JPH09246865A - 電圧制御型直交発振器 - Google Patents
電圧制御型直交発振器Info
- Publication number
- JPH09246865A JPH09246865A JP8057101A JP5710196A JPH09246865A JP H09246865 A JPH09246865 A JP H09246865A JP 8057101 A JP8057101 A JP 8057101A JP 5710196 A JP5710196 A JP 5710196A JP H09246865 A JPH09246865 A JP H09246865A
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- JP
- Japan
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- amplifier
- transfer conductance
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡単な回路構成で、直交出力信号が得られる
電圧制御型直交発振器を提供することである。 【解決手段】 正，負の出力を行うアンプＡ０とＢ０を
２段リング状に接続した電圧制御型直交発振器であっ
て、各アンプＡ０，Ｂ０を、メインアンプ１０と伝達コ
ンダクタンス素子２０で構成し、各素子の所要のものの
回路電流を変化させて発振周波数を変える構成を特徴と
している。
電圧制御型直交発振器を提供することである。 【解決手段】 正，負の出力を行うアンプＡ０とＢ０を
２段リング状に接続した電圧制御型直交発振器であっ
て、各アンプＡ０，Ｂ０を、メインアンプ１０と伝達コ
ンダクタンス素子２０で構成し、各素子の所要のものの
回路電流を変化させて発振周波数を変える構成を特徴と
している。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は簡単な回路構成で高周波
な直交出力信号が得られる２段リング発振器を用いた電
圧制御型直交発振器に関するものである。
な直交出力信号が得られる２段リング発振器を用いた電
圧制御型直交発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】デジタルセルラー、ＰＨＳをはじめとす
るデジタル通信の携帯端末の開発がめざましく、小型、
軽量、低消費電力化が要求されている。この方式におい
ては、ＱＰＳＫ等の直交変復調方式が用いられており、
高い位相精度をもつ位相が９０度異なる２つの差動信号
（９０度の位相差を持つ４相信号）が変復調器のローカ
ル信号（ＬＯ）として必要とされる。従来用いられてい
る方法を図８に示す。
るデジタル通信の携帯端末の開発がめざましく、小型、
軽量、低消費電力化が要求されている。この方式におい
ては、ＱＰＳＫ等の直交変復調方式が用いられており、
高い位相精度をもつ位相が９０度異なる２つの差動信号
（９０度の位相差を持つ４相信号）が変復調器のローカ
ル信号（ＬＯ）として必要とされる。従来用いられてい
る方法を図８に示す。
【０００３】図８（ａ）において、１００はローカル信
号発振器、２００はＦＦ（フリップフロップ）型の９０
度移相器、３００は直交変調器、Ｉ，Ｑは互いに９０°
の位相差をもつ差動信号を示す。図８（ａ）はフリップ
フロップ（ＦＦ）回路を用いた例であり、ＬＯの２倍の
周波数の信号を９０度移相器２００に入力し、分周動作
を行うことにより位相が９０度異なる２つの差動信号
Ｉ，Ｑを得ている。直交変調器３００では、ベースバン
ド信号と差動信号Ｉ，Ｑとの乗算が行われ、高周波信号
ＲＦが出力される。しかし、この回路ではローカル信号
ＬＯの周波数ｆの２倍の周波数２ｆの信号を発生させる
必要があり、変復調の高周波化には不利である。
号発振器、２００はＦＦ（フリップフロップ）型の９０
度移相器、３００は直交変調器、Ｉ，Ｑは互いに９０°
の位相差をもつ差動信号を示す。図８（ａ）はフリップ
フロップ（ＦＦ）回路を用いた例であり、ＬＯの２倍の
周波数の信号を９０度移相器２００に入力し、分周動作
を行うことにより位相が９０度異なる２つの差動信号
Ｉ，Ｑを得ている。直交変調器３００では、ベースバン
ド信号と差動信号Ｉ，Ｑとの乗算が行われ、高周波信号
ＲＦが出力される。しかし、この回路ではローカル信号
ＬＯの周波数ｆの２倍の周波数２ｆの信号を発生させる
必要があり、変復調の高周波化には不利である。
【０００４】図８（ｂ）は抵抗とコンデンサのフィルタ
により９０度移相器２０１を構成し９０度の位相差を持
たせるＣＲ型の回路である。この回路では、入力の周波
数ｆが変化した場合、振幅が等しくかつ、位相が９０度
異なる２つの信号を得るには抵抗、またはコンデンサの
値を可変電圧源２０２によりバイアス電圧を変えて微調
する必要がある。
により９０度移相器２０１を構成し９０度の位相差を持
たせるＣＲ型の回路である。この回路では、入力の周波
数ｆが変化した場合、振幅が等しくかつ、位相が９０度
異なる２つの信号を得るには抵抗、またはコンデンサの
値を可変電圧源２０２によりバイアス電圧を変えて微調
する必要がある。
【０００５】そこで、近年、図８（ｃ）のような偶数段
構成のリング発振器１０１の使用が考えられている。リ
ング発振器１０１は移相器を必要とせず、リング発振器
１０１から直接９０度異なる２つの差動信号Ｉ，Ｑが直
接取り出せる。よって、回路が簡略化され、また調整の
必要がないという利点がある。発振の高周波化を考えた
場合、リング発振器の段数が最小、即ち２段構成にする
必要がある。図９に２段リング発振器の原理を示す。
構成のリング発振器１０１の使用が考えられている。リ
ング発振器１０１は移相器を必要とせず、リング発振器
１０１から直接９０度異なる２つの差動信号Ｉ，Ｑが直
接取り出せる。よって、回路が簡略化され、また調整の
必要がないという利点がある。発振の高周波化を考えた
場合、リング発振器の段数が最小、即ち２段構成にする
必要がある。図９に２段リング発振器の原理を示す。
【０００６】図９において、Ａ，Ｂはアンプで、アンプ
Ａの出力が反転せずにそのままアンプＢの入力に接続さ
れ、アンプＢの出力は反転してアンプＡの入力に接続さ
れている。この構成により発振が起り、目的の信号を取
り出すことができる。
Ａの出力が反転せずにそのままアンプＢの入力に接続さ
れ、アンプＢの出力は反転してアンプＡの入力に接続さ
れている。この構成により発振が起り、目的の信号を取
り出すことができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】発振条件を満足するに
は、アンプＡ、及びアンプＢ内でそれぞれ位相が９０度
回転し、かつ利得が１倍である必要がある。この条件で
９０度位相の異なる４つの信号を取り出せる。しかし、
アンプＡ、及びＢを構成が単純な一段のアンプ（単一極
を持っている）で構成すると、図１０に示すとおり位相
が９０度回転する条件では利得が０倍となり、発振が起
らない。
は、アンプＡ、及びアンプＢ内でそれぞれ位相が９０度
回転し、かつ利得が１倍である必要がある。この条件で
９０度位相の異なる４つの信号を取り出せる。しかし、
アンプＡ、及びＢを構成が単純な一段のアンプ（単一極
を持っている）で構成すると、図１０に示すとおり位相
が９０度回転する条件では利得が０倍となり、発振が起
らない。
【０００８】すなわち、図１０においてαはゲイン特性
曲線、βは位相特性曲線であり、周波数ｆ1 においては
ゲインが０ｄＢであるが位相は９０度回転していないの
で発振はしない。また、周波数ｆ2 においては、位相は
９０度回転しているがゲインが０ｄＢ以下であり、これ
もまた発振しない。すなわち、図１０に示すような条件
では発振は起らない。
曲線、βは位相特性曲線であり、周波数ｆ1 においては
ゲインが０ｄＢであるが位相は９０度回転していないの
で発振はしない。また、周波数ｆ2 においては、位相は
９０度回転しているがゲインが０ｄＢ以下であり、これ
もまた発振しない。すなわち、図１０に示すような条件
では発振は起らない。
【０００９】本発明の目的は、簡単な回路構成で直交出
力信号が得られる電圧制御型直交発振器を提供すること
にある。
力信号が得られる電圧制御型直交発振器を提供すること
にある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、２段リング発
振器の各段アンプに正帰還ループを付加することにより
発振を可能にし、簡単な回路構成で高周波な直交出力信
号が得られることを実現できるようにしたものである。
振器の各段アンプに正帰還ループを付加することにより
発振を可能にし、簡単な回路構成で高周波な直交出力信
号が得られることを実現できるようにしたものである。
【００１１】
【作用】図１は、本発明の基本概念を説明するための図
である。図１において、１０はメインアンプ、２０は伝
達コンダクタンスｇｍの伝達コンダクタンス素子、４０
は入力端子、５０は出力端子であり、図９のアンプＡま
たはＢに相当するアンプＡ０またはＢ０を示している。
なお、ｇｍは伝達コンダクタンスを示す。ここで、出力
端子５０の電圧がΔＶだけ上昇したとすると、すなわち
伝達コンダクタンス素子２０の入力もΔＶだけ上がる。
伝達コンダクタンスｇｍは逆相であるので、ΔＶの電圧
増加はｇｍ×ΔＶの電流減少を導く。するとメインアン
プ１０内の出力抵抗の電圧降下が減少する。すなわち、
出力端子５０の電圧が上がる。これが正帰還である。こ
のように、メインアンプ１０の出力に伝達コンダクタン
ス素子２０で構成された正帰還ループを接続し、位相が
９０度回転したときでも１以上のゲインを持たせてい
る。よって、図９のように２段に接続すればアンプＡ
０、及びＢ０での遅延時間が１／４周期（９０度）とな
り、発振周波数が決定される。
である。図１において、１０はメインアンプ、２０は伝
達コンダクタンスｇｍの伝達コンダクタンス素子、４０
は入力端子、５０は出力端子であり、図９のアンプＡま
たはＢに相当するアンプＡ０またはＢ０を示している。
なお、ｇｍは伝達コンダクタンスを示す。ここで、出力
端子５０の電圧がΔＶだけ上昇したとすると、すなわち
伝達コンダクタンス素子２０の入力もΔＶだけ上がる。
伝達コンダクタンスｇｍは逆相であるので、ΔＶの電圧
増加はｇｍ×ΔＶの電流減少を導く。するとメインアン
プ１０内の出力抵抗の電圧降下が減少する。すなわち、
出力端子５０の電圧が上がる。これが正帰還である。こ
のように、メインアンプ１０の出力に伝達コンダクタン
ス素子２０で構成された正帰還ループを接続し、位相が
９０度回転したときでも１以上のゲインを持たせてい
る。よって、図９のように２段に接続すればアンプＡ
０、及びＢ０での遅延時間が１／４周期（９０度）とな
り、発振周波数が決定される。
【００１２】発振周波数の可変は図２（ａ），（ｂ）に
示すような２つの手法が考えられる。１つは図２（ａ）
のようにメインアンプ１０のみ外部可変電流源ＶＩを用
いるか、または伝達コンダクタンス素子２０のみ外部可
変電流源を用いるか、または両方の回路全体のバイアス
電流を外部可変電圧源により変化させる方法である。
示すような２つの手法が考えられる。１つは図２（ａ）
のようにメインアンプ１０のみ外部可変電流源ＶＩを用
いるか、または伝達コンダクタンス素子２０のみ外部可
変電流源を用いるか、または両方の回路全体のバイアス
電流を外部可変電圧源により変化させる方法である。
【００１３】もう１つは図２（ｂ）のように正帰還量の
可変インピーダンス回路３０を帰還ループ内に直列に挿
入してインピーダンスの変化により発振周波数の可変を
実現する方法である。前者は帰還量が大きいため大きな
出力振幅が得られる。後者はメインアンプ１０、伝達コ
ンダクタンス素子２０の動作状態に変化がないので、出
力信号のＤＣレベルが変動しないという特徴がある。
可変インピーダンス回路３０を帰還ループ内に直列に挿
入してインピーダンスの変化により発振周波数の可変を
実現する方法である。前者は帰還量が大きいため大きな
出力振幅が得られる。後者はメインアンプ１０、伝達コ
ンダクタンス素子２０の動作状態に変化がないので、出
力信号のＤＣレベルが変動しないという特徴がある。
【００１４】
〔実施例１〕図３，図４は、本発明の第１の実施例を、
バイポーラトランジスタ対により実現した回路図と、そ
のブロック図である。図３において、Ｑ１〜Ｑ１２はト
ランジスタ、Ｒ１〜Ｒ８は抵抗、ＶＥは可変電圧源、ｎ
１〜ｎ３，ｎ１１〜ｎ１３，ｎ２１，ｎ２２はノード、
Ｖｃｃは電源、ｌｏｑ，ｌｏｑｂは差動信号Ｑの出力端
子、ｌｏｉ，ｌｏｉｂは差動信号Ｉの出力端子を示す。
図４において、１０はメインアンプ、２０は伝達コンダ
クタンス素子であり、図３と同じ部分には同じ符号を付
して対応付けしている。トランジスタ対Ｑ１，Ｑ２、並
びにＱ５，Ｑ６によりメインアンプ１０がそれぞれ構成
され、トランジスタ対Ｑ３，Ｑ４、並びにＱ７，Ｑ８に
より伝達コンダクタンス素子２０がそれぞれ構成されて
いる。この実施例では周波数を変化させるのに回路全体
の電流を可変電圧源ＶＥを可変することにより行ってい
る。トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ、及びトランジ
スタＱ５，Ｑ６のコレクタから位相が９０度異なる、２
つの差動信号Ｑ，Ｉの出力が得られる。９０度性が０．
１度以下であることをシュミレーションにより確認でき
た。
バイポーラトランジスタ対により実現した回路図と、そ
のブロック図である。図３において、Ｑ１〜Ｑ１２はト
ランジスタ、Ｒ１〜Ｒ８は抵抗、ＶＥは可変電圧源、ｎ
１〜ｎ３，ｎ１１〜ｎ１３，ｎ２１，ｎ２２はノード、
Ｖｃｃは電源、ｌｏｑ，ｌｏｑｂは差動信号Ｑの出力端
子、ｌｏｉ，ｌｏｉｂは差動信号Ｉの出力端子を示す。
図４において、１０はメインアンプ、２０は伝達コンダ
クタンス素子であり、図３と同じ部分には同じ符号を付
して対応付けしている。トランジスタ対Ｑ１，Ｑ２、並
びにＱ５，Ｑ６によりメインアンプ１０がそれぞれ構成
され、トランジスタ対Ｑ３，Ｑ４、並びにＱ７，Ｑ８に
より伝達コンダクタンス素子２０がそれぞれ構成されて
いる。この実施例では周波数を変化させるのに回路全体
の電流を可変電圧源ＶＥを可変することにより行ってい
る。トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ、及びトランジ
スタＱ５，Ｑ６のコレクタから位相が９０度異なる、２
つの差動信号Ｑ，Ｉの出力が得られる。９０度性が０．
１度以下であることをシュミレーションにより確認でき
た。
【００１５】〔実施例２〕図５，図６は、図３の回路の
周波数の可変を帰還ループ内に直列に挿入したエミッタ
ホロア回路に流れる電流を可変することにより行った本
発明の第２の実施例である。図５において、図３と同じ
部分には同一の符号を付してあり、ｑｅ３，ｑｅｂ３，
ｑｅ４，ｑｅｂ４，ｑｅ７，ｑｅｂ７，ｑｅ８，ｑｅｂ
８はトランジスタ、ｒｅ３，ｒｅ４，ｒｅ７，ｒｅ８は
トランジスタ、ｅ３，ｅ４，ｅ７，ｅ８はノード、ｂｂ
ｅ３，ｂｂｅ４，ｂｂｅ７，ｂｂｅ８はエミッタを示
す。図６は図５をブロック図で示したもので、図４と同
様のものである。トランジスタ対Ｑ１，Ｑ２、並びにＱ
５，Ｑ６によりメインアンプ１０が構成され、トランジ
スタ対Ｑ３，Ｑ４、並びにＱ７，Ｑ８により伝達コンダ
クタンス素子２０が構成されている。トランジスタｑｅ
３，ｑｅ４，ｑｅ７、並びにｑｅ８により可変インピー
ダンス回路（エミッタホロア回路）が構成されている。
この構成によれば、可変電圧源ＶＥを加減することによ
り図２（ｂ）で説明した原理により正帰還量が変化す
る。
周波数の可変を帰還ループ内に直列に挿入したエミッタ
ホロア回路に流れる電流を可変することにより行った本
発明の第２の実施例である。図５において、図３と同じ
部分には同一の符号を付してあり、ｑｅ３，ｑｅｂ３，
ｑｅ４，ｑｅｂ４，ｑｅ７，ｑｅｂ７，ｑｅ８，ｑｅｂ
８はトランジスタ、ｒｅ３，ｒｅ４，ｒｅ７，ｒｅ８は
トランジスタ、ｅ３，ｅ４，ｅ７，ｅ８はノード、ｂｂ
ｅ３，ｂｂｅ４，ｂｂｅ７，ｂｂｅ８はエミッタを示
す。図６は図５をブロック図で示したもので、図４と同
様のものである。トランジスタ対Ｑ１，Ｑ２、並びにＱ
５，Ｑ６によりメインアンプ１０が構成され、トランジ
スタ対Ｑ３，Ｑ４、並びにＱ７，Ｑ８により伝達コンダ
クタンス素子２０が構成されている。トランジスタｑｅ
３，ｑｅ４，ｑｅ７、並びにｑｅ８により可変インピー
ダンス回路（エミッタホロア回路）が構成されている。
この構成によれば、可変電圧源ＶＥを加減することによ
り図２（ｂ）で説明した原理により正帰還量が変化す
る。
【００１６】図７は、実施例１，２の回路の効果を曲線
（イ），（ロ）で示したシュミレーション結果であり、
両者とも高い周波数で発振しており、外部電圧により周
波数が制御されている。なお、これらの回路は各トラン
ジスタとして電界効果トランジスタを用いても実現でき
る事は明らかである。
（イ），（ロ）で示したシュミレーション結果であり、
両者とも高い周波数で発振しており、外部電圧により周
波数が制御されている。なお、これらの回路は各トラン
ジスタとして電界効果トランジスタを用いても実現でき
る事は明らかである。
【００１７】
【発明の効果】以上述べたように、本発明は、各段のア
ンプをメインアンプと伝達コンダクタンス素子で構成し
たので、簡単な回路構成で高周波な直交出力信号が得ら
れる２段リング発振器を実現できる。そして、所要の素
子の回路電流を変化させたり、正帰還量を変化させるこ
とで簡単に発振周波数を変化させることができる。
ンプをメインアンプと伝達コンダクタンス素子で構成し
たので、簡単な回路構成で高周波な直交出力信号が得ら
れる２段リング発振器を実現できる。そして、所要の素
子の回路電流を変化させたり、正帰還量を変化させるこ
とで簡単に発振周波数を変化させることができる。
【図１】本発明の基本概念を説明するためのブロック図
である。
である。
【図２】本発明における周波数の可変方法を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図３】全電流の変化により周波数を可変した本発明の
一実施例を示す回路図である。
一実施例を示す回路図である。
【図４】図３の実施例をブロック図で示したものであ
る。
る。
【図５】正帰還量の変化により周波数を可変した本発明
の他の実施例を示す回路図である。
の他の実施例を示す回路図である。
【図６】図５の実施例をブロック図で示したものであ
る。
る。
【図７】発振周波数の制御電圧依存性を示す図である。
【図８】直交変調器の基本構成を説明するためのブロッ
ク図である。
ク図である。
【図９】リング発振器の原理を説明するためのブロック
図である。
図である。
【図１０】リング発振器の発振不能の状態を説明するた
めの特性図である。
めの特性図である。
Ａ０ アンプ Ｂ０ アンプ １０ メインアンプ ２０ 伝達コンダクタンス素子 ３０ 可変インピーダンス回路 ４０ 入力端子 ５０ 出力端子 Ｑ１〜Ｑ１２ トランジスタ Ｒ１〜Ｒ８ 抵抗 Ｑ 差動出力 Ｉ 差動出力
Claims (6)
- 【請求項１】 正，負の出力を行うアンプを２段リング
状に接続した電圧制御型直交発振器において、各段のア
ンプがメインアンプと伝達コンダクタンス素子で構成さ
れたことを特徴とする電圧制御型直交発振器。 - 【請求項２】 各段のアンプにおいて、前記メインアン
プの正出力が前記伝達コンダクタンス素子の正入力に接
続され、前記メインアンプの負出力が前記伝達コンダク
タンス素子の負入力に接続され、さらに、前記伝達コン
ダクタンス素子の正出力および負出力が、それぞれ前記
各段のアンプの正出力および負出力となることを特徴と
する請求項１記載の電圧制御型直交発振器。 - 【請求項３】 １段目のアンプの正出力および負出力
を、それぞれ２段目のアンプの正入力および負入力に接
続し、また、２段目のアンプの正出力および負出力を、
それぞれ１段目のアンプの負入力および正入力に接続し
たことを特徴とする請求項２記載の電圧制御型直交発振
器。 - 【請求項４】 メインアンプと伝達コンダクタンス素子
の、どちらか一方、または双方向の回路電流を変化させ
ることにより、発振周波数を変化させることを特徴とす
る請求項３記載の電圧制御型直交発振器。 - 【請求項５】 伝達コンダクタンス素子の入力の直前に
可変インピーダンス回路を接続し、該インピーダンスの
値を変えることにより、発振周波数を変化させることを
特徴とする請求項３記載の電圧制御型直交発振器。 - 【請求項６】 可変インピーダンス回路は、エミッタホ
ロア、またはソースホロア回路で構成し、これらの回路
電流を変化させることにより、該インピーダンスの値を
変えることを特徴とする請求項５記載の電圧制御型直交
発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8057101A JPH09246865A (ja) | 1996-03-14 | 1996-03-14 | 電圧制御型直交発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8057101A JPH09246865A (ja) | 1996-03-14 | 1996-03-14 | 電圧制御型直交発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09246865A true JPH09246865A (ja) | 1997-09-19 |
Family
ID=13046125
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8057101A Pending JPH09246865A (ja) | 1996-03-14 | 1996-03-14 | 電圧制御型直交発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09246865A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003030350A1 (fr) * | 2001-09-27 | 2003-04-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Oscillateur, circuit d'emission et appareil de radio |
| WO2004021570A1 (ja) * | 2002-08-30 | 2004-03-11 | Nagoya Industrial Science Research Institute | 電圧制御発振器および直交変調器 |
| US6768389B2 (en) | 2002-09-23 | 2004-07-27 | Ericsson Inc. | Integrated, digitally-controlled crystal oscillator |
| JP2016025389A (ja) * | 2014-07-16 | 2016-02-08 | 国立大学法人広島大学 | 高周波発振器 |
| CN108768389A (zh) * | 2018-04-26 | 2018-11-06 | 清华大学 | 一种用于锁相环中的多频带两级环形压控振荡器 |
-
1996
- 1996-03-14 JP JP8057101A patent/JPH09246865A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003030350A1 (fr) * | 2001-09-27 | 2003-04-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Oscillateur, circuit d'emission et appareil de radio |
| WO2004021570A1 (ja) * | 2002-08-30 | 2004-03-11 | Nagoya Industrial Science Research Institute | 電圧制御発振器および直交変調器 |
| US7161437B2 (en) | 2002-08-30 | 2007-01-09 | Nagoya Industrial Science Research Institute | Voltage-controlled oscillator and quadrature modulator |
| US6768389B2 (en) | 2002-09-23 | 2004-07-27 | Ericsson Inc. | Integrated, digitally-controlled crystal oscillator |
| JP2016025389A (ja) * | 2014-07-16 | 2016-02-08 | 国立大学法人広島大学 | 高周波発振器 |
| CN108768389A (zh) * | 2018-04-26 | 2018-11-06 | 清华大学 | 一种用于锁相环中的多频带两级环形压控振荡器 |
| CN108768389B (zh) * | 2018-04-26 | 2020-06-05 | 清华大学 | 一种用于锁相环中的多频带两级环形压控振荡器 |
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