JPH1065464A - マイクロ波回路 - Google Patents
マイクロ波回路Info
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- JPH1065464A JPH1065464A JP8222277A JP22227796A JPH1065464A JP H1065464 A JPH1065464 A JP H1065464A JP 8222277 A JP8222277 A JP 8222277A JP 22227796 A JP22227796 A JP 22227796A JP H1065464 A JPH1065464 A JP H1065464A
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- resistor
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＦＥＴを用いて広帯域増幅器を実現すると
き、増幅素子の入出力インピーダンスの周波数依存性を
小さくする回路を作成し、良好な特性の増幅器を提供す
る。 【解決手段】 ＦＥＴのゲートを第一の抵抗Ｒ1 を介し
て伝送線路の一端に接続し、この伝送線路の他端を第二
の抵抗Ｒ2 を介して接地する。ＦＥＴのゲート・ソース
間抵抗をＲgs、ゲート・ソース間容量をＣgs、伝送線路
のインダクタンスをＬとしたとき、 Ｌ＝Ｃgs・Ｒgs 2 Ｒ1 ＋Ｒ2 ＝Ｒgs と選ぶ。
き、増幅素子の入出力インピーダンスの周波数依存性を
小さくする回路を作成し、良好な特性の増幅器を提供す
る。 【解決手段】 ＦＥＴのゲートを第一の抵抗Ｒ1 を介し
て伝送線路の一端に接続し、この伝送線路の他端を第二
の抵抗Ｒ2 を介して接地する。ＦＥＴのゲート・ソース
間抵抗をＲgs、ゲート・ソース間容量をＣgs、伝送線路
のインダクタンスをＬとしたとき、 Ｌ＝Ｃgs・Ｒgs 2 Ｒ1 ＋Ｒ2 ＝Ｒgs と選ぶ。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、広帯域増幅器を実
現するためのマイクロ波回路に関する。
現するためのマイクロ波回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴと
いう）を用いて広帯域増幅器を実現する際、増幅素子
（ＦＥＴ）の入出力インピーダンスの周波数に対する依
存性が小さい方が広帯域化が容易である。このように、
増幅素子（ＦＥＴ）の入出力インピーダンスの周波数に
対する依存性を小さくするために設ける回路をプリマッ
チング回路という。
いう）を用いて広帯域増幅器を実現する際、増幅素子
（ＦＥＴ）の入出力インピーダンスの周波数に対する依
存性が小さい方が広帯域化が容易である。このように、
増幅素子（ＦＥＴ）の入出力インピーダンスの周波数に
対する依存性を小さくするために設ける回路をプリマッ
チング回路という。
【０００３】図３に、従来用いられているプリマッチン
グ回路を示す。
グ回路を示す。
【０００４】図３はＦＥＴ（１１）のゲートに入力信号
端子（１５）と抵抗Ｒ（２１）の一端を接続し、抵抗Ｒ
（２１）の他端は伝送線路（２２）に接続する。またＦ
ＥＴ（１１）のドレインは出力信号端子（１６）に接続
する。図４は図３で示した回路を集中定数素子で表した
ものである。入力信号端子（１５）からＦＥＴ（１１）
を見たインピーダンスをＺg （３２）とする。また、伝
送線路（２２）のインダクタンスをＬ（３１）とする。
端子（１５）と抵抗Ｒ（２１）の一端を接続し、抵抗Ｒ
（２１）の他端は伝送線路（２２）に接続する。またＦ
ＥＴ（１１）のドレインは出力信号端子（１６）に接続
する。図４は図３で示した回路を集中定数素子で表した
ものである。入力信号端子（１５）からＦＥＴ（１１）
を見たインピーダンスをＺg （３２）とする。また、伝
送線路（２２）のインダクタンスをＬ（３１）とする。
【０００５】図５は図４で示した回路図をＦＥＴ（１
１）の部分について等価回路で表したものである。ＦＥ
Ｔ（１１）のゲート・ソース間容量をＣgs（４１）、ゲ
ート・ソース間抵抗をＲgs（４２）とする。また、ＦＥ
Ｔ（１１）のゲートインダクタンスを４３、ゲート抵抗
を４４とする。
１）の部分について等価回路で表したものである。ＦＥ
Ｔ（１１）のゲート・ソース間容量をＣgs（４１）、ゲ
ート・ソース間抵抗をＲgs（４２）とする。また、ＦＥ
Ｔ（１１）のゲートインダクタンスを４３、ゲート抵抗
を４４とする。
【０００６】図４および図５において、インダクタＬ
（３１）、抵抗Ｒ（２１）、ゲート・ソース間容量Ｃgs
（４１）、およびゲート・ソース間抵抗Ｒgs（４２）と
の間に Ｌ＝Ｃgs・Ｒgs 2 Ｒ＝Ｒgs という関係をとることにより、ゲートインピーダンスＺ
g （３２）はリアクタンス成分はゼロとみなせるほど十
分小さくなり抵抗成分のみを持つものとみなせる。従っ
てＺg は周波数依存性が小さくなり広帯域な増幅器の設
計が可能となる。
（３１）、抵抗Ｒ（２１）、ゲート・ソース間容量Ｃgs
（４１）、およびゲート・ソース間抵抗Ｒgs（４２）と
の間に Ｌ＝Ｃgs・Ｒgs 2 Ｒ＝Ｒgs という関係をとることにより、ゲートインピーダンスＺ
g （３２）はリアクタンス成分はゼロとみなせるほど十
分小さくなり抵抗成分のみを持つものとみなせる。従っ
てＺg は周波数依存性が小さくなり広帯域な増幅器の設
計が可能となる。
【０００７】（参考文献 伊藤、望月、新居、河野、高
木；電子情報通信学会誌（Ｃ−Ｉ）Ｖｏｌ．Ｊ７８，Ｎ
ｏ１２，ｐｐ６６４−６７６，Ｄｅｃ．１９９５） 実際には、図４に示すインダクタＬ（３１）は、図３に
示すように高い特性インピーダンスを有する伝送線路
（２２）で構成する。
木；電子情報通信学会誌（Ｃ−Ｉ）Ｖｏｌ．Ｊ７８，Ｎ
ｏ１２，ｐｐ６６４−６７６，Ｄｅｃ．１９９５） 実際には、図４に示すインダクタＬ（３１）は、図３に
示すように高い特性インピーダンスを有する伝送線路
（２２）で構成する。
【０００８】しかしながら、図３に示す、従来用いられ
ている伝送線路（２２）および抵抗Ｒ（２１）からなる
プリマッチング回路では、図４に示す集中回路素子を用
いてプリマッチング回路を構成したときに比べて、伝送
線路（２２）の位相が、増幅器の特性劣化を導き、図３
の回路は最適なプリマッチング回路ではなく、増幅器の
特性の劣化につながっていた。
ている伝送線路（２２）および抵抗Ｒ（２１）からなる
プリマッチング回路では、図４に示す集中回路素子を用
いてプリマッチング回路を構成したときに比べて、伝送
線路（２２）の位相が、増幅器の特性劣化を導き、図３
の回路は最適なプリマッチング回路ではなく、増幅器の
特性の劣化につながっていた。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記のように、従来の
広帯域増幅器を実現するためのマイクロ波回路では、バ
イアス端子のインピーダンスの影響が増幅器の特性の劣
化につながっていた。
広帯域増幅器を実現するためのマイクロ波回路では、バ
イアス端子のインピーダンスの影響が増幅器の特性の劣
化につながっていた。
【００１０】本発明は、この問題を解決するためになさ
れたもので、増幅素子の入出力インピーダンスの周波数
依存性が小さく、良好な特性を有するマイクロ波増幅器
を提供することを目的とする。
れたもので、増幅素子の入出力インピーダンスの周波数
依存性が小さく、良好な特性を有するマイクロ波増幅器
を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
本発明は、ゲートに直列に信号源が接続される電界効果
トランジスタと、前記電界効果トランジスタの前記ゲー
トに第一の抵抗を介してその一端が接続された伝送線路
と、その一端が前記伝送線路の他端に接続され、その他
端が接地された第二の抵抗とを含み、前記電界効果トラ
ンジスタのドレインには外部負荷が接続されることを特
徴とする。
本発明は、ゲートに直列に信号源が接続される電界効果
トランジスタと、前記電界効果トランジスタの前記ゲー
トに第一の抵抗を介してその一端が接続された伝送線路
と、その一端が前記伝送線路の他端に接続され、その他
端が接地された第二の抵抗とを含み、前記電界効果トラ
ンジスタのドレインには外部負荷が接続されることを特
徴とする。
【００１２】また、第一の抵抗と第二の抵抗とが抵抗値
が等しいことを特徴とする。
が等しいことを特徴とする。
【００１３】また、電界効果トランジスタのゲート・ソ
ース間抵抗をＲgs、ゲート・ソース間容量をＣgs、第一
の抵抗をＲ1 、第二の抵抗をＲ2 、伝送線路のインダク
タンスをＬとしたとき、 Ｌ＝Ｃgs・Ｒgs 2 Ｒ1 ＋Ｒ2 ＝Ｒgs であることを特徴とする。
ース間抵抗をＲgs、ゲート・ソース間容量をＣgs、第一
の抵抗をＲ1 、第二の抵抗をＲ2 、伝送線路のインダク
タンスをＬとしたとき、 Ｌ＝Ｃgs・Ｒgs 2 Ｒ1 ＋Ｒ2 ＝Ｒgs であることを特徴とする。
【００１４】また、電界効果トランジスタのゲート・ソ
ース間抵抗をＲgs、ゲート・ソース間容量をＣgs、第一
の抵抗をＲ1 、第二の抵抗をＲ2 、伝送線路のインダク
タンスをＬとしたとき、 Ｌ＝Ｃgs・Ｒgs 2 Ｒ1 ＝Ｒ2 ＝Ｒgs／２ であることを特徴とする。
ース間抵抗をＲgs、ゲート・ソース間容量をＣgs、第一
の抵抗をＲ1 、第二の抵抗をＲ2 、伝送線路のインダク
タンスをＬとしたとき、 Ｌ＝Ｃgs・Ｒgs 2 Ｒ1 ＝Ｒ2 ＝Ｒgs／２ であることを特徴とする。
【００１５】ＦＥＴのゲート側に上記構成によるマイク
ロ波回路を用いたマイクロ波増幅器では、ＦＥＴのイン
ピーダンスの周波数依存性を小さくするプリマッチング
回路として利用する伝送線路の両側に抵抗を配置するこ
とにより、ＦＥＴのゲートに直列に接続した信号源から
入力されるマイクロ波信号に対して良好な特性を得るこ
とができる。
ロ波回路を用いたマイクロ波増幅器では、ＦＥＴのイン
ピーダンスの周波数依存性を小さくするプリマッチング
回路として利用する伝送線路の両側に抵抗を配置するこ
とにより、ＦＥＴのゲートに直列に接続した信号源から
入力されるマイクロ波信号に対して良好な特性を得るこ
とができる。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の一形態とし
て図１、図２を参照して詳細に説明する。図１は伝送線
路（１３）を中心として抵抗Ｒ1 （１２）と抵抗Ｒ
2 （１４）を対称に配置したプリマッチング回路を示す
もので、図２は図１に示す回路においてＦＥＴ（１１）
を等価回路で表したプリマッチング回路を示す。
て図１、図２を参照して詳細に説明する。図１は伝送線
路（１３）を中心として抵抗Ｒ1 （１２）と抵抗Ｒ
2 （１４）を対称に配置したプリマッチング回路を示す
もので、図２は図１に示す回路においてＦＥＴ（１１）
を等価回路で表したプリマッチング回路を示す。
【００１７】図１はＦＥＴ（１１）のゲートに入力信号
端子（１５）と抵抗Ｒ1 （１２）の一端を接続し、抵抗
Ｒ1 （１２）の他端には伝送線路（１３）を介して抵抗
Ｒ2（１４）を接続する。ＦＥＴ（１１）のドレインは
出力信号端子（１６）に接続する。入力信号端子（１
５）からＦＥＴ（１１）を見たインピーダンスをＺ
g （３２）とする。
端子（１５）と抵抗Ｒ1 （１２）の一端を接続し、抵抗
Ｒ1 （１２）の他端には伝送線路（１３）を介して抵抗
Ｒ2（１４）を接続する。ＦＥＴ（１１）のドレインは
出力信号端子（１６）に接続する。入力信号端子（１
５）からＦＥＴ（１１）を見たインピーダンスをＺ
g （３２）とする。
【００１８】図２は図１に示す回路においてＦＥＴ（１
１）を等価回路で表したもので、ＦＥＴ（１１）のゲー
ト・ソース間抵抗をＲgs（４２）、ゲート・ソース間容
量をＣgs（４１）とする。また、ＦＥＴ（１１）のゲー
トインダクタンスを４３、ゲート抵抗を４４とする。図
１、図２に示した伝送線路（１３）を集中定数素子のイ
ンダクタで表したとき、インダクタＬ、抵抗Ｒ1 （１
２）、および抵抗Ｒ2 （１４）は次のように選ぶ。
１）を等価回路で表したもので、ＦＥＴ（１１）のゲー
ト・ソース間抵抗をＲgs（４２）、ゲート・ソース間容
量をＣgs（４１）とする。また、ＦＥＴ（１１）のゲー
トインダクタンスを４３、ゲート抵抗を４４とする。図
１、図２に示した伝送線路（１３）を集中定数素子のイ
ンダクタで表したとき、インダクタＬ、抵抗Ｒ1 （１
２）、および抵抗Ｒ2 （１４）は次のように選ぶ。
【００１９】Ｌ＝Ｃgs・Ｒgs 2 Ｒ1 ＋Ｒ2 ＝Ｒgs ここで、図１、図２に示す回路において、入力端子（１
５）からＦＥＴを見たインピーダンスＺg は一般的に実
部と虚部を持ち、以下のように表される。
５）からＦＥＴを見たインピーダンスＺg は一般的に実
部と虚部を持ち、以下のように表される。
【００２０】Ｚg ＝Ｒt ＋ｊＸ そして、ＦＥＴの入力インピーダンスＺg の周波数依存
性をなくすためには、Ｘ＝０ なる条件が必要である。
性をなくすためには、Ｘ＝０ なる条件が必要である。
【００２１】そこで、上に示した条件 Ｌ＝Ｃgs・Ｒgs 2 Ｒ1 ＋Ｒ2 ＝Ｒgs と選ぶことにより、Ｘ＝０ となり、インピーダンスＺ
g は抵抗成分Ｒt のみを持つ純抵抗となり周波数依存性
がなくなる。
g は抵抗成分Ｒt のみを持つ純抵抗となり周波数依存性
がなくなる。
【００２２】伝送線路（１３）、抵抗Ｒ1 （１２）、お
よび抵抗Ｒ2 （１４）から構成されるプリマッチング回
路において、抵抗Ｒ2 （１４）は外部バイアス系の影響
を除外する働きをするため、図３に示した従来のプリマ
ッチング回路よりも特性の劣化が小さくなる。
よび抵抗Ｒ2 （１４）から構成されるプリマッチング回
路において、抵抗Ｒ2 （１４）は外部バイアス系の影響
を除外する働きをするため、図３に示した従来のプリマ
ッチング回路よりも特性の劣化が小さくなる。
【００２３】次に、伝送線路を表したインダクタＬと抵
抗Ｒ1 （１２）および抵抗Ｒ2 （１４）を Ｌ＝Ｃgs・Ｒgs 2 Ｒ1 ＝Ｒ2 ＝Ｒgs／２ と選ぶ。
抗Ｒ1 （１２）および抵抗Ｒ2 （１４）を Ｌ＝Ｃgs・Ｒgs 2 Ｒ1 ＝Ｒ2 ＝Ｒgs／２ と選ぶ。
【００２４】これは、伝送線路を中心として対称に配置
した抵抗Ｒ1 （１２）と抵抗Ｒ2 （１４）の値が等しく
なるので、抵抗Ｒ1 （１２）からの内部バイアス系の影
響と抵抗Ｒ2 （１４）からの外部バイアス系の影響を最
も効率よく除去する働きをするため、増幅器としてさら
に良好な特性を得ることができる。
した抵抗Ｒ1 （１２）と抵抗Ｒ2 （１４）の値が等しく
なるので、抵抗Ｒ1 （１２）からの内部バイアス系の影
響と抵抗Ｒ2 （１４）からの外部バイアス系の影響を最
も効率よく除去する働きをするため、増幅器としてさら
に良好な特性を得ることができる。
【００２５】以上のようにこの発明によれば、広帯域増
幅器を実現するためにＦＥＴのインピーダンスの周波数
依存性を小さくするために設けるマイクロ波回路とし
て、ＦＥＴのゲート側に第一の抵抗を接続し、第一の抵
抗の他端を伝送線路の一端に接続し、前記伝送線路の他
端を第二の抵抗に接続する。そして、第一の抵抗と第二
の抵抗との和がＦＥＴのゲート・ソース間抵抗に等し
く、伝送線路により構成するインダクタのインダクタン
スがＦＥＴのゲート・ソース間容量とＦＥＴのゲート・
ソース間抵抗の二乗との積に等しくなるように選ぶ。こ
れにより外部バイアスの影響を考慮した場合において
も、最も良好な特性を得るマイクロ波増幅器を形成する
ことができる。
幅器を実現するためにＦＥＴのインピーダンスの周波数
依存性を小さくするために設けるマイクロ波回路とし
て、ＦＥＴのゲート側に第一の抵抗を接続し、第一の抵
抗の他端を伝送線路の一端に接続し、前記伝送線路の他
端を第二の抵抗に接続する。そして、第一の抵抗と第二
の抵抗との和がＦＥＴのゲート・ソース間抵抗に等し
く、伝送線路により構成するインダクタのインダクタン
スがＦＥＴのゲート・ソース間容量とＦＥＴのゲート・
ソース間抵抗の二乗との積に等しくなるように選ぶ。こ
れにより外部バイアスの影響を考慮した場合において
も、最も良好な特性を得るマイクロ波増幅器を形成する
ことができる。
【００２６】
【発明の効果】本発明によれば、良好な特性を持つマイ
クロ波増幅器を形成するマイクロ波回路を提供すること
ができる。
クロ波増幅器を形成するマイクロ波回路を提供すること
ができる。
【図１】本発明を説明するための回路図である。
【図２】本発明を説明するための回路図である。
【図３】従来例を説明するための回路図である。
【図４】従来例を説明するための回路図である。
【図５】従来例を説明するための回路図である。
１１…ＦＥＴ １２…抵抗 １３…伝送線路 １４…抵抗 １５…入力信号端子 １６…出力信号端子 ２１…抵抗 ２２…伝送線路 ３１…インダクタ ３２…ゲートインピーダンス ４１…ＦＥＴのゲート・ソース間容量 ４２…ＦＥＴのゲート・ソース間抵抗 ４３…ＦＥＴのゲートインダクタンス ４４…ＦＥＴのゲート抵抗 ５１…ゲートバイアス端子
Claims (4)
- 【請求項１】 ゲートに直列に信号源が接続される電界
効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタの前記
ゲートに第一の抵抗を介してその一端が接続された伝送
線路と、その一端が前記伝送線路の他端に接続され、そ
の他端が接地された第二の抵抗とを含み、前記電界効果
トランジスタのドレインには外部負荷が接続されること
を特徴とするマイクロ波回路。 - 【請求項２】 第一の抵抗と第二の抵抗とが抵抗値が等
しいことを特徴とする請求項１記載のマイクロ波回路。 - 【請求項３】 電界効果トランジスタのゲート・ソース
間抵抗をＲgs、ゲート・ソース間容量をＣgs、第一の抵
抗をＲ1 、第二の抵抗をＲ2 、伝送線路のインダクタン
スをＬとしたとき、 Ｌ＝Ｃgs・Ｒgs 2 Ｒ1 ＋Ｒ2 ＝Ｒgs であることを特徴とする請求項１記載のマイクロ波回
路。 - 【請求項４】 電界効果トランジスタのゲート・ソース
間抵抗をＲgs、ゲート・ソース間容量をＣgs、第一の抵
抗をＲ1 、第二の抵抗をＲ2 、伝送線路のインダクタン
スをＬとしたとき、 Ｌ＝Ｃgs・Ｒgs 2 Ｒ1 ＝Ｒ2 ＝Ｒgs／２ であることを特徴とする請求項１記載のマイクロ波回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8222277A JPH1065464A (ja) | 1996-08-23 | 1996-08-23 | マイクロ波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8222277A JPH1065464A (ja) | 1996-08-23 | 1996-08-23 | マイクロ波回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1065464A true JPH1065464A (ja) | 1998-03-06 |
Family
ID=16779861
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8222277A Pending JPH1065464A (ja) | 1996-08-23 | 1996-08-23 | マイクロ波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1065464A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002325021A (ja) * | 2001-04-25 | 2002-11-08 | Mitsubishi Electric Corp | マイクロ波広帯域増幅器 |
| JP2010010906A (ja) * | 2008-06-25 | 2010-01-14 | Toshiba Corp | Ｆｅｔゲートバイアス回路 |
| JP5211061B2 (ja) * | 2007-10-22 | 2013-06-12 | 株式会社アドバンテスト | 分布型増幅装置および増幅器 |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6210908A (ja) * | 1985-07-08 | 1987-01-19 | Toshiba Corp | マイクロ波増幅装置 |
| JPH01233812A (ja) * | 1988-03-14 | 1989-09-19 | Fujitsu Ltd | マイクロ波用多段増幅回路 |
| JPH04317206A (ja) * | 1991-04-16 | 1992-11-09 | Mitsubishi Electric Corp | 増幅器 |
| JPH0742577U (ja) * | 1993-12-28 | 1995-08-04 | ミツミ電機株式会社 | 増幅器 |
-
1996
- 1996-08-23 JP JP8222277A patent/JPH1065464A/ja active Pending
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6210908A (ja) * | 1985-07-08 | 1987-01-19 | Toshiba Corp | マイクロ波増幅装置 |
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| JP5211061B2 (ja) * | 2007-10-22 | 2013-06-12 | 株式会社アドバンテスト | 分布型増幅装置および増幅器 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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|
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| A521 | Written amendment |
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|
| A521 | Written amendment |
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|
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