
IC Symposium p.37-40）。
【０００４】図８は、２段リング発振器を用いたイメー
ジリジェクションミキサであり、入力信号はギルバート
セル等により構成された二つの乗算器３１，３２のそれ
ぞれの一方の入力に供給される。乗算器３１の他方の入
力には２段リング発振器３０からの出力Ｉ，／Ｉが供給
され、乗算器３２の他方の入力には２段リング発振器３
０からの出力Ｑ，／Ｑが供給される。このような構成に
よって、乗算器３１，３２からイメージ成分が抑圧され
た直交出力Ｉout ，Ｑout が取り出すことができる。こ
の場合、２段リング発振器１０と乗算器３１，３２をＤ
Ｃ直結型で集積化することも容易である。
ジリジェクションミキサであり、入力信号はギルバート
セル等により構成された二つの乗算器３１，３２のそれ
ぞれの一方の入力に供給される。乗算器３１の他方の入
力には２段リング発振器３０からの出力Ｉ，／Ｉが供給
され、乗算器３２の他方の入力には２段リング発振器３
０からの出力Ｑ，／Ｑが供給される。このような構成に
よって、乗算器３１，３２からイメージ成分が抑圧され
た直交出力Ｉout ，Ｑout が取り出すことができる。こ
の場合、２段リング発振器１０と乗算器３１，３２をＤ
Ｃ直結型で集積化することも容易である。
【０００５】ところで、従来の２段リング発振器は、発
振周波数が差動増幅器１，２の遅延時間で決まり、この
遅延時間はトランジスタの抵抗分や容量により決まるた
め、周波数の温度変動や位相雑音が大きくなる。従っ
て、周波数を安定化しないフリーランの状態では、図９
に示すように２段リング発振器の発振周波数スペクトル
が大きく広がってしまい、また温度によって発振周波数
がドリフトしてしまうという問題がある。
振周波数が差動増幅器１，２の遅延時間で決まり、この
遅延時間はトランジスタの抵抗分や容量により決まるた
め、周波数の温度変動や位相雑音が大きくなる。従っ
て、周波数を安定化しないフリーランの状態では、図９
に示すように２段リング発振器の発振周波数スペクトル
が大きく広がってしまい、また温度によって発振周波数
がドリフトしてしまうという問題がある。
【０００６】この問題を解決するため、従来、図１０に
示すように２段リング発振器を電圧制御発振器として構
成し、位相同期ループ（ＰＬＬ）を形成することによ
り、周波数を安定化する方法が考えられている。図１０
において、基準発振器４１の出力は位相比較器４２の一
方の入力に供給され、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４４の
出力を１／ｎ分周器４３で分周した信号と位相比較され
る。位相比較器４２の出力は、ローパスフィルタ４５を
通してＶＣＯ４４に制御電圧Ｖcontとして供給される。
ＶＣＯ４４は、図７の２段リング発振器において、定電
流源ＣＳ１，ＣＳ２の電流値を可変としたものであり、
制御電圧Ｖcontによって定電流源ＣＳ１，ＣＳ２の電流
値が制御されることにより発振周波数が変化するように
構成されている。
示すように２段リング発振器を電圧制御発振器として構
成し、位相同期ループ（ＰＬＬ）を形成することによ
り、周波数を安定化する方法が考えられている。図１０
において、基準発振器４１の出力は位相比較器４２の一
方の入力に供給され、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４４の
出力を１／ｎ分周器４３で分周した信号と位相比較され
る。位相比較器４２の出力は、ローパスフィルタ４５を
通してＶＣＯ４４に制御電圧Ｖcontとして供給される。
ＶＣＯ４４は、図７の２段リング発振器において、定電
流源ＣＳ１，ＣＳ２の電流値を可変としたものであり、
制御電圧Ｖcontによって定電流源ＣＳ１，ＣＳ２の電流
値が制御されることにより発振周波数が変化するように
構成されている。
【０００７】このような構成により、２段リング発振器
は安定な基準発振器４１の出力に同期して発振する。し
かし、例えば２段リング発振器を１０ＧＨｚ帯以上の高
周波領域で使用する場合、位相同期ループを形成するこ
とは容易でなく、コスト高となる。
は安定な基準発振器４１の出力に同期して発振する。し
かし、例えば２段リング発振器を１０ＧＨｚ帯以上の高
周波領域で使用する場合、位相同期ループを形成するこ
とは容易でなく、コスト高となる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、従来
の差動増幅器を用いた２段リング発振器は、発振周波数
が差動増幅器のトランジスタの抵抗分や容量による遅延
時間により決まるため、周波数の温度変動や位相雑音が
大きく、発振周波数を安定化しないフリーランの状態で
は、発振周波数スペクトルが大きく広がってしまい、ま
た温度によって発振周波数がドリフトしてしまうという
問題がある。さらに、２段リング発振器を電圧制御発振
器として位相同期ループを形成する方法は、高周波領域
になると実現が難しく、コスト高になるという問題があ
った。
の差動増幅器を用いた２段リング発振器は、発振周波数
が差動増幅器のトランジスタの抵抗分や容量による遅延
時間により決まるため、周波数の温度変動や位相雑音が
大きく、発振周波数を安定化しないフリーランの状態で
は、発振周波数スペクトルが大きく広がってしまい、ま
た温度によって発振周波数がドリフトしてしまうという
問題がある。さらに、２段リング発振器を電圧制御発振
器として位相同期ループを形成する方法は、高周波領域
になると実現が難しく、コスト高になるという問題があ
った。
【０００９】本発明は、上記のような従来の２段リング
発振器の問題点を解決し、位相同期ループを形成するこ
となく発振周波数を安定化でき、鋭い発振周波数スペク
トルが得られる注入同期型リング発振器を提供すること
を目的とする。
発振器の問題点を解決し、位相同期ループを形成するこ
となく発振周波数を安定化でき、鋭い発振周波数スペク
トルが得られる注入同期型リング発振器を提供すること
を目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明による注入同期リング発振器は、２段リング
発振器を構成する二つの差動増幅器における第１および
第２の差動トランジスタ対に、第３の差動トランジスタ
対を介して定電流源から電流を供給する構成とした上
で、この第３の差動トランジスタ対の入力端に基準信号
注入回路からリング発振器の発振周波数のほぼ２倍の周
波数の基準信号を注入して同期をかけるようにしたこと
を特徴としている。
め、本発明による注入同期リング発振器は、２段リング
発振器を構成する二つの差動増幅器における第１および
第２の差動トランジスタ対に、第３の差動トランジスタ
対を介して定電流源から電流を供給する構成とした上
で、この第３の差動トランジスタ対の入力端に基準信号
注入回路からリング発振器の発振周波数のほぼ２倍の周
波数の基準信号を注入して同期をかけるようにしたこと
を特徴としている。
【００１１】一つの態様によれば、基準信号注入回路
は、基準発振器と、この基準発振器の出力からリング発
振器の発振周波数のぼ２倍の周波数の信号成分を抽出し
て第３の差動トランジスタ対の入力端に基準信号として
注入するフィルタ手段とにより構成される。
は、基準発振器と、この基準発振器の出力からリング発
振器の発振周波数のぼ２倍の周波数の信号成分を抽出し
て第３の差動トランジスタ対の入力端に基準信号として
注入するフィルタ手段とにより構成される。
【００１２】他の態様によれば、基準信号注入回路は、
所定の基本周波数で発振する基準発振器と、この基準発
振器の出力から基本周波数の整数倍の高調波成分を発生
する高調波発生手段と、この高調波成分からリング発振
器の発振周波数のぼ２倍の周波数の信号成分を抽出して
第３の差動トランジスタ対の入力端に基準信号として注
入するフィルタ手段とにより構成される。
所定の基本周波数で発振する基準発振器と、この基準発
振器の出力から基本周波数の整数倍の高調波成分を発生
する高調波発生手段と、この高調波成分からリング発振
器の発振周波数のぼ２倍の周波数の信号成分を抽出して
第３の差動トランジスタ対の入力端に基準信号として注
入するフィルタ手段とにより構成される。
【００１３】さらに別の態様によれば、基準信号注入回
路は、所定の基本周波数で発振する基準発振器と、電圧
制御発振器と、基準発振器および電圧制御発振器の出力
の位相差が最小となるように電圧制御発振器の発振周波
数を制御する制御手段と、電圧制御発振器の出力から基
本周波数の整数倍の高調波成分を発生する高調波発生手
段と、この高調波成分から前記リング発振器の発振周波
数のぼ２倍の周波数の信号成分を抽出して第３の差動ト
ランジスタ対の入力端に基準信号として注入するフィル
タ手段とにより構成される。
路は、所定の基本周波数で発振する基準発振器と、電圧
制御発振器と、基準発振器および電圧制御発振器の出力
の位相差が最小となるように電圧制御発振器の発振周波
数を制御する制御手段と、電圧制御発振器の出力から基
本周波数の整数倍の高調波成分を発生する高調波発生手
段と、この高調波成分から前記リング発振器の発振周波
数のぼ２倍の周波数の信号成分を抽出して第３の差動ト
ランジスタ対の入力端に基準信号として注入するフィル
タ手段とにより構成される。
【００１４】差動トランジスタ対と定電流源からなる二
つの差動増幅器をリング状に接続して構成される２段リ
ング発振器は、周波数的には１／２分周動作を行う。こ
のため、２段リング発振器における第１および第２の差
動トランジスタ対とこれらに電流を供給する定電流源と
の間に第３の差動トランジスタ対を挿入し、この第３の
差動トランジスタ対の入力端に２段リング発振器の発振
周波数の２倍の周波数の基準信号を注入して、定電流源
から差動トランジスタ対に流れる電流を制御すれば、こ
の基準信号に対して同期がかかることになる。すなわ
ち、２段リング発振器は基準信号に同期して安定な発振
動作を行う。
つの差動増幅器をリング状に接続して構成される２段リ
ング発振器は、周波数的には１／２分周動作を行う。こ
のため、２段リング発振器における第１および第２の差
動トランジスタ対とこれらに電流を供給する定電流源と
の間に第３の差動トランジスタ対を挿入し、この第３の
差動トランジスタ対の入力端に２段リング発振器の発振
周波数の２倍の周波数の基準信号を注入して、定電流源
から差動トランジスタ対に流れる電流を制御すれば、こ
の基準信号に対して同期がかかることになる。すなわ
ち、２段リング発振器は基準信号に同期して安定な発振
動作を行う。
【００１５】この場合、基準信号が安定であれば、発振
周波数スペクトルが十分に鋭い特性が得られる。また、
特に２段リング発振器を構成する第１および第２の差動
トランジスタ対にバイポーラトランジスタを用いた場合
には、同期に必要な基準信号のパワーは小さいので、基
準信号発生回路内の基準発振器のパワーは非常に小さく
て済む。このような基準発振器は、容易に安定なものが
実現できる。さらに、高調波成分からフィルタでリング
発振器の発振周波数のぼ２倍の周波数の信号成分を抽出
し、これを基準信号として用いれるようにすれば、基準
発振器の出力パワー、さらには周波数を下げることがで
き、実現はより容易となる。
周波数スペクトルが十分に鋭い特性が得られる。また、
特に２段リング発振器を構成する第１および第２の差動
トランジスタ対にバイポーラトランジスタを用いた場合
には、同期に必要な基準信号のパワーは小さいので、基
準信号発生回路内の基準発振器のパワーは非常に小さく
て済む。このような基準発振器は、容易に安定なものが
実現できる。さらに、高調波成分からフィルタでリング
発振器の発振周波数のぼ２倍の周波数の信号成分を抽出
し、これを基準信号として用いれるようにすれば、基準
発振器の出力パワー、さらには周波数を下げることがで
き、実現はより容易となる。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施形態を説明する。図１は、本発明の一実施形態に係る
注入同期リング発振器の構成を示す回路図である。二つ
の差動増幅器１，２によって２段リング発振器が構成さ
れている。すなわち、差動増幅器１は、抵抗Ｒ１１，Ｒ
１２をコレクタ負荷とする第１の差動トランジスタ対Ｑ
１１，Ｑ１２と、その共通エミッタに電流を供給する定
電流源ＣＳ１０からなり、差動増幅器２も同様に、抵抗
Ｒ１３，Ｒ１４をコレクタ負荷とする第１の差動トラン
ジスタ対Ｑ１３，Ｑ１４と、その共通エミッタに電流を
供給する定電流源ＣＳ１０からなっている。定電流源Ｃ
Ｓ１０は、この例では二つの差動増幅器１，２に共通に
用いられている。差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２と
Ｑ１３，Ｑ１４は、リング状に縦続接続されている。す
なわち、差動増幅器１の二つのコレクタ出力は差動増幅
器２の二つのベースに入力され、差動増幅器２の二つの
コレクタ出力は差動増幅器１の二つのベースに入力され
る。この場合、差動増幅器２の二つのコレクタ出力は差
動増幅器１の二つのコレクタ出力と逆相で差動増幅器１
の二つのベースに入力される。
施形態を説明する。図１は、本発明の一実施形態に係る
注入同期リング発振器の構成を示す回路図である。二つ
の差動増幅器１，２によって２段リング発振器が構成さ
れている。すなわち、差動増幅器１は、抵抗Ｒ１１，Ｒ
１２をコレクタ負荷とする第１の差動トランジスタ対Ｑ
１１，Ｑ１２と、その共通エミッタに電流を供給する定
電流源ＣＳ１０からなり、差動増幅器２も同様に、抵抗
Ｒ１３，Ｒ１４をコレクタ負荷とする第１の差動トラン
ジスタ対Ｑ１３，Ｑ１４と、その共通エミッタに電流を
供給する定電流源ＣＳ１０からなっている。定電流源Ｃ
Ｓ１０は、この例では二つの差動増幅器１，２に共通に
用いられている。差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２と
Ｑ１３，Ｑ１４は、リング状に縦続接続されている。す
なわち、差動増幅器１の二つのコレクタ出力は差動増幅
器２の二つのベースに入力され、差動増幅器２の二つの
コレクタ出力は差動増幅器１の二つのベースに入力され
る。この場合、差動増幅器２の二つのコレクタ出力は差
動増幅器１の二つのコレクタ出力と逆相で差動増幅器１
の二つのベースに入力される。
【００１７】第１の差動トランジスタ対Ｑ１１，Ｑ１２
の共通エミッタおよび第２の差動トランジスタ対Ｑ１
３，Ｑ１４の共通エミッタと定電流源ＣＳ１０との間
に、第３の差動トランジスタ対Ｑ１５，Ｑ１６がそれぞ
れ挿入されている。そして、第３の差動トランジスタ対
Ｑ１５，Ｑ１６のベースに、基準信号注入回路３から２
段リング発振器の発振周波数の２倍の周波数の基準信号
が注入される。
の共通エミッタおよび第２の差動トランジスタ対Ｑ１
３，Ｑ１４の共通エミッタと定電流源ＣＳ１０との間
に、第３の差動トランジスタ対Ｑ１５，Ｑ１６がそれぞ
れ挿入されている。そして、第３の差動トランジスタ対
Ｑ１５，Ｑ１６のベースに、基準信号注入回路３から２
段リング発振器の発振周波数の２倍の周波数の基準信号
が注入される。
【００１８】このような構成により、２段リング発振器
は基準信号注入回路４から注入される基準信号に同期し
て安定に発振する。以下、この効果を具体的に説明す
る。図２は、２段リング発振器の入力パワー、つまり２
段リング発振器を同期させるに必要な基準信号注入回路
３からの基準信号のパワーの周波数特性を示している。
この図に示されるように、２段リング発振器のフリーラ
ン周波数の２倍の周波数２・ｆfreerun では、入力パワ
ーとしては−３０ｄＢｍ以下と非常に小さくてよい。従
って、基準信号注入回路３に用いられる発振器は出力負
荷によるＱの低下がほとんどなく、周波数安定度の高い
ものを実現し易い。
は基準信号注入回路４から注入される基準信号に同期し
て安定に発振する。以下、この効果を具体的に説明す
る。図２は、２段リング発振器の入力パワー、つまり２
段リング発振器を同期させるに必要な基準信号注入回路
３からの基準信号のパワーの周波数特性を示している。
この図に示されるように、２段リング発振器のフリーラ
ン周波数の２倍の周波数２・ｆfreerun では、入力パワ
ーとしては−３０ｄＢｍ以下と非常に小さくてよい。従
って、基準信号注入回路３に用いられる発振器は出力負
荷によるＱの低下がほとんどなく、周波数安定度の高い
ものを実現し易い。
【００１９】このように基準信号注入回路３から第３の
差動トランジスタ対Ｑ１３，Ｑ１４のベースに注入する
基準信号の安定度を図ることにより、２段リング発振器
の発振周波数スペクトルは図３に示されるように鋭くな
る。
差動トランジスタ対Ｑ１３，Ｑ１４のベースに注入する
基準信号の安定度を図ることにより、２段リング発振器
の発振周波数スペクトルは図３に示されるように鋭くな
る。
【００２０】次に、本発明のより具体的な実施形態につ
いて説明する。図４は、図１中の基準信号注入回路３の
一例を具体的に示した回路図である。スパイラル共振器
４と、コレクタ接地のトランジスタＱ２１と、トランジ
スタＱ２１のコレクタ・エミッタ間に接続されたキャパ
シタＣ１および定電流源ＣＳ２１により第１の基準発振
器６が構成され、同様にスパイラル共振器５と、コレク
タ接地のトランジスタＱ２２と、トランジスタＱ２２の
コレクタ・エミッタ間に接続されたキャパシタＣ２およ
び定電流源ＣＳ２２により第２の基準発振器７が構成さ
れる。すなわち、第１、第２の基準発振器６，７はスパ
イラル共振器４，５の共振周波数を基本周波数として高
調波を多く成分を含む出力を発生する。
いて説明する。図４は、図１中の基準信号注入回路３の
一例を具体的に示した回路図である。スパイラル共振器
４と、コレクタ接地のトランジスタＱ２１と、トランジ
スタＱ２１のコレクタ・エミッタ間に接続されたキャパ
シタＣ１および定電流源ＣＳ２１により第１の基準発振
器６が構成され、同様にスパイラル共振器５と、コレク
タ接地のトランジスタＱ２２と、トランジスタＱ２２の
コレクタ・エミッタ間に接続されたキャパシタＣ２およ
び定電流源ＣＳ２２により第２の基準発振器７が構成さ
れる。すなわち、第１、第２の基準発振器６，７はスパ
イラル共振器４，５の共振周波数を基本周波数として高
調波を多く成分を含む出力を発生する。
【００２１】第１、第２の基準発振器６，７からの出力
は、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタから取り出
され、さらにＲＣで構成されたハイパスフィルタ８，９
をそれぞれ通して２段リング発振器の発振周波数の２倍
の周波数の信号成分が抽出される。これらの信号成分が
定電流源ＣＳ２３を負荷とするトランジスタＱ２３によ
るエミッタフォロワ、同じく定電流源ＣＳ２４を負荷と
するトランジスタＱ２４によるエミッタフォロワをそれ
ぞれ介して、第３の差動トランジスタ対Ｑ１３，Ｑ１４
のベースに基準信号として注入される。
は、トランジスタＱ２１，Ｑ２２のエミッタから取り出
され、さらにＲＣで構成されたハイパスフィルタ８，９
をそれぞれ通して２段リング発振器の発振周波数の２倍
の周波数の信号成分が抽出される。これらの信号成分が
定電流源ＣＳ２３を負荷とするトランジスタＱ２３によ
るエミッタフォロワ、同じく定電流源ＣＳ２４を負荷と
するトランジスタＱ２４によるエミッタフォロワをそれ
ぞれ介して、第３の差動トランジスタ対Ｑ１３，Ｑ１４
のベースに基準信号として注入される。
【００２２】このような構成にすると、ハイパスフィル
タ８，９は基準発振器６，７からの出力のうち、基本周
波数成分以外の特定の高調波成分、すなわち第３の差動
トランジスタ対Ｑ１５，Ｑ１６のベースに注入する基準
信号となる２段リング発振器の発振周波数の２倍の周波
数の信号成分のみを抽出するので、基準発振器６，７の
基本周波数成分に対する負荷は小さなものとなる。従っ
て、基準発振器６，７としてＱ値の高い発振器を実現し
易くなる。
タ８，９は基準発振器６，７からの出力のうち、基本周
波数成分以外の特定の高調波成分、すなわち第３の差動
トランジスタ対Ｑ１５，Ｑ１６のベースに注入する基準
信号となる２段リング発振器の発振周波数の２倍の周波
数の信号成分のみを抽出するので、基準発振器６，７の
基本周波数成分に対する負荷は小さなものとなる。従っ
て、基準発振器６，７としてＱ値の高い発振器を実現し
易くなる。
【００２３】図５は、基準信号注入回路３の他の実施形
態を示す図であり、ある基本周波数で発振する基準発振
器１１の出力をステップリカバリダイオードのような非
線形素子を用いた高調波発生素子１２に入力して高調波
成分、すなわち基本周波数の整数倍の周波数成分を発生
させ、この高調波成分をハイパスフィルタ１３に通すこ
とにより、２段リング発振器の発振周波数の２倍の周波
数の信号成分を抽出して、第３の差動トランジスタ対Ｑ
１５，Ｑ１６のベースに注入する基準信号とするように
した例である。
態を示す図であり、ある基本周波数で発振する基準発振
器１１の出力をステップリカバリダイオードのような非
線形素子を用いた高調波発生素子１２に入力して高調波
成分、すなわち基本周波数の整数倍の周波数成分を発生
させ、この高調波成分をハイパスフィルタ１３に通すこ
とにより、２段リング発振器の発振周波数の２倍の周波
数の信号成分を抽出して、第３の差動トランジスタ対Ｑ
１５，Ｑ１６のベースに注入する基準信号とするように
した例である。
【００２４】この実施形態によると、基準発振器１１と
して高調波成分の出力エネルギーが小さい単純な正弦波
発振器を用いることができ、その実現がより容易とな
る。図６は、基準信号注入回路３のさらに別の実施形態
を示す図であり、図５中の基準発振器１１に代えて、位
相同期ループ（ＰＬＬ）２０を用いている。ＰＬＬ２０
は、基準発振器２１、位相比較器２２、１／ｎ分周器２
３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２４およびローパスフィ
ルタ２５からなる。基準発振器２１の出力は位相比較器
２２の一方の入力に供給され、ＶＣＯ２４の出力を１／
ｎ分周器２３で分周した信号と位相比較される。位相比
較器２２の出力は、ローパスフィルタ２５を通してＶＣ
Ｏ２４に制御電圧として供給される。これにより、ＶＣ
Ｏ２４から基準発振器２１の発振周波数のｎ倍の周波数
の信号成分を取り出すことができる。
して高調波成分の出力エネルギーが小さい単純な正弦波
発振器を用いることができ、その実現がより容易とな
る。図６は、基準信号注入回路３のさらに別の実施形態
を示す図であり、図５中の基準発振器１１に代えて、位
相同期ループ（ＰＬＬ）２０を用いている。ＰＬＬ２０
は、基準発振器２１、位相比較器２２、１／ｎ分周器２
３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２４およびローパスフィ
ルタ２５からなる。基準発振器２１の出力は位相比較器
２２の一方の入力に供給され、ＶＣＯ２４の出力を１／
ｎ分周器２３で分周した信号と位相比較される。位相比
較器２２の出力は、ローパスフィルタ２５を通してＶＣ
Ｏ２４に制御電圧として供給される。これにより、ＶＣ
Ｏ２４から基準発振器２１の発振周波数のｎ倍の周波数
の信号成分を取り出すことができる。
【００２５】このＶＣＯ２４の出力を図５の場合と同
様、高調波発生素子１２に入力して高調波成分を発生さ
せ、この高調波成分をハイパスフィルタ１３に通すこと
により２段リング発振器の発振周波数の２倍の周波数の
信号成分を抽出して、第３の差動トランジスタ対Ｑ１
５，Ｑ１６のベースに注入する基準信号とする。
様、高調波発生素子１２に入力して高調波成分を発生さ
せ、この高調波成分をハイパスフィルタ１３に通すこと
により２段リング発振器の発振周波数の２倍の周波数の
信号成分を抽出して、第３の差動トランジスタ対Ｑ１
５，Ｑ１６のベースに注入する基準信号とする。
【００２６】本実施形態によると、基準発振器２１の発
振周波数をより低くすることができるので、従来の２段
リング発振器を直接位相同期させる場合より実現が容易
となるという利点がある。
振周波数をより低くすることができるので、従来の２段
リング発振器を直接位相同期させる場合より実現が容易
となるという利点がある。
【００２７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば２
段リング発振器における第１、第２の差動トランジスタ
対と定電流源との間に第３の差動トランジスタ対を挿入
し、この第３の差動トランジスタ対の入力端に２段リン
グ発振器の発振周波数の２倍の周波数の基準信号を注入
して定電流源から差動トランジスタ対に流れる電流を制
御する構成とすることにより、２段リング発振器を基準
信号に対して同期をかけて安定な発振動作を行わせるこ
とができる。
段リング発振器における第１、第２の差動トランジスタ
対と定電流源との間に第３の差動トランジスタ対を挿入
し、この第３の差動トランジスタ対の入力端に２段リン
グ発振器の発振周波数の２倍の周波数の基準信号を注入
して定電流源から差動トランジスタ対に流れる電流を制
御する構成とすることにより、２段リング発振器を基準
信号に対して同期をかけて安定な発振動作を行わせるこ
とができる。
【００２８】従って、注入する基準信号が安定であれ
ば、発振周波数スペクトルが十分に鋭い特性が得られ、
また特に２段リング発振器の差動トランジスタ対にバイ
ポーラトランジスタを用いた場合、同期に必要な基準信
号のパワーは小さいので、基準信号源となる基準発振器
のパワーは非常に小さくて済み、このような基準発振器
は、容易に安定なものが実現できる。
ば、発振周波数スペクトルが十分に鋭い特性が得られ、
また特に２段リング発振器の差動トランジスタ対にバイ
ポーラトランジスタを用いた場合、同期に必要な基準信
号のパワーは小さいので、基準信号源となる基準発振器
のパワーは非常に小さくて済み、このような基準発振器
は、容易に安定なものが実現できる。
【００２９】さらに、高調波成分からフィルタでリング
発振器の発振周波数のぼ２倍の周波数の信号成分を抽出
し、これを基準信号として用いれるようにすれば、基準
発振器のパワー、さらには周波数を下げることができ、
実現はより容易となる。
発振器の発振周波数のぼ２倍の周波数の信号成分を抽出
し、これを基準信号として用いれるようにすれば、基準
発振器のパワー、さらには周波数を下げることができ、
実現はより容易となる。
【００３０】このように本発明による注入同期リング発
振器は、１０ＧＨｚ帯以上の高周波領域においても、位
相同期ループを形成することなく発振周波数を安定化で
き、かつ発振周波数スペクトルの鋭い優れた特性を実現
することができる。
振器は、１０ＧＨｚ帯以上の高周波領域においても、位
相同期ループを形成することなく発振周波数を安定化で
き、かつ発振周波数スペクトルの鋭い優れた特性を実現
することができる。
【図１】本発明に係る注入同期型リング発振器の一実施
形態の構成を示す回路図
形態の構成を示す回路図
【図２】第３の差動トランジスタ対に注入する基準信号
の入力パワーの周波数特性を示す図
の入力パワーの周波数特性を示す図
【図３】本発明に係る注入同期リング発振器の発振周波
数スペクトルを示す図
数スペクトルを示す図
【図４】本発明に係る注入同期型リング発振器のより具
体的な実施形態の構成を示す回路図
体的な実施形態の構成を示す回路図
【図５】本発明に係る注入同期型リング発振器における
基準信号注入回路の他の実施形態を示すブロック図
基準信号注入回路の他の実施形態を示すブロック図
【図６】本発明に係る注入同期型リング発振器における
基準信号注入回路のさらに別の実施形態を示すブロック
図
基準信号注入回路のさらに別の実施形態を示すブロック
図
【図７】従来の２段リング発振器の構成を示す回路図
【図８】２段リング発振器を用いたイメージリジェショ
ンミキサの構成図
ンミキサの構成図
【図９】従来の２段リング発振器の発振周波数スペクト
ルを示す図
ルを示す図
【図１０】従来の位相同期ループを用いて２段リング発
振器を安定化させる手法を説明するための図
振器を安定化させる手法を説明するための図
１，２…第１、第２の差動増幅器 ３…基準信号注入回路 ４，５…スパイラル共振器 ６，７…基準発振器 ８，９…ハイパスフィルタ １１…基準発振器 １２…高調波発生素子 １３…ハイパスフィルタ ２０…ＰＬＬ ２１…基準発振器 ２２…位相比較器 ２３…１／ｎ分周器 ２４…電圧制御発振器 ２５…ローパスフィルタ Ｑ１１，Ｑ１２…第１の差動トランジスタ対 Ｑ１３，Ｑ１４…第２の差動トランジスタ対 Ｑ１５，Ｑ１６…第３の差動トランジスタ対 ＣＳ１０，ＣＳ２１，ＣＳ２２，ＣＳ２３，ＣＳ２４…
定電流源 Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４…トランジスタ
定電流源 Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ２３，Ｑ２４…トランジスタ
Claims (1)
- 【請求項１】リング状に縦続接続された第１および第２
の差動トランジスタ対および該差動トランジスタ対に電
流を供給する定電流源とからなるリング発振器と、 前記第１および第２の差動トランジスタ対と前記定電流
源との間に接続された第３の差動トランジスタ対と、 前記第３の差動トランジスタ対の入力端に前記リング発
振器の発振周波数のほぼ２倍の周波数の基準信号を注入
する基準信号注入回路とを備えたことを特徴とする注入
同期リング発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24787196A JPH1093399A (ja) | 1996-09-19 | 1996-09-19 | 注入同期リング発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24787196A JPH1093399A (ja) | 1996-09-19 | 1996-09-19 | 注入同期リング発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1093399A true JPH1093399A (ja) | 1998-04-10 |
Family
ID=17169868
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24787196A Pending JPH1093399A (ja) | 1996-09-19 | 1996-09-19 | 注入同期リング発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1093399A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007208589A (ja) * | 2006-02-01 | 2007-08-16 | Univ Of Tokyo | 周波数分周器 |
| JP2009225438A (ja) * | 2008-02-20 | 2009-10-01 | Tokyo Institute Of Technology | 発振装置 |
| JP2011082954A (ja) * | 2009-09-11 | 2011-04-21 | Sony Corp | 同期発振器、クロック再生装置、クロック分配回路、およびマルチモード注入回路 |
| WO2011089918A1 (ja) | 2010-01-22 | 2011-07-28 | パナソニック株式会社 | 注入同期型分周器及びｐｌｌ回路 |
| WO2015042814A1 (en) * | 2013-09-25 | 2015-04-02 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Wideband injection locked frequency multipliers, oscillators and dividers using higher order lc resonant tank |
| IT201900016871A1 (it) * | 2019-09-20 | 2021-03-20 | St Microelectronics Srl | Circuito elettronico per triplicare la frequenza, in particolare per applicazioni in radiofrequenza nell'intervallo delle onde millimetriche |
-
1996
- 1996-09-19 JP JP24787196A patent/JPH1093399A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007208589A (ja) * | 2006-02-01 | 2007-08-16 | Univ Of Tokyo | 周波数分周器 |
| JP2009225438A (ja) * | 2008-02-20 | 2009-10-01 | Tokyo Institute Of Technology | 発振装置 |
| JP2011082954A (ja) * | 2009-09-11 | 2011-04-21 | Sony Corp | 同期発振器、クロック再生装置、クロック分配回路、およびマルチモード注入回路 |
| WO2011089918A1 (ja) | 2010-01-22 | 2011-07-28 | パナソニック株式会社 | 注入同期型分周器及びｐｌｌ回路 |
| US8466721B2 (en) | 2010-01-22 | 2013-06-18 | Panasonic Corporation | Injection locked frequency divider and PLL circuit |
| JP5480896B2 (ja) * | 2010-01-22 | 2014-04-23 | パナソニック株式会社 | 注入同期型奇数分周器及びｐｌｌ回路 |
| WO2015042814A1 (en) * | 2013-09-25 | 2015-04-02 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Wideband injection locked frequency multipliers, oscillators and dividers using higher order lc resonant tank |
| IT201900016871A1 (it) * | 2019-09-20 | 2021-03-20 | St Microelectronics Srl | Circuito elettronico per triplicare la frequenza, in particolare per applicazioni in radiofrequenza nell'intervallo delle onde millimetriche |
| US11271552B2 (en) | 2019-09-20 | 2022-03-08 | Stmicroelectronics S.R.L. | Electronic circuit for tripling frequency |
| US11658646B2 (en) | 2019-09-20 | 2023-05-23 | Stmicroelectronics S.R.L. | Electronic circuit for tripling frequency |
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