CN109193079A - 阻抗变换单刀双掷微波开关 - Google Patents

Abstract

本发明公开了阻抗变换单刀双掷微波开关，包括阻抗变换电路、限流偏置电路及逻辑控制电路；其特征在于：所述阻抗变换电路包含设置在公共端口和第一射频端口之间的第一串联支路，设置在公共端口和第二射频端口之间的第二串联支路，设置在第一射频端口和地之间的第一并联支路，设置在第二射频端口和地之间的第二并联支路；第一、第二串联支路均由四分之一波长微带线构成；所述第一并联支路由第一开关二极管和第一电容构成；第一开关二极管的正极接第一射频端口，负极通过第一电容接地；第二并联支路由第二开关二极管和第二电容构成，第二开关二极管的正极接第二射频端口，第二开关二极管的负极通过第二电容接地；本发明可广泛适用于各类通信系统。

Description

阻抗变换单刀双掷微波开关

技术领域

本发明涉及微波开关，特别涉及一种阻抗变换单刀双掷微波开关。

背景技术

单刀双掷微波开关被广泛应用于微波收发通信系统中，是收发通道的重要组成部分，用于收发通道的切换。由于单刀双掷微波开关位于通道前端，其性能直接决定了整个收发系统的噪声系数、线性度等关键参数，因而要求其具有低插入损耗、低功耗、高线性度和高隔离度等特点。

传统的单刀双掷微波通常采用MOSFET或者PIN二极管的导通和关断来实现开关功能。采用MOSFET结构的微波开关通常插入损耗较大，线性度较差；采用PIN二极管结构的微波开关通道需要高的偏置电压和大的偏置电流，功耗很大。MOSFET结构或者PIN二极管结构的微波开关均较难满足高性能通信系统同时对微波开关低插入损耗、低功耗和高线性度的要求。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种阻抗变换单刀双掷微波开关。

为了解决上述技术问题，根据本发明的技术方案，一种阻抗变换单刀双掷微波开关，包括阻抗变换电路、限流偏置电路及逻辑控制电路；其特征在于：

所述阻抗变换电路包含设置在公共端口和第一射频端口之间的第一串联支路，设置在公共端口和第二射频端口之间的第二串联支路，设置在第一射频端口和地之间的第一并联支路，设置在第二射频端口和地之间的第二并联支路；第一、第二串联支路均由四分之一波长微带线构成；所述第一并联支路由第一开关二极管和第一电容构成；第一开关二极管的正极接第一射频端口，负极通过第一电容接地；第二并联支路由第二开关二极管和第二电容构成，第二开关二极管的正极接第二射频端口，第二开关二极管的负极通过第二电容接地。

所述限流偏置电路为阻抗变换电路提供偏置电压。

所述逻辑控制电路接收外部控制信号，根据外部控制信号输出不同的控制电压，对第一开关二极管与第一电容的连接节点处的电位进行控制，同时对第二开关二极管和第二电容的连接节点处的电位进行控制，以控制第一开关二极管和第二开关二极管的导通和关断。进而改变各个端口间的阻抗特性，从而实现单刀双掷开关的功能。

本发明采用阻抗变换电路实现单刀双掷开关的功能。阻抗变换电路包含串联两条串联支路和两条并联支路，串联支路由四分之一波长微带线构成，并联支路由一个二极管和一个电容组成。并联支路中的电容用于隔断直流信号。通过控制二极管负极电压，改变各个端口间的阻抗，从而实现开关的切换。当二极管负极电压为低时，二极管导通，对应的并联支路导通，对应的端口对地呈现低阻状态，对应的串联支路对信号而言呈现高阻状态，开关关断。反之，当二极管电压负极为高时，二极管关断，对应的并联支路关断，对应的端口对地呈现高阻状态，对应的串联支路对信号而言呈现低阻状态，开关导通。

本发明采用限流偏置电路来实现对各端口的电压偏置。通过限流偏置电路将各个信号端口的电位偏置到二分之一电源电压，使并联支路的中的二极管在其负极为低电位时导通，在其负极为高电位时关断。

本发明采用逻辑控制电路来实现各个端口间阻抗的变换，从而实现开关的切换。逻辑控制电路将外部控制电压转换为对应的高低电平，通过控制并联支路中二极管的负极电位来控制二极管的导通或者关断，实现端口阻抗的变换。

根据本发明所述的阻抗变换单刀双掷微波开关的优选方案，所述限流偏置电路包含运算放大器、第六NMOS管、第一、第二电阻；第六NMOS管的栅极连接到运算放大器的输出端；第六NMOS管的漏级连接到电源；第六NMOS管的源极和运算放大器的负极输入端相连，并通过第二电阻接地，第六NMOS管的源极通过第一电阻连接到阻抗变换电路；运算放大器的正极输入端接基准电压。

根据本发明所述的阻抗变换单刀双掷微波开关的优选方案，所述逻辑控制电路包含第一反向器至第四反向器和传输门；第一反向器接收外部控制信号，进行反向处理后输出到第二反向器和传输门；第二反向器对收到的信号进行反向处理后输出第三反向器；第三反向器对收到的信号进行反向处理后输出到所述阻抗变换电路；传输门对收到的信号进行延时处理后输出第四反向器；第四反向器对收到的信号进行反向处理后输出到所述阻抗变换电路。

根据本发明所述的阻抗变换单刀双掷微波开关的优选方案，所有反向器均由第一PMOS管和第一NMOS管构成；第一PMOS管的源极连接到电源，第一NMOS管的源极连接到地；第一NMOS管的栅极和第一PMOS管的栅极连接在一起，为信号输入端，第一NMOS管的漏极和第一PMOS管的漏极连接在一起，为信号输出端。

根据本发明所述的阻抗变换单刀双掷微波开关的优选方案，传输门由第三PMOS管和第三NMOS管构成；第三NMOS管的栅极连接到电源，第三PMOS管的栅极连接到地；第三NMOS管的源极和第三PMOS管的源极连接在一起，接收第一反向器输出的信号，第三NMOS管的漏极和第三PMOS管的漏极连接在一起，输出信号到第四反向器。

本发明所述的阻抗变换单刀双掷微波开关的有益效果是：

本发明通过限流偏置电路和逻辑控制电路相结合，通过控制二极管的关断与导通来控制阻抗变换电路的各个端口的阻抗，从而实现开关的导通与关断，实现微波单刀双掷的功能；本发明与传统的单刀双掷微波开关相比，具有低插损、高线性度、低功耗和面积小等优点，本发明采用的电路结构适用于分离器件、Ⅲ-Ⅴ族化合物工艺、硅基工艺等多种工艺套路，具有非常强的通用性，本发明可广泛适用于各类通信系统。

附图说明

图1是本发明所述的阻抗变换单刀双掷微波开关的电路原理框图。

图2是本发明所述的限流偏置电路2的电路原理图。

图3是逻辑控制电路的电路原理框图。

图4是反向器的电路原理图。

图5是逻辑控制电路的电路原理图。

图6是阻抗变换单刀双掷微波开关的阻抗随频率变化曲线。

图7是阻抗变换单刀双掷微波开关的插入损耗随频率变化曲线。

图8为阻抗变换单刀双掷微波开关的功耗随电源电压变换曲线。

具体实施方式

参见图1至图5，一种阻抗变换单刀双掷微波开关，包括阻抗变换电路1、限流偏置电路2及逻辑控制电路3；其中：

所述阻抗变换电路1包含设置在公共端口RFC和第一射频端口RF1之间的第一串联支路，设置在公共端口RFC和第二射频端口RF2之间的第二串联支路，设置在第一射频端口RF1和地之间的第一并联支路，设置在第二射频端口RF2和地之间的第二并联支路；第一、第二串联支路分别由四分之一波长微带线T1、T2构成；所述第一并联支路由第一开关二极管D1和第一电容C1构成；第二并联支路由第二开关二极管D2和第二电容C2构成；四分之一波长微带线T1的一端和第一开关二极管D1的正极均接第一射频端口RF1，第一开关二极管D1的负极通过第一电容C1接地；四分之一波长微带线T2的一端和第二开关二极管D2的正极均接第二射频端口RF2，第二开关二极管D2的负极通过第二电容C2接地；四分之一波长微带线T1的另一端与四分之一波长微带线T2的另一端连接在一起，并连接公共端口RFC及限流偏置电路2。

所述限流偏置电路2为阻抗变换电路1提供偏置电压。

所述逻辑控制电路3接收外部控制信号，根据外部控制信号输出不同的控制电压，对第一开关二极管D1与第一电容C1的连接节点a处的电位进行控制，同时对第二开关二极管D2和第二电容C2的连接节点b处的电位进行控制，以控制第一开关二极管D1和第二开关二极管D2的导通和关断。进而改变各个端口间的阻抗特性，从而实现单刀双掷开关的功能。

所述限流偏置电路用来产生一个固定的偏置电压，将RFC端口、RF1端口和RF2端口偏置到一个合适的电压，通过和逻辑控制电路进行配合，实现二极管D1和二极管D2的导通或者关断。同时，通过限流电阻R1实现限流功能，降低功耗。

所述逻辑控制电路接收外部控制信号，根据外部控制信号输出不同的控制电压，通过控制二极管负端的电位来控制二极管的导通或者关断，从而控制微波开关的切换,实现阻抗变换单刀双掷功能。

在具体实施例中，所述限流偏置电路包含运算放大器OAMP、第六NMOS管MN6、第一、第二电阻R1、R2；第六NMOS管MN6的栅极连接到运算放大器的输出端；第六NMOS管MN6的漏级连接到电源；第六NMOS管MN6的源极和运算放大器的负极输入端相连，并通过第二电阻R2接地，第六NMOS管MN6的源极通过第一电阻R1连接到阻抗变换电路1；运算放大器OAMP的正极输入端接基准电压。

在具体实施例中，所述逻辑控制电路包含第一反向器至第四反向器和传输门35；第一反向器31接收外部控制信号，进行反向处理后输出到第二反向器32和传输门35；第二反向器32对收到的信号进行反向处理后输出第三反向器32；第三反向器32对收到的信号进行反向处理后输出到所述阻抗变换电路1；传输门35对收到的信号进行延时处理后输出第四反向器34；第四反向器34对收到的信号进行反向处理后输出到所述阻抗变换电路1。

在具体实施例中，所有反向器均由第一PMOS管MP和第一NMOS管MN构成；第一PMOS管MP的源极连接到电源，第一NMOS管MN的源极连接到地；第一NMOS管MN的栅极和第一PMOS管MP的栅极连接在一起，为信号输入端，第一NMOS管MN的漏极和第一PMOS管MP的漏极连接在一起，为信号输出端。

在具体实施例中，传输门35由第三PMOS管MP3和第三NMOS管MN3构成；第三NMOS管的栅极连接到电源，第三PMOS管的栅极连接到地；第三NMOS管的源极和第三PMOS管的源极连接在一起，接收第一反向器输出的信号，第三NMOS管的漏极和第三PMOS管的漏极连接在一起，输出信号到第四反向器34。

在具体实施例中，所述逻辑控制电路包含PMOS管MP1、MP2、MP3、MP4、MP5，NMOS管MN1、MN2、MN3、MN4、MN5。PMOS管MP1、MP2、MP4和MP5的源极连接到电源，NMOS管MN1、MN2、MN4和MN5的源极连接到地。PMOS管MP1和NMOS管MN1的栅极连接在一起，为控制信号输入端；PMOS管MP1和NMOS管MN1的漏极连接在一起并和PMOS管MP2和NMOS管MN2的栅极、PMOS管MP3和NMOS管MN3的源极连接。PMOS管MP2和NMOS管MN2的漏极连接在一起并和PMOS管MP4和NMOS管MN4的栅极连接。PMOS管MP4和NMOS管MN4的漏极连接在一起，作为逻辑控制电路的其中一个输出端。PMOS管MP3的栅极连接到地，NMOS管MN3的栅极连接到电源；PMOS管MP3和NMOS管MN3的漏极连接在一起并和PMOS管MP5和NMOS管MN5的栅极连接。PMOS管MP5和NMOS管MN5的漏极连接在一起，作为逻辑控制电路的另一个输出端。

所述阻抗变换电路的工作原理是：节点a和节点b处电位受逻辑控制电路控制，当节点a电位为低时，节点b电位为高；当节点a电位为高时，节点b电位为低。当节点a电位为低时，二极管D1开启，RF1端口对地阻抗为低阻，RFC端口到RF1端口间的四分之一波长微带线呈高阻态，RFC端口到RF1端口信号通道关断；当节点b电位为高时，二极管D2关断，RF2端口对地阻抗为高阻，RFC端口到RF2端口间的四分之一波长微带线呈低阻态，RFC端口到RF2端口信号通道开启。反之，当节点a电位为高时，二极管D1关断，RF1端口对地阻抗为高阻，RFC端口到RF1端口间的四分之一波长微带线呈低阻态，RFC端口到RF1端口信号通道开启；当节点b电位为低时，二极管D2导通，RF2端口对地阻抗为低阻，RFC端口到RF2端口间的四分之一波长微带线呈高阻态，RFC端口到RF2端口信号通道关断。电容C1和电容C2用于隔直和滤波。电容C1和电容C2可以隔断节点a和节点b对地直流通路，使节点a和节点b为高电位时无流向地的直流电流，从而降低系统功耗。同时，电容C1和电容C2还用于滤波，可以滤除由控制电路带来的干扰信号。四分之一波长微带线根据工作频率的不同而选择不同的长度，具体实施中选择四分波长微带线长度为1毫米，阻抗变换单刀双掷微波开关工作频率为35GHz～42GHz。

所述限流偏置电路的工作原理是：运算放大器OAMP和NMOS管MN1构成一个负反馈系统，使节点c的电压与输入基准电压保持一致。运算放大器OAMP正输入端接外部基准电压，由于负反馈作用，运算放大器的负输入端及节点c将与输入基准电压保持一致。NMOS管MN1为整流管，用于提供电流，同时可以抑制电源上的干扰。电阻R1为限流电阻，将偏置电流限制在(VREF-0.7)/R1，可显著降低整个开关电路的功耗。

所述逻辑控制电路的工作原理是：PMOS管MP1和NMOS管MN1构成第一反相器，输入端为接开关切换控制端；输出端驱动由PMOS管MP2和NMOS管MN2构成的第二反相器和由PMOS管MP3和NMOS管MN3构成的传输门。PMOS管MP2和NMOS管MN2构成的第二反相器输出驱动由PMOS管MP4和NMOS管MN4构成的第三反相器，由PMOS管MP3和NMOS管MN3构成的传输门输出驱动由PMOS管MP5和NMOS管MN5构成的第四反相器。PMOS管MP4和NMOS管MN4构成的第四反相器与PMOS管MP5和NMOS管MN5构成的第五反相器输出相反的电压，分别控制阻抗变换电路中二极管D1和二极管D2的负极电位。PMOS管MP3和NMOS管MN3构成的传输门电路用于延时，使PMOS管MP4、MP5、NMOS管MN4和MN5的栅极电压同时翻转，从而保证阻抗变换电路中开关支路同时打开或者关断。PMOS管MP4、MP5、NMOS管MN4和MN5采用大尺寸的MOS管，以降低导通电阻，从而减小开关切换时间。

阻抗变换实施效果见图6，横轴为频率，纵轴为阻抗。在35GHz至42GHz频率范围内，在各端口阻抗均为50Ω标准阻抗条件下，当二级管导通时，对应开关支路的阻抗大于400欧姆，呈高阻态；当二级管关断时，对应开关支路阻抗约为50欧姆，呈低阻态。正如图6所示，阻抗变换单刀双掷微波开关阻抗变换电路拥有良好的阻抗变换特性。图7所示为阻抗变换单刀双掷微波开关插入损耗随频率变化曲线，横轴为频率，纵轴为插入损耗。在35GHz至42GHz频率范围内，在各端口阻抗均为50Ω标准阻抗条件下，阻抗变换单刀双掷微波开关插入损耗小于1dB，明显优于传统的微波开关。图8所示为阻抗变换单刀双掷微波开关功耗随电源电压变换曲线，横轴为电源电压，纵轴为功耗。在2.5V至6.0V电压范围内，在各端口阻抗均为50Ω标准阻抗条件下，阻抗变换单刀双掷微波开关功耗小于2.8mW，具有低功耗的特点。

上述的实施结果表明：本发明的阻抗变换单刀双掷微波开关，通过阻抗变换实现开关的切换，同时具有低插入损耗、低功耗和高隔离度等特点，可广泛应用于各种通信系统中。本发明采用的电路结构适用于分离器件、Ⅲ-Ⅴ族化合物工艺、硅基工艺等多种工艺套路，具有非常强的通用性。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (5)

1.一种阻抗变换单刀双掷微波开关，包括阻抗变换电路(1)、限流偏置电路(2)及逻辑控制电路(3)；其特征在于：

所述阻抗变换电路(1)包含设置在公共端口(RFC)和第一射频端口(RF1)之间的第一串联支路，设置在公共端口(RFC)和第二射频端口(RF2)之间的第二串联支路，设置在第一射频端口(RF1)和地之间的第一并联支路，设置在第二射频端口(RF2)和地之间的第二并联支路；第一、第二串联支路均由四分之一波长微带线构成；所述第一并联支路由第一开关二极管(D1)和第一电容(C1)构成；第一开关二极管(D1)的正极接第一射频端口(RF1)，负极通过第一电容(C1)接地；第二并联支路由第二开关二极管(D2)和第二电容(C2)构成，第二开关二极管(D2)的正极接第二射频端口(RF2)，第二开关二极管(D2)的负极通过第二电容(C2)接地；

所述限流偏置电路(2)为阻抗变换电路(1)提供偏置电压；

所述逻辑控制电路(3)接收外部控制信号，根据外部控制信号输出不同的控制电压，对第一开关二极管(D1)与第一电容(C1)的连接节点处的电位进行控制，同时对第二开关二极管(D2)和第二电容(C2)的连接节点处的电位进行控制，以控制第一开关二极管(D1)和第二开关二极管(D2)的导通和关断。

2.根据权利要求1所述的阻抗变换单刀双掷微波开关，其特征在于：所述限流偏置电路包含运算放大器(OAMP)、第六NMOS管(MN6)、第一、第二电阻(R1、R2)；第六NMOS管(MN6)的栅极连接到运算放大器的输出端；第六NMOS管(MN6)的漏级连接到电源；第六NMOS管(MN6)的源极和运算放大器的负极输入端相连，并通过第二电阻(R2)接地，第六NMOS管(MN6)的源极通过第一电阻(R1)连接到阻抗变换电路(1)；运算放大器(OAMP)的正极输入端接基准电压。

3.根据权利要求1或2所述的阻抗变换单刀双掷微波开关，其特征在于：所述逻辑控制电路包含第一反向器至第四反向器和传输门(35)；第一反向器(31)接收外部控制信号，进行反向处理后输出到第二反向器(32)和传输门(35)；第二反向器(32)对收到的信号进行反向处理后输出第三反向器(32)；第三反向器(32)对收到的信号进行反向处理后输出到所述阻抗变换电路(1)；传输门(35)对收到的信号进行延时处理后输出第四反向器(34)；第四反向器(34)对收到的信号进行反向处理后输出到所述阻抗变换电路(1)。

4.根据权利要求3所述的阻抗变换单刀双掷微波开关，其特征在于：所有反向器均由第一PMOS管和第一NMOS管构成；第一PMOS管的源极连接到电源，第一NMOS管的源极连接到地；第一NMOS管的栅极和第一PMOS管的栅极连接在一起，为信号输入端，第一NMOS管的漏极和第一PMOS管的漏极连接在一起，为信号输出端。

5.根据权利要求3所述的阻抗变换单刀双掷微波开关，其特征在于：

传输门(35)由第三PMOS管和第三NMOS管构成；第三NMOS管的栅极连接到电源，第三PMOS管的栅极连接到地；第三NMOS管的源极和第三PMOS管的源极连接在一起，接收第一反向器输出的信号，第三NMOS管的漏极和第三PMOS管的漏极连接在一起，输出信号到第四反向器(34)。