CN111756360A - 电子开关以及使用该电子开关的电子设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电子开关，包括：连接在正极输入端(IP+)与输出端(A)之间的第1NMOS管(Q1)；在该第1NMOS管的漏极与负极输入端(IP‑)之间依次串联连接的第1二极管(D1)、第2电阻器(R2)、第1电容器(C1)以及第3开关元件(Q3)；正极输入端(IP+)、与第1电容器(C1)与第3开关元件(Q3)的接点间连接的第1电阻器(R1)；在第2电阻器(R2)与第1电容器(C1)的接点、与第1NMOS管的栅极之间连接的第3电阻器(R3)；以及，在第3电阻器(R3)与第1NMOS管的栅极的接点、与第1NMOS管的源极之间并联连接的第2电容器(C2)、第2二极管(D2)以及第4电阻器(R4)。

Description

电子开关以及使用该电子开关的电子设备

技术领域

本发明涉及一种电子开关以及使用该电子开关的电子设备。

背景技术

随着电子产业的不断发展，越来越多的电子设备中需要用到电子开关。电子开关是用于将来自电源的电力供给导通/关断的电子器件。

图11A～图11E是用于说明现有技术的示例的图。图11A是表示现有的电子开关的应用场景的一例。在图11A中，电源模块A01从输入端获取电能，然后转化为需求的输出。在输入端需要具有开关控制模块A02，并且需要具有涌入(Inrush)防护模块A03。

图11B是实现上述的开关控制模块A02的以往的方案的一例的示意图。该方案中，通过继电器B01来实现开关控制模块A02的功能。通过对继电器B01的继电器线圈供电的控制即可以实现继电器的开关。但是由于继电器开关是通过机械磁力吸合，吸合速度一般在ms级别，不适应要求快速开关应用的场景。而释放速度较吸合速度更慢，并且由于继电器的拉弧现象，会引起继电器簧片两端电压的抖动。

图11C是实现上述的开关控制模块A02的以往的方案的另一例的示意图。该方案中，通过PMOS管C01来实现开关控制模块A02的功能。对于低压小电流的应用场景而言，使用PMOS是一种简单低成本的方式。如图所示，由于PMOS本身的特性，即PMOS管导通后，不会由于漏极电位的变化而关断。因此，使用如图所示的控制方式能够有效的控制PMOS 管的开关与关断。但由于PMOS管特性的原因，PMOS管往往不能够承受较大的电压等级，以及随着耐压的提升，PMOS管的导通阻抗会比同等耐压等级的NMOS管大很多，导致PMOS管的开关应用受到较大的限制。

图11D是实现上述的开关控制模块A02的以往的方案的再另一例的示意图。该方案中，通过NMOS管D01来实现开关控制模块A02的功能。对于高压大电流的应用场景而言，由于NMOS具备更高的耐压的等级，以及导通阻抗低的优势，使用NMOS管作为开关是一种更好的选择。由于NMOS本身的特性，即NMOS管导通后，会由于漏极电位的变化而关断。因此，需要采取特定的电平来驱动NMOS开关。NMOS管作为高端开关时，驱动的原理都是相同的，即提供足够的驱动电位，以避免NMOS 在开通后，源极电压接近漏极电压导致NMOS被关断。

图11E是实现上述的涌入防护模块A03的以往的方案的一例的示意图。该方案中，通过NTC器件(温度系数电阻)E01来实现涌入防护模块A03的功能，即在输入线路中串联NTC器件E01。由于输入上电瞬间，电容两端电压不能突变，所以电容C在上电瞬间，相对输入地是低阻抗，这样输入源会有很大的涌入电流流过输入线路(涌入电流大小约等于输入电压除以电容的直流等效阻抗)，为了保护输入线路上的器件不至于受到涌入电流的损坏，NTC器件可以将涌入电流限制在一个较低的水平(NTC 器件的阻值是电容直流等效阻抗的很多倍)，避免大的涌入电流在线路上引起电压震荡。

然而在现有的方案中，要实现防涌入的功能，通常考虑将上述的开关控制模块A02与涌入防护模块A03组合的形式。在选取继电器或PMOS 管作为开关控制模块的情况下，如上所述，特性上存在比较多的缺点。而若选取NMOS管作为开关控制模块，由于其需要独立的驱动结构，在进一步与基于温度系数电阻的涌入防护模块A03组合时，会使得电子开关的整体变大，占用空间较多。另外，使用基于NTC器件的涌入防护模块本身，由于NTC器件本身体积大需要占用空间、在工作的过程、特别是稳态过程中始终流过电流而会发热并产生多余能耗，且NTC器件成本较高的原因，也并不理想。

发明内容

本发明正是鉴于上述问题提出的，其目的在于提供一种电子开关以及使用该电子开关的电子设备，能够以小体积、低能耗且低成本实现基于 NMOS管进行的特性良好的开关控制。

本发明的一个方面，提供一种电子开关，包括：连接在正极输入端与输出端之间的第1NMOS管；在该第1NMOS管的漏极与负极输入端之间依次串联连接的第1二极管、第2电阻器、第1电容器以及第3开关元件；正极输入端、与第1电容器与第3开关元件的接点间连接的第1电阻器；在第2电阻器与第1电容器的接点、与第1NMOS管的栅极之间连接的第 3电阻器；以及，在第3电阻器与第1NMOS管的栅极的接点、与第1NMOS 管的源极之间并联连接的第2电容器、第2二极管以及第4电阻器。

本发明的另一个方面，提供一种电子设备，使用上述的电子开关。

根据本发明，能够提供一种电子开关以及使用该电子开关的电子设备，能够以小体积、低能耗且低成本实现基于NMOS管进行的特性良好的开关控制。

附图说明

图1是表示本发明的电子开关101的应用场景的示意图。

图2是表示本发明的电子开关101的具体结构的电路图。

图3是表示本发明的电子开关101在上电瞬态时的工作过程中的第1 阶段的图。

图4是表示本发明的电子开关101在上电瞬态时的工作过程中的第2 阶段的图。

图5是表示本发明的电子开关101在上电瞬态时的工作过程中的第3 阶段的图。

图6是表示本发明的电子开关101在稳态时的工作过程中的第1阶段的图。

图7是表示本发明的电子开关101在稳态时的工作过程中的第2阶段的图。

图8是表示本发明的变形例1的电子开关201的具体结构的电路图。

图9是表示本发明的变形例2的电子开关301的具体结构的电路图。

图10是表示本发明的变形例3的电子开关401的具体结构的电路图。

图11A～图11E是用于说明现有技术的示例的图。

图中：

101： 电子开关

IP+： 正极输入端

IP-： 负极输入端

A： 正极输出端

B： 负极输出端

Q1： 第1NMOS管

D1： 第1二极管

D2： 第2二极管

C1： 第1电容器

C2： 第2电容器

C3： 第3电容器

R1： 第1电阻器

R2： 第2电阻器

R3： 第3电阻器

R4： 第4电阻器

Q3： 第3开关元件

具体实施方式

以下，结合附图对本发明的具体实施方式进行说明。

图1是表示本发明的电子开关101的应用场景的示意图。电子开关101 连接在正极输入端IP+与正极输出端A之间，并连接在负极输入端IP-和负极负极输出端B上。通过接受来自MCU201等的控制信号，来导通/关断正极输入端IP+与正极输出端A之间的连接。

图2是表示本发明的电子开关101的具体结构的电路图。本发明的电子开关101，是将NMOS管作为开关器件的电子开关。如上文所述，NMOS 具备更高的耐压的等级，以及导通阻抗低的优势。

本发明的电子开关101，具有连接在正极输入端IP+与正极输出端A 之间的第1NMOS管Q1。第1NMOS管Q1是电子开关101的核心开关器件，通过功率电流。通过对其栅极的电压进行控制，来使该第1NMOS管 Q1导通/关断。

在该第1NMOS管的漏极与负极输入端IP-之间，依次串联连接第1 二极管D1、第2电阻器R2、第1电容器C1以及第3开关元件Q3。

第1二极管D1，是单向导通的器件，用于在第1电容器C1放电时阻断C1向输入端的放电回路。

第2电阻器R2，是第1电容器C1充电时的充电限流电阻，用于限制第1电容器C1充电时的充电电流大小。

第1电容器C1，用于进行高频充放电过程，实现电压泵的作用。

第3开关元件Q3，根据来自MCU201等外部的信号进行高频开关，从而实现对第1电容器C1的充放电的控制。这里，优选使用高频特性好的三极管作为第3开关元件Q3。

正极输入端IP+、与第1电容器C1与第3开关元件Q3的接点间连接有第1电阻器R1。

第1电阻器R1，用于调节第1NMOS管Q1的栅极源极两端电压，在第1电容器C1放电时，起到分压的作用。

在第2电阻器R2与第1电容器C1的接点、与第1NMOS管的栅极之间，连接有第3电阻器R3。

第3电阻器R3，用于调节第1NMOS管Q1的栅极源极两端的电压。

在第3电阻器R3与第1NMOS管的栅极的接点、与第1NMOS管的源极之间，并联连接有第2电容器C2、第2二极管D2以及第4电容器 R4。

第2电容器C2，用于在预导通的瞬态时，能够起到快速分压的作用。这里，第2电容器C2选用pf级的电容器。

第2二极管D2，用于嵌位第1NMOS管Q1的栅极源极两端电压，保护栅极源极两端电压在Q1的规格值以内。

第4电阻器R4，调节第1NMOS管Q1的栅极源极两端电压，并在第1NMOS管Q1关断时，提供第2电容器C2的放电回路。

在正极输出端A和负极输出端B之间，连接后级的被通断控制的负载(电路)。为了便于理解本发明的工作过程，这里将该负载的等效电容作为第3电容器C3表示。通常来说，被通断控制的负载的等效电容远大于第2电容器C2的电容，可视为是μf级的电容器。

以下，参考图3～图7对本发明的电子开关101的工作过程进行具体说明。

首先，参照图3～图5对本发明的电子开关101在上电瞬态时的工作过程进行说明。

图3是表示本发明的电子开关101在上电瞬态时的工作过程中的第1 阶段的图。如该图所示，在上电瞬间，输入电流如图中的虚线标示的那样流动。在这个过程中，第1NMOS管Q1的漏源极之间的第2电容器C2 在进行充电。第2电容器C2两端的电压会之间上升(这里，第2电容器 C2两端的电压也即是第1NMOS管Q1的漏源极电压)。由于第3电容器 C3的容量远远大于第2电容器C2的容量，因此第3电容器C3的容抗远远小于第2电容器C2的容抗。那么在上电瞬态时，第2电容器C2上的分压会比第3电容器C3大，即第2电容器C2会被迅速充电，而第3电容器 C3也被平缓地预充电。

图4是表示本发明的电子开关101在上电瞬态时的工作过程中的第2 阶段的图。当第2电容器C2两端电压上升至第1NMOS管Q1的开启电压 Vth后，第1NMOS管Q1开始导通.此时，如图中的虚线标示的那样，输入电压通过第1NMOS管Q1直接对第3电容器C3进行充电，从而完成对第3电容器C3的预充电。

图5是表示本发明的电子开关101在上电瞬态时的工作过程中的第3 阶段的图。当第3电容器C3两端电压上升至输入电压V_IN时，第3电容器C3充电路径的充电电流降为0。由于第2电容器C2上存在残压，因此Vg此时的电位为第2电容器C2两端的电压V_C2加上输入电压V_IN。之后，C2两端的电压将会通过第4电阻器R4消耗掉，从而V_C2再次低于第1NMOS管Q1的开启电压Vth后，第1NMOS管Q1则会由导通状态返回关断状态，即进入等待通过控制来对第1NMOS管Q1进行通断的待机状态。

如参照图3～图5说明的那样，根据本发明的方案，在上电瞬态时的工作过程中，对作为负载的等效电容的第3电容器C3的充电并非瞬间完成，而是通过两个过程实现，从而缓和了因为对第3电容器C3的瞬间充电而产生的涌入电流。

接着，参照图6、图7对本发明的电子开关101在稳态时的工作过程进行说明。

图6是表示本发明的电子开关101在稳态时的工作过程中的第1阶段的图。当电路进入稳态后(即输入电压稳定后)，来自MCU等的高频的驱动信号将会送至第3开关元件Q3的基极，从而周期性驱动第3开关元件Q3使其导通/关断。此时，第1NMOS管Q1的开通是通过如下机制实现：

当第3开关元件Q3导通时，输入电压将会通过第1二极管D1、第2 电阻器R2、第1电容器C1和第3开关元件Q3这些器件，如图5中的虚线所示形成对第1电容器C1的充电回路。这里，将R2设置成在Q3导通时让C1能够迅速的完成充电过程的值。

图7是表示本发明的电子开关101在稳态时的工作过程中的第2阶段的图。当第3开关元件Q3关断时，由于电容的特性，C1两端电压不能突变，输入电压会沿着虚线所示的线路径对第2电容器C2进行充电使得 V C2上升，也即意味着C1下端电位Vd为输入电压，而上端电位Vc则会被抬高。正因为如此，由于C1的充放电，并且电位被抬高，所以能够保证在第1NMOS管Q1导通后，仍旧有足够的驱动电平来驱动栅极-源极。

如参照图6、7说明的那样，根据本发明的方案，在稳态时的工作过程中，通过对第3开关元件Q3提供高频控制信号使其周期性导通/关断，能够实现对第1NMOS管Q1的导通/关断控制，从而实现电子开关101的开关功能。且在此过程中，作为功率电流流经的路径的从输入端IP+到正极输出端A上，仅流经导通阻抗很低的第1NMO管Q1，因此在电子开关 101的导通过程中导通电阻很低，没有额外的能量消耗。

变形例1

图8是表示本发明的变形例1的电子开关201的具体结构的电路图。本变形例的电子开关201与上述的电子开关101的区别在于，在第3电子开关Q3与负极输入端IP-之间，进一步串联连接有第3二极管D3。除此以外的结构由于与电子开关101相同，因此标注同样的结构，并省略对应的说明。

根据变形例1的电子开关201，通过在第3电子开关Q3与负极输入端IP-之间进一步串联连接有第3二极管D3，能够防止电子开关201被反接时因电流反向流动而使得电子开关201损坏。

变形例2

图9是表示本发明的变形例2的电子开关301的具体结构的电路图。本变形例的电子开关301与上述的电子开关101的区别在于，在第1NMOS 管Q1与正极输出端A之间，进一步反向串联连接第2NMOS管Q2。除此以外的结构由于与电子开关101相同，因此标注同样的结构，并省略对应的说明。

如该图9所示，第1NMOS管Q1与第2NMOS管Q2的漏极彼此连接，构成了具有输入反接保护作用的开关结构。当输入反接时，会被第2NMOS 管Q2阻断导通的路径，能够防止电子开关301被反接时因电流反向流动而使得电子开关301损坏。

变形例3

图10是表示本发明的变形例3的电子开关401的具体结构的电路图。本变形例的电子开关401与上述的电子开关101的区别在于，在第3电阻 R3与第2电容器C2的接点、与负极输入端IP-之间，进一步串联连接第4 开关元件Q4。除此以外的结构由于与电子开关101相同，因此标注同样的结构，并省略对应的说明。

如该图10所示，通过在第3电阻R3与第2电容器C2的接点、与负极输入端IP-之间串联连接第4开关元件Q4，可以通过来自MCU的控制信号来开通与关断第4开关元件Q4，从而对第1NMOS管Q1的栅极电位进行控制。当第4开关元件Q4导通时，第1NMOS管Q1的栅极电位会通过第4开关元件Q4短接至地，从而实现快速关断的作用，能够进一步加快电子开关401关断(保护)的速度。

这里，优选使用于第3开关元件Q3同样的器件作为第4开关元件Q4。

上述的变形例1～3对本发明可能的一些变形进行了例示，这些变形可以根据实际需要相互组合、替换等，所形成的方案也构成本发明的实施方式。

另外，上述的说明中，以电子开关的形式对本发明进行了说明，但本发明也包含利用了上述电子开关101～401的任意一种的电子设备。

另外，上述的实施方式中，将各个器件以独立的形态进行了说明，但并不限定于此。只要能够实现电路中的各个器件的功能即可，也可利用电路中固有的结构或者已有器件的特性等来作为等效器件实现相关器件的作用，这种变化也包含在本发明的范围之中。

另外，上述的实施方式以及变形例的说明在全部点上都是例示而并非限制。对本领域技术人员而言，能适宜进行变形以及变更。例如能进行不同的实施方式中示出的构成的部分的置换或组合。本发明的范围不是由上述的实施方式而是由权利要求的范围给出。进而在本发明的范围中，意图包含与权利要求的范围等同的意义以及范围内的全部变更。

Claims (7)

1.一种电子开关，其特征在于，

包括：连接在正极输入端(IP+)与输出端(A)之间的第1NMOS管(Q1)；

在该所述第1NMOS管的漏极与负极输入端(IP-)之间依次串联连接的第1二极管(D1)、第2电阻器(R2)、第1电容器(C1)以及第3开关元件(Q3)；

所述正极输入端(IP+)、与所述第1电容器(C1)与所述第3开关元件(Q3)的接点间连接的第1电阻器(R1)；

在所述第2电阻器(R2)与所述第1电容器(C1)的接点、与所述第1NMOS管的栅极之间连接的第3电阻器(R3)；以及，

在所述第3电阻器(R3)与所述第1NMOS管的栅极的接点、与所述第1NMOS管的源极之间并联连接的第2电容器(C2)、第2二极管(D2)以及第4电阻器(R4)。

2.根据权利要求1所述的电子开关，其特征在于，

进一步包括：在所述第3电子开关(Q3)与所述负极输入端(IP-)之间串联连接的第3二极管(D3)。

3.根据权利要求1或2所述的电子开关，其特征在于，

进一步包括：在所述第1NMOS管(Q1)与所述输出端(A)之间反向串联连接的第2NMOS管(Q2)。

4.根据权利要求1所述的电子开关，其特征在于，

进一步包括：在所述第3电阻(R3)与所述第2电容器(C2)的接点、与所述负极输入端(IP-)之间串联的第4开关元件(Q4)。

5.根据权利要求1所述的电子开关，其特征在于，

所述第2二极管(D2)是稳压二极管。

6.根据权利要求1所述的电子开关，其特征在于，

所述第3电子开关(Q3)是高频特性好的三极管。

7.一种电子设备，使用权利要求1～6的任一项所述的电子开关。

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