JPH07235802A - 高周波スイッチ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 オン状態の時の通過損失が小さく、オフ状態
の時の信号漏洩が小さい小型の高周波スイッチ回路を得
る。 【構成】 アンテナと受信回路を接続する場合、ＦＥＴ
９に正バイアスが印加され、そのドレイン−ソース間の
インピーダンスは適度に低くオン抵抗と等価になるが、
４分の１波長線路１１２によって高インピーダンスに変
換され、節１３から見たＦＥＴ９は開放に近くなる。一
方、ＦＥＴ８に逆バイアスが印加され、ドレイン−ソー
ス間の接合容量によるインピーダンスは適度に大きくな
るが、４分の１波長線路１１１によって低インピーダン
スに変換され、節１２は十分短絡に近くなる。そして、
４分の１波長線路６によって再び高インピーダンスに変
換される。従って、アンテナ接続端子１より入力した高
周波信号は送信回路接続端子２側に漏洩することなく、
受信回路接続端子３側に出力される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、高い周波数帯域におけ
る高周波スイッチ回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の高周波スイッチ回路の一例とし
て、通信機の送受共用アンテナ切り替え回路の構成を図
３に示す。図３において、１は図示しないアンテナに接
続されるアンテナ接続端子、２は図示しない送信回路に
接続される送信回路接続端子、３は図示しない受信回路
に接続される受信回路接続端子である。６、７は、それ
ぞれマイクロストリップ線路等の伝送線路（分布定数線
路）による４分の１波長線路であり、インピーダンスの
状態を反転するインピーダンス変換器として機能する。

【０００３】次に、８、９は電界効果トランジスタ（Ｆ
ＥＴ）、１０、１１はそれぞれＦＥＴ８、９の自己バイ
アス調整用抵抗、４、５はスイッチ切替制御端子であ
る。図に示すように、アンテナ接続端子１と送信回路接
続端子２および受信回路接続端子３とが、４分の１波長
線路６および７をそれぞれ介して接続されることによ
り、独立した等価な２本の「アーム」が形成されてい
る。

【０００４】そして、４分の１波長線路６と送信回路接
続端子２との間の節１２にＦＥＴ８のドレイン電極が接
続され、ＦＥＴ８のソース電極は接地されている。同様
に、４分の１波長線路７と受信回路接続端子３との間の
節１３にＦＥＴ９のドレイン電極が接続され、ＦＥＴ９
のソース電極は接地されている。ここで、ＦＥＴ８，９
は、いわゆる「バリスタダイオード」の機能を有してお
り、各ゲート電極に順バイアスあるいは逆バイアスの制
御電圧を印加することで、各”ダイオード”、すなわ
ち、ドレイン−ソース間をオンあるいはオフ状態に動作
させる。また、以上の説明から容易に推察されるよう
に、この送受共用アンテナ切り替え回路は非常に小型に
作成することができる。

【０００５】上記構成において、アンテナと受信回路と
が互いに接続されるように切り替えた場合、および、ア
ンテナと送信回路とが互いに接続されるように切り替え
た場合の各回路動作について、以下に項別に分けて説明
する。 アンテナと受信回路とが接続される場合 この場合、図３において、スイッチ切替制御端子４に零
もしくは順バイアスが制御電圧として印加され、一方、
これとは独立に、スイッチ切替制御端子５にＦＥＴ９の
ピンチオフ電圧以下の逆バイアスが制御電圧として印加
される。

【０００６】図４は、この場合の図３の等価回路であ
る。ＦＥＴ９は、ドレイン−ソース間の接合容量により
図４に示すシャントキャパシタ４２と等価になる。そし
て、このシャントキャパシタ４２のキャパシタンス成分
と４分の１波長線路７の直列インダクタンス成分との組
合せにより、アンテナ接続端子１と受信回路接続端子３
との間はある特定の特性インピーダンスを持った伝送路
と等価になる。通常は、この特性インピーダンスと受信
回路接続端子３に接続される受信回路の入力インピーダ
ンスとの間で整合がとれるように回路設計が行われる。

【０００７】一方、ＦＥＴ８のドレイン−ソース間は
「低インピーダンス」であり、図４に示すオン抵抗４１
と等価になる。すなわち、節１２はほぼアースに短絡さ
れた状態であると言える。この節１２は４分の１波長線
路６に接続されているので、同線路６においてこの低イ
ンピーダンスは高インピーダンスに変換され、アンテナ
接続端子１と送信回路接続端子２との間はほぼ開放状態
になる。従ってアンテナ接続端子１に入力された高周波
信号は、送信回路接続端子２に接続される送信回路に漏
洩することなく、受信回路接続端子３側に出力される。
かくして、２つのＦＥＴ８，９が伝送路と並列にシャン
トされているこの並列形高周波スイッチ回路の動作によ
り、アンテナと受信回路とが接続される。

【０００８】アンテナと送信回路とが接続される場合 同様にして、アンテナと送信回路が接続するように切り
替えるには、上記とは逆の形態で各制御電圧を印加す
るようにする。すなわち、スイッチ切替制御端子４には
ＦＥＴ８のピンチオフ電圧以下の逆バイアスが、一方、
スイッチ切替制御端子５には零もしくは順バイアスが、
それぞれ独立に制御電圧として印加される。

【０００９】上述したように、図３の回路は独立した等
価な２本の「アーム」が形成されていると考えられるの
で、この場合の各スイッチ切替制御端子４，５と各節１
２，１３との間は、上記の場合と逆の状態になる。す
なわち、その等価回路は、図示は省略するが、節１２と
アースとの間にシャントキャパシタが、節１３とアース
との間にオン抵抗が存在する状態となる。これにより、
送信回路接続端子２に入力された高周波信号は、受信回
路接続端子３に接続される受信回路に漏洩することなく
アンテナ接続端子１側に出力され、送信回路とアンテナ
とが接続される。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、例えば上記
の例において、アンテナ接続端子１に接続されるアン
テナから受信回路接続端子３に接続される受信回路への
信号の通過損失を小さく、かつ、送信回路接続端子２に
接続される送信回路への信号の漏洩を少なくするために
は、 （イ）アンテナ接続端子１と送信回路接続端子２との間
がより開放状態に近いこと、すなわち、節１２がよりア
ースに短絡された状態になること （ロ）４分の１波長線路７を通過した高周波信号のう
ち、逆バイアス状態に設定されたＦＥＴ９を介してアー
スに漏洩する成分が少ないこと が必要である。このためには、図４に示すオン抵抗４１
の抵抗値が小さく、また、シャントキャパシタ４２のイ
ンピーダンスが大きければ（キャパシタンスが小さけれ
ば）よい。

【００１１】ところが、オン抵抗４１の抵抗値を小さく
する目的でゲート幅の広いＦＥＴを採用したとしても、
信号の周波数が高くなると信号の波長に比べてゲート幅
が相対的に大きくなるので、ゲート幅を広げてもオン抵
抗４１の抵抗値は余り小さくならない。また、ＦＥＴの
ゲート幅を広げると、逆バイアス状態に設定された場合
にドレイン−ソース間の接合容量、すなわち、図４に示
すシャントキャパシタ４２のキャパシタンス成分が大き
くなるので、高周波になればなるほどドレイン−ソース
間のインピーダンス（オフ抵抗）が低くなる。従って、
アンテナ接続端子１を介してアンテナから入力した高周
波信号が受信回路接続端子３側に出力されずにシャント
キャパシタ４２を通してアースに漏洩してしまう、すな
わち、アンテナから受信回路への信号通過損失が大きく
なるという問題があった。

【００１２】以上述べたように、入力端子−出力端子間
を結ぶ線路上の節とアースとの間にＦＥＴやダイオード
などのスイッチング素子が設けられた小型の並列形高周
波スイッチ回路においては、該スイッチング素子がオン
状態である時の通過損失を小さく、かつ、オフ状態であ
る時の信号漏洩を少なくする（アイソレーションを高め
る）ことが好ましい。ところが、係るスイッチング素子
のオン抵抗を小さくすると、スイッチング素子の接合容
量が大きくなる。従って、信号の周波数が高くなるにつ
れてオフ抵抗が減少し、その結果、オン状態の時の通過
損失が大きくかつオフ状態の時の信号漏洩が大きくなる
という問題があった。本発明は、上述した事情に鑑みて
なされたものであり、上記形態に接続されたスイッチン
グ素子がオン状態である時の通過損失が小さく、かつ、
オフ状態である時の信号漏洩が小さい小型の高周波スイ
ッチ回路を提供することを目的としている。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１記載の発明にあっては、２つの入出力端子
間を結ぶ伝送線路上の一点とアースとの間に半導体スイ
ッチング素子を介挿した高周波スイッチ回路において、
前記伝送線路上の一点と前記スイッチング素子との間
に、該伝送線路を通過する高周波信号の波長の４分の１
の奇数倍の線路長を有する分布定数線路を具備すること
を特徴としている。

【００１４】また、請求項２記載の発明にあっては、複
数の入出力端子を結ぶ複数の伝送線路上の各一点とアー
スとの間に半導体スイッチング素子を各々介挿した高周
波スイッチ回路において、前記伝送線路上の各一点と前
記各スイッチング素子との間に、該伝送線路を通過する
高周波信号の波長の４分の１の奇数倍の線路長を有する
分布定数線路をそれぞれ具備することことを特徴として
いる。また、請求項３記載の発明にあっては、請求項１
または請求項２記載の発明において、前記分布定数線路
はマイクロストリップ線路であることを特徴としてい
る。

【００１５】

【作用】請求項１記載の構成によれば、伝送線路上の一
点とスイッチング素子との間に設けられた、該伝送線路
を通過する信号の波長の４分の１の奇数倍の線路長を有
する分布定数線路により、スイッチング素子のオン抵抗
はオフ抵抗に、オフ抵抗はオン抵抗に、インピーダンス
変換される。よって、小さなオン抵抗を得る代償として
オフ抵抗の減少が問題となるような高周波数帯域の信号
伝送において、オン抵抗が極端に大きくない範囲でオフ
抵抗が適度に小さいスイッチング素子を適用すること
で、該スイッチング素子と直列に接続された４分の１波
長の奇数倍の線路長を有する分布定数線路との組み合わ
せにより、小さいオン抵抗と大きいオフ抵抗を有するス
イッチング素子を使用した場合と同等の機能を得ること
ができる。

【００１６】従って、高い周波数においても、スイッチ
ング素子がオン状態に設定された時の通過損失が小さ
く、また、オフ状態に設定された時の信号の漏洩が少な
い良好なスイッチ動作が得られる。また、高周波信号に
なるとその波長が短くなるので、４分の１波長の奇数倍
の線路長を有する分布定数線路を加えたことによって回
路面積が増加する影響は少ない。

【００１７】また、請求項２記載の構成によれば、複数
の入出力端子を結ぶ複数の伝送線路上の各一点と各スイ
ッチング素子との間に上記と同様の分布定数線路が設け
られるので、これらの入出力端子を切り替えて使用する
場合に、入力側に設定された入出力端子から出力側に設
定された入出力端子への信号の通過損失を小さく、か
つ、入力側にも出力側に設定されなかった入出力端子側
への信号の漏洩を少なくすることができる。

【００１８】

【実施例】以下、図面を参照して、本発明の一実施例に
ついて説明する。図１は、本発明の一実施例による高周
波スイッチ回路を適用した通信機の送受共用アンテナ切
り替え回路の構成を示す図であり、図３と共通する各部
には同一の符号を付し、その説明を省略する。図１にお
いて、節１２とＦＥＴ８との間にマイクロストリップ線
路等による４分の１波長線路１１１が、また、節１３と
ＦＥＴ９との間に同様にマイクロストリップ線路等によ
る４分の１波長線路１１２がそれぞれ介挿されている。
これら４分の１波長線路１１１、１１２はインピーダン
スの状態を反転する機能を有するので、各節１２、１３
から見たＦＥＴ８、９のインピーダンスの状態は反転し
て見える。

【００１９】上記構成において、アンテナと受信回路と
が互いに接続される場合、および、アンテナと送信回路
とが互いに接続される場合の各回路動作について、以下
に項別に分けて説明する。 アンテナと受信回路とが接続される場合 この場合、図１において、スイッチ切替制御端子４にＦ
ＥＴ８のピンチオフ電圧以下の逆バイアスが制御電圧と
して印加され、一方、これとは独立に、スイッチ切替制
御端子５に零もしくは順バイアスが制御電圧として印加
される。すなわち、前述した図３に対するの場合と
は、スイッチ切替制御端子４，５に対するバイアスのか
け方が互いに逆になっている。また、ＦＥＴ８，９とし
ては、使用する周波数帯域において、逆ゲートバイアス
時のドレイン−ソース間の接合容量によるドレイン−ソ
ース間のインピーダンスが適度に大きくなるようなゲー
ト幅のもの（オン抵抗が十分小さくなるようなゲート幅
の特に広いものではい）が使用される。

【００２０】図２は、この場合の図１の等価回路であ
る。この場合、ＦＥＴ９のドレイン−ソース間のインピ
ーダンスは適度に低くなるので、図２におけるオン抵抗
２２と等価になる。従って、図２に示す節１５はほぼア
ースに短絡された状態になるが、この低インピーダンス
は４分の１波長線路１１２によって高インピーダンスに
変換されるので、節１３から見たＦＥＴ９は開放に近い
状態になる。従って、４分の１波長線路７を通過した高
周波信号のうち４分の１波長線路１１２側へ漏洩する信
号成分はほとんど無く、ほぼ全ての信号が受信回路接続
端子３に接続された受信回路に出力される。

【００２１】一方、ＦＥＴ８は、ドレイン−ソース間の
接合容量により図２におけるシャントキャパシタ２１と
等価になるが、そのインピーダンスは上述したように適
度に大きく、節１４は十分開放に近い状態になる。従っ
て、４分の１波長線路１１１によってこの高インピーダ
ンスは低インピーダンスに変換され、節１２については
十分短絡に近い状態となる。そして、この低インピーダ
ンスが４分の１波長線路６によって再び高インピーダン
スに変換される。従って、アンテナ接続端子１から見た
送信回路接続端子２はほとんど開放状態に見えるので、
アンテナ接続端子１より入力した高周波信号は送信回路
接続端子２側に漏洩することなく、受信回路接続端子３
側に出力される。かくして、通過損失が小さく、かつ信
号漏洩が小さい特性で、アンテナと受信回路とが接続さ
れる。

【００２２】アンテナと送信回路とが接続される場合 同様にして、アンテナと送信回路が接続するように切り
替えるには、上記とは逆の形態で各制御電圧を印加す
るようにする。すなわち、スイッチ切替制御端子４には
零もしくは順バイアスが、一方、スイッチ切替制御端子
５にはＦＥＴ９のピンチオフ電圧以下の逆バイアスが、
それぞれ独立に制御電圧として印加される。

【００２３】この場合の各スイッチ切替制御端子４，５
と各４節１２，１３との間は、上記の場合と逆の状態
になり、その等価回路（図示略）は、節１４とアースと
の間にオン抵抗が、節１５とアースとの間にシャントキ
ャパシタが存在する状態となる。これにより、通過損失
が小さく、かつ信号漏洩が小さい特性で、アンテナ入力
端子１に接続されたアンテナと送信回路接続端子２に接
続された送信回路とが接続される。

【００２４】以上説明した図１の送受共用アンテナ切り
替え回路によれば、図３の回路構成に比べて４分の１波
長線路１１１、１１２が増設された分全体の回路面積が
増加するが、対象となる信号の周波数が高い場合は線路
波長も短く、上記増加の影響はほとんど問題のないレベ
ルである。従って、従来の回路構成（図３）の１つの特
徴である「小型」であるという利点は、本実施例の構成
（図１）、すなわち、４分の１波長線路１１１、１１２
を追加した回路構成によっても保たれる。

【００２５】また、本実施例によれば、オン抵抗が十分
小さくなるようなゲート幅の広いＦＥＴを用いなくて
も、使用する周波数において、逆ゲートバイアス時のド
レイン−ソース間のインピーダンスが適度に大きくなる
ようなゲート幅のＦＥＴを使用すればよいので実用的で
ある。なお、本発明による高周波スイッチ回路は、その
適用を本実施例による送受共用アンテナ切り替え回路に
限ることなく、多様な分野に応用が可能である。また、
伝送線路上の一点とスイッチング素子との間に設けられ
る分布定数線路については、本実施例のように信号の波
長の４分の１倍の線路長に限ることなく、該波長の４分
の１の奇数倍の線路長にしても、同様の効果が得られ
る。

【００２６】

【発明の効果】以上、説明したように、本発明によれ
ば、高周波信号の入力端子と出力端子との間を結ぶ伝送
線路上の一点とスイッチング素子との間に、該伝送線路
を通過する信号の波長の４分の１の奇数倍の線路長を有
する分布定数線路を設けたので、スイッチング素子のオ
ン抵抗はオフ抵抗に、オフ抵抗はオン抵抗に、インピー
ダンス変換される。従って、オン抵抗が十分小さくなる
ような特性を有するスイッチング素子を使用しなくて
も、オン状態の時の通過損失が小さく、かつ、オフ状態
の時の信号漏洩が小さい小型の高周波スイッチ回路を得
ることが可能となった。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の一実施例における高周波スイッチ回
路（送受共用アンテナ切り替え回路）の構成を示す図で
ある。

【図２】 図１の等価回路である。

【図３】 従来例の高周波スイッチ回路（送受共用アン
テナ切り替え回路）の構成を示す図である。

【図４】 図３の等価回路である。

【符号の説明】

１，２，３ 入出力端子 ８，９ ＦＥＴ（スイッチング素子） １１１，１１２ ４分の１波長線路（分布定数線路）

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ２つの入出力端子間を結ぶ伝送線路上の
   一点とアースとの間に半導体スイッチング素子を介挿し
   た高周波スイッチ回路において、 前記伝送線路上の一点と前記スイッチング素子との間
   に、該伝送線路を通過する高周波信号の波長の４分の１
   の奇数倍の線路長を有する分布定数線路を具備すること
   を特徴とする高周波スイッチ回路。
2. 【請求項２】 複数の入出力端子を結ぶ複数の伝送線路
   上の各一点とアースとの間に半導体スイッチング素子を
   各々介挿した高周波スイッチ回路において、 前記伝送線路上の各一点と前記各スイッチング素子との
   間に、該伝送線路を通過する高周波信号の波長の４分の
   １の奇数倍の線路長を有する分布定数線路をそれぞれ具
   備することを特徴とする高周波スイッチ回路。
3. 【請求項３】 前記分布定数線路はマイクロストリップ
   線路であることを特徴とする請求項１または請求項２記
   載の高周波スイッチ回路。