JPH10337022A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチング電源装置において起動と過負荷
状態とを区別するためにタイマ用コンデンサを使用す
る。タイマ用コンデンサは比較的長い時間を計測するた
めに大きな容量を有する。従って、タイマ用コンデンサ
を集積回路で構成して小型化を図ることが困難であっ
た。 【解決手段】 直流電圧のオン・オフ用スイッチ４のた
めのＰＷＭパルスを形成するためにＰＷＭパルス発生回
路３４を設ける。過負荷状態が所定時間以上継続してい
るか否かを判定するためにタイマ用コンデンサ６５を設
ける。過負荷状態が発生した時又は起動時にタイマ用コ
ンデンサ６５の充電を開始する。タイマ用コンデンサ６
５の電圧が所定電圧まで上昇したら過負荷と判断し、Ｐ
ＷＭパルスの発生を遮断する。タイマ用コンデンサ６５
を充電するための定電流供給回路３３を設ける。この定
電流供給回路３３から断続的に電流を供給させるための
制御回路を設ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチングレギ
ュレータ等のスイッチング電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１及び図２は本願よりも前に本件出願
人が作製したスイッチング電源装置を示す。このスイッ
チング電源装置は、例えば整流平滑回路から成る直流電
源１の一端と他端との間に接続されたトランス２の１次
巻線３と例えばＦＥＴから成るスイッチ４の直列回路を
有する。トランス２の２次巻線５には整流平滑回路を形
成するためにダイオード６を介して平滑用コンデンサ７
が接続されている。この平滑用コンデンサ７は出力端子
８、９間に接続された負荷１０の電源として機能する。
スイッチ４の制御端子（ゲート）には制御信号形成回路
１１が接続されている。制御信号形成回路１１は平滑用
コンデンサ７の電圧を一定にするためのＰＷＭ（パルス
幅変調）パルスから成る制御信号を形成し、これをスイ
ッチ４に供給する。制御信号形成回路１１の電源電圧を
得るためにトランス２には３次巻線１２が設けられてい
る。この３次巻線１２にはダイオード１３を介してコン
デンサ１４が並列に接続されている。１次巻線３、２次
巻線５及び３次巻線１２の極性は黒丸で示すように決定
されているので、スイッチ４のオン期間にはダイオード
６、１３が非導通であり、トランス２に磁気エネルギー
が蓄積され、スイッチ４のオフ期間にトランス２の蓄積
エネルギーの放出が生じてダイオード６、１３が導通す
る。ダイオード６が導通すると、平滑用コンデンサ７の
電圧が２次巻線５に印加されて、３次巻線１２には平滑
用コンデンサ７の電圧を２次巻線５と３次巻線１２との
巻数比によって決まった比で低減した電圧が得られる。
この３次巻線１２の電圧及びコンデンサ１４の電圧は平
滑用コンデンサ７に対応しているのでほぼ一定である。
コンデンサ１４の一端は制御信号形成回路１１の電源端
子１５に接続され、他端はグランド端子１６に接続され
ている。また、起動時の電力を得るためにコンデンサ１
４の一端及び電源端子１５は起動抵抗１７を介して直流
電源１の一端に接続されている。制御信号形成回路１１
は電圧制御端子１８、電流検出端子１９、出力ライン２
０、及びグランドライン２１を有する。電圧制御端子１
８は電圧制御のためのフォトトランジスタ２２に接続さ
れている。なお、フォトトランジスタ２２は端子１８と
電源１の他端との間に接続されている。電流検出端子１
９は電流検出抵抗２３の電源１側の端子に接続されてい
る。なお、電流検出抵抗２３はグランド端子１６と電源
１の他端との間に接続され、スイッチ４に流れる電流に
対応した電圧降下を示す。制御信号出力ライン２０は制
御信号を供給するためにスイッチ４の制御端子（ゲー
ト）に接続され、グランドライン２１はグランド端子１
６即ちスイッチ４のソース電極に接続されている。

【０００３】図１において、制御信号形成回路１１とス
イッチ４とは点線で区画して示す１つの混成集積回路２
４で構成されている。スイッチ４と１次巻線３との間の
端子２５は集積回路２４の端子である。また、制御信号
形成回路１１の端子１５、１６、１８、１９は集積回路
２４の端子としても機能する。

【０００４】定電圧制御のための電圧制御信号形成回路
２６は、電圧検出抵抗２７、２８と、基準電圧源２９
と、誤差増幅器３０と、発光ダイオード３１とから成
る。２つの電圧検出抵抗２７、２８の直列回路は出力端
子８、９間に接続されている。誤差増幅器３０の一方の
入力端子（負入力端子）は抵抗２７、２８の分圧点に接
続され、他方の入力端子（正入力端子）は基準電圧源２
９に接続されている。発光ダイオード３１は出力端子８
と誤差増幅器３０の出力端子とに接続され、且つフォト
トランジスタ２２に光結合されている。誤差増幅器３０
は検出電圧と基準電圧との差に対応した出力を発生し、
発光ダイオード３１は誤差増幅器３０の出力に応答して
発光し、出力端子８、９間の直流出力電圧Ｖ0 が高い時
に高レベルの光出力を発生し、直流出力電圧が低い時に
低レベルの光出力を発生する。フォトトランジスタ２２
は発光ダイオード３１の光出力に応答し、直流出力電圧
Ｖ0 が高い時に低抵抗となり、低い時に高抵抗になる。

【０００５】図２は図１の集積回路２４の部分の詳細を
示す。この図２において、スイッチ４以外の部分は図１
の制御信号形成回路１１に相当する。制御信号形成回路
１１は大別して、定電圧化回路３２と定電流供給回路３
３とパルス発生回路３４とオン幅決定回路３５と駆動回
路３６とから成る。

【０００６】定電圧化回路３２は電源端子１５とグラン
ド端子１６との間に接続され、定電圧化電源ライン３７
に定電圧化した電圧を出力する。

【０００７】定電流供給回路３３は、４つのトランジス
タ３８、３９、４０、４１と抵抗４２から成り、オン幅
決定回路３５で要求する定電流を供給する。この定電流
供給回路３３の対のＰＮＰ型トランジスタ３８、３９は
ミラー回路を形成するように接続され、これ等のエミッ
タは電源ライン３７に接続され、これ等のベースは互い
に接続され、トランジスタ３９のコレクタはそのベース
に接続されている。また、別の対のＮＰＮ型トランジス
タ４０、４１のエミッタはグランドライン２１に接続さ
れ、これ等のベースは互いに接続されていると共にトラ
ンジスタ４１のコレクタに接続され、トランジスタ４０
のコレクタはＰＮＰ型トランジスタ３８、３９のベース
に接続され、また、トランジスタ４１のコレクタは抵抗
４２を介して電源ライン３７に接続されている。従っ
て、抵抗４２を介してＮＰＮ型トランジスタ４０、４１
のベース電流が流れ、これ等がオンし、ＰＮＰ型トラン
ジスタ３８、３９のベース電流がＮＰＮ型トランジスタ
４０を通って流れ、これ等がオンし、トランジスタ３８
のコレクタにほぼ一定の電流が流れる。

【０００８】パルス発生回路３４は、スイッチ４をオン
・オフ制御するための方形波パルス（ＰＷＭパルス）を
繰返して発生する回路であって、パルス形成用コンパレ
ータ（比較器）４３と、のこぎり波発生用コンデンサ４
４と、放電用抵抗４５と、充電用トランジスタ４６と、
基準電圧用抵抗４７と、基準電圧用ツエナーダイオード
４８と、参照電圧用抵抗４９、５０と、参照電圧用ダイ
オード５１と、帰還用抵抗５２と、帰還用ダイオード５
３とから成る。のこぎり波発生用コンデンサ４４の一端
は充電制御用トランジスタ４６を介して制御用電源端子
１５に接続され、コンデンサ４４の他端はグランドライ
ン２１に接続されている。放電用抵抗４５はコンデンサ
４４に並列に接続されている。ツエナーダイオード４８
のカソードは抵抗４７を介して電源ライン３７に接続さ
れ、アノードはグランドライン２１に接続されている。
従って、ツエナーダイオード４４のカソードとグランド
ライン２１との間に一定電圧が得られる。充電制御用ト
ランジスタ４６のベースはツエナーダイオード４８と抵
抗４７の相互接続点に接続されているので、一定電圧の
供給を受けている時にはトランジスタ４６がオンにな
り、コンデンサ４４が所定電圧（約５Ｖ）に充電され
る。なお、トランジスタ４６には直列に抵抗が接続され
ておらず且つトランジスタ４６は飽和するように駆動さ
れるので、コンデンサ４４は急激に所定電圧（約５Ｖ）
まで充電される。パルス形成用コンパレータ４３の一方
の入力端子（正端子）は抵抗４９を介して電源ライン３
７に接続され、他方の入力端子（負端子）はコンデンサ
４４の一端に接続され、出力端子は駆動回路３６を介し
てスイッチ４のゲートに接続されている。コンパレータ
４３の正入力端子に与える参照電圧Ｖ1 をコンパレータ
４３の出力の帰還によって変えるための参照電圧用抵抗
５０及びダイオード５１は、コンパレータ４３の正入力
端子と出力端子との間に接続されている。また、コンパ
レータ４３の出力を充電制御用トランジスタ４６のベー
スに帰還させるための抵抗５２及びダイオード５３はト
ランジスタ４６のベースとコンパレータ４３の出力端子
との間に接続されている。もし、負荷が一定であるとす
れば、オン幅一定、オフ幅一定の一定周期で方形波パル
スが発生する。しかし、実際には負荷が変動するので、
オフ幅一定、オン幅可変のＰＷＭパルス列が発生する。

【０００９】オン幅決定回路３５は、図１の直流出力端
子８、９間の電圧を一定に制御するためにＰＷＭパルス
のオン幅を調整する機能と、過電流時にオン幅をゼロに
保持（ラッチ）する機能を有するものであって、オン幅
決定用コンパレータ５４と、第１及び第２のパルス幅制
御用スイッチ又はパルス発生阻止手段としてのトランジ
スタ５５、５６とを備えている。第１及び第２のパルス
幅制御用トランジスタ５５、５６はパルス発生用コンパ
レータ４３の出力端子とグランドライン２１との間にそ
れぞれ接続されている。従って、第１及び第２のパルス
幅制御用トランジスタ５５、５６のいずれか一方がオン
になると、パルス発生用コンパレータ４３からのパルス
の送出が遮断される。オン幅決定用コンパレータ５４の
出力端子はトランジスタ５５のベースに接続されてお
り、コンパレータ５４の出力が低レベルから高レベルに
転換した時にトランジスタ５５がオンになり、ＰＷＭパ
ルスのオン期間が終了する。

【００１０】コンパレータ５４によるオン終了時点の決
定をスイッチ４の電流（電流検出信号）と直流出力電圧
の帰還信号（電圧制御信号）とに基づいて実行するため
に、抵抗５７、５８、５９、６０が設けられている。参
照電圧形成回路としての抵抗５７と抵抗５８の直列回路
は定電圧化電源ライン３７とグランドライン２１との間
に接続され、抵抗５７、５８の相互接続点がコンパレー
タ５４の一方の入力端子（正入力端子）に接続されてい
る。また、電流対応電圧形成手段としての抵抗５９と抵
抗６０の直列回路は定電圧化電源ライン３７と電流検出
端子１９との間に接続されている。電流検出端子１９は
図１の電流検出抵抗２３の下端に接続されているので、
結局、定電圧化電源ライン３７とグランドライン２１と
の間に抵抗５９、６０と電流検出抵抗２３との直列回路
が接続されていることになる。抵抗５９、６０の相互接
続点はコンパレータ５４の他方の入力端子（負入力端
子）に接続されている。スイッチ４はインダクタンスを
有する１次巻線３に直列に接続されているので、スイッ
チ４がオンになると、ここを流れる電流は傾斜を有して
徐々に増大する。従って、電流検出抵抗２３の電圧及び
コンパレータ５４の正入力端子の電流対応電圧Ｖa も傾
斜を有して変化し、この電圧Ｖa がコンパレータ５４の
正入力端子の参照電圧Ｖr に達した時にコンパレータ５
４の出力が低レベル（第１の状態）から高レベル（第２
の状態）に転換し、ＰＷＭパルスのオン期間が終了す
る。

【００１１】参照電圧Ｖr を図１の出力端子８、９の直
流出力電圧Ｖ0 に基づいて変化させるために、３個のＰ
ＮＰ型トランジスタ６１、６２、６３と１個のＮＰＮ型
トランジスタ６４とが設けられている。トランジスタ６
１のエミッタは定電圧化電源ライン３７に接続され、こ
のコレクタは電圧制御端子１８に接続され、このベース
はこのコレクタに接続されていると共にトランジスタ６
２のベースに接続されている。ミラー回路を形成するた
めのトランジスタ６２のエミッタは定電圧化電源ライン
３７に接続され、このコレクタはトランジスタ６４のベ
ースに接続されている。トランジスタ６３は抵抗５７に
並列に接続されている。即ちトランジスタ６３のエミッ
タは定電圧化電源ライン３７に接続され、このコレクタ
は抵抗５７の下端に接続され、このベースは電圧制御端
子１８に接続されている。電圧制御端子１８には図１に
示すようにホトトランジスタ２２が接続されているの
で、結局、ホトトランジスタ２２は図２のトランジスタ
６１に直列に接続されていることになる。従って、ホト
トランジスタ２２がオンの時にはトランジスタ６１を通
ってホトトランジスタ２２に電流が流れる。また、トラ
ンジスタ６３のベース電流がホトトランジスタ２２を通
って流れる。これにより、ホトトランジスタ２２の導通
状態の変化に応じてトランジスタ６３の抵抗値が変化
し、参照電圧Ｖrも変化する。

【００１２】放電制御手段としてのトランジスタ６４は
過負荷判定用タイマのためのコンデンサ６５に並列に接
続されており、コンデンサ６５の放電回路として機能す
る。タイマ用コンデンサ６５は定電流供給回路３３のト
ランジスタ３８のコレクタとグランドライン２１との間
に接続されている。従って、トランジスタ６４のオフの
時にコンデンサ６５はトランジスタ３８を通して供給さ
れる定電流によって一定速度で充電される。

【００１３】タイマ用コンデンサ６５が充電開始から所
定時間経過して一定電圧まで充電されたか否かを検出す
るための電圧検出手段又は電圧判定手段としてツエナー
ダイオード６６、トランジスタ６７、６８、６９、７
０、及び抵抗７１が設けられている。ＮＰＮ型トランジ
スタ６７のエミッタはグランドライン２１に接続され、
ツエナーダイオード６６はコンデンサ６５の一端とトラ
ンジスタ６７のベースとの間に接続されている。従っ
て、コンデンサ６５の電圧Ｖc が所定電圧値以上になる
とツエナーダイオード６６が導通し、トランジスタ６７
がオンになる。ＰＮＰ型トランジスタ６８のエミッタは
定電圧化電源ライン３７に接続され、このコレクタはコ
ンデンサ６５の一端に接続され、このベースはミラー回
路を形成するトランジスタ６９のベースに接続されてい
る。トランジスタ６９のエミッタは定電圧化電源ライン
３７に接続され、このコレクタは抵抗７１を介してＮＰ
Ｎ型トランジスタ６７のコレクタに接続され、このベー
スはこのコレクタに接続されている。トランジスタ７０
のエミッタは定電圧化電源ライン３７に接続され、この
ベースは抵抗７１を介してトランジスタ６７のコレクタ
に接続され、このコレクタはオン幅決定用トランジスタ
５６のベースに接続されている。なお、駆動回路３６の
電源端子は電源端子１５に接続され、コンパレータ４
３、５４の電源端子は定電圧化電源ライン３７に接続さ
れている。

【００１４】

【正常時動作】次に、図３を参照して図１及び図２に示
すスイッチング電源装置の正常時動作を説明する。図３
（Ｃ）のｔ0 時点で図２のコンパレータ４３の出力電圧
Ｖ3 が低レベルから高レベルに転換してＰＷＭパルスが
発生し、これに対応する制御信号が駆動回路３６を介し
てＦＥＴから成るスイッチ４のゲート・ソース間に印加
されると、スイッチ４がオンになり、直流電源１と１次
巻線３とスイッチ４と電流検出用抵抗２３とから成る閉
回路に電流Ｉ1 が流れる。１次巻線３はインダクタンス
を有するので、電流Ｉ1 は傾斜を有して増大し、電流検
出用抵抗２３の電圧が電流Ｉ1 の波形に対応して変化
し、コンパレータ５４の負入力端子の電圧Ｖa が図３
（Ｂ）に示す傾斜を有して減少し、ｔ1 時点でコンパレ
ータ５４の正入力端子の参照電圧Ｖr に達すると、コン
パレータ５４の出力が低レベルから高レベルに転換し、
トランジスタ５５がオンになり、コンパレータ４３の出
力端子がトランジスタ５５を介してグランドに接続され
る。これにより、ＰＷＭパルスのオン期間が終了する。
コンパレータ４３の出力電圧Ｖ3 がｔ1 時点で低レベル
になると、ダイオード５１がオンになり、コンパレータ
４３の正入力端子の電圧Ｖ1 が図３（Ａ）に示すように
６．５Ｖから３．５Ｖまで低下し、負入力端子の電圧Ｖ
2 よりも低くなる。これにより、コンパレータ４３の出
力電圧Ｖ3 の低レベルが保持される。また、コンパレー
タ４３の出力電圧Ｖ3 が低レベルになると、ダイオード
５３がオンになり、トランジスタ４６のベース電位がこ
のエミッタ電位よりも低くなり、トランジスタ４６のベ
ース・エミッタ間が逆バイアス状態となり、トランジス
タ４６がオフになるためコンデンサ４４の充電が停止す
る。これにより、コンデンサ４４の電荷は抵抗４５を介
して放出され、この電圧Ｖ2 は図３（Ａ）で破線で示す
ように一定の傾斜を有して低下する。ｔ2 時点でコンデ
ンサ４４の電圧即ちコンパレータ４３の負入力端子の電
圧Ｖ2 が正入力端子の電圧Ｖ1 よりも低くなると、コン
パレータ４３の出力電圧Ｖ3 は再び高レベルに戻り、次
のＰＷＭパルスが発生する。なお、ｔ1 〜ｔ2 のオフ期
間にはスイッチ４の電流がゼロになり、また、コンパレ
ータ５４の正入力端子の電圧Ｖa も基準電圧Ｖr より低
下するので、コンパレータ５４の出力は低レベルに保持
され、トランジスタ５５もオフに保持されている。従っ
て、図３のｔ1 〜ｔ2 のオフ期間はコンデンサ４４の放
電のみに依存して決定され、一定になる。ｔ2 時点でコ
ンパレータ４３の出力電圧Ｖ3 が高レベルに戻ると、ダ
イオード５１及び５３はオフになる。これにより、トラ
ンジスタ４６が再びオンになり、コンデンサ４４が急速
に充電され、この電圧Ｖ2 は５Ｖになる。また、コンパ
レータ４３の正入力端子の電圧Ｖ1 もｔ2 時点で直ちに
６．５Ｖになる。従って、コンパレータ４３の出力電圧
Ｖ3 は高レベルに保持される。なお、出力電圧Ｖ3 の高
レベルは６．５Ｖよりも高く設定されている。

【００１５】

【正常負荷時の電圧制御】直流出力電圧Ｖ0 が例えば基
準値よりも高くなると、オン幅決定用コンパレータ５４
の正入力端子の参照電圧Ｖr が図３（Ｂ）の破線で示す
ように高くなり、電流検出に基づく入力電圧Ｖa がオン
開始点から早い時期に破線で示す参照電圧Ｖr に達し、
コンパレータ５４の出力が高レベルに転換し、トランジ
スタ５５がオンになることによりＰＷＭパルスのオン期
間が終了し、図３（Ｃ）で点線で示すようにＰＷＭパル
スのオン幅が狭くなる。ＰＷＭパルス列のオフ幅は一定
であるので、スイッチ４のデューティー比は小さくな
り、出力電圧Ｖ0 が基準に戻される。出力電圧Ｖ0 が基
準値よりも低くなった時には上記の高くなった時と逆の
動作になる。

【００１６】次に、電圧制御を更に詳しく説明する。出
力電圧Ｖ0 は図１の電圧制御信号形成回路２６の抵抗２
７、２８で検出され、この電圧制御信号形成回路２６か
らは出力電圧Ｖ0 に比例的関係を有する光出力が発生
し、フォトトランジスタ２２に入力する。フォトトラン
ジスタ２２の抵抗値は出力電圧Ｖ0 に反比例的関係を有
して変化する。例えば、出力電圧Ｖ0 が基準値よりも高
くなると、ホトトランジスタ２２の抵抗値は逆に低くな
り、図２のトランジスタ６３のベース電流が増大し、こ
の抵抗値が大きくなり、参照電圧Ｖr が高くなる。出力
電圧Ｖ0 が基準値よりも低くなった時には上記の高くな
った時の逆の動作になる。

【００１７】正常負荷動作時には、ホトトランジスタ２
２の抵抗値がさほど大きくならない。このため、トラン
ジスタ６１がオンになり、ミラー回路を構成するもう一
方のトランジスタ６２もオンになり、トランジスタ６４
にベース電流を供給し、このトランジスタ６４も図４
（Ｅ）のｔ1 よりも前の区間に示すようにオンになる。
従って、出力電圧Ｖ0 が制御可能な範囲に保たれている
正常負荷時にはタイマ用コンデンサ６５がトランジスタ
６４で短絡され、この電圧Ｖc は実質的にゼロである。
このため、ツエナーダイオード６６及びトランジスタ６
７が図４（Ｇ）のｔ1 よりも前の区間に示すようにオフ
に保たれ、また、トランジスタ６８、６９、７０もオフ
に保たれる。トランジスタ７０がオフに保たれている
と、オン幅決定用トランジスタ５６もオフに保たれる。
従って、ＰＷＭパルスのオン幅はタイマ用コンデンサ６
５に無関係にコンパレータ５４の出力のみで制御され
る。

【００１８】

【正常起動動作】図４のｔ1 〜ｔa 区間は起動時の各部
の状態を示す。起動して所定時間が経過するまでは出力
電圧Ｖ0 は比較的低い。このため、発光ダイオード３１
の光出力はゼロ又は極めて低い。これにより、フォトト
ランジスタ２２の抵抗値が大きくなり、トランジスタ６
１、６２、６３、６４はオフに保たれる。この結果、タ
イマ用コンデンサ６５の定電流Ｉc1による充電が開始
し、コンデンサ６５の電圧Ｖc1が図４（Ｆ）のｔ1 〜ｔ
a 区間に示すように徐々に高くなる。コンデンサ６５の
電圧Ｖc1がツエナーダイオード６６をオンにするレベル
まで上昇する時点ｔ2よりも前に出力電圧Ｖ0 が所定制
御範囲まで立上り、例えば図４のｔa 時点で発光ダイオ
ード３１から所定レベル以上の光出力が得られると、フ
ォトトランジスタ２２の抵抗値が低下するためにトラン
ジスタ６１、６２、６３、６４がオンになり、コンデン
サ６５の電圧Ｖc1が実質的にゼロになり、ツエナーダイ
オードはオンにならず、トランジスタ６７も図４（Ｇ）
のｔ1 〜ｔ2 区間に示すようにオフに保たれ、タイマ用
コンデンサ６５に無関係に正常動作が開始する。なお、
ｔ1 〜ｔa の起動期間又は過負荷時のｔ1 〜ｔ2 期間に
おいてはトランジスタ６３がオフに保たれるので、参照
電圧Ｖr が低くなり、Ｖa がＶr に達するまでコンパレ
ータ５４から高レベル出力が発生しない。この結果、コ
ンパレータ４３の出力電圧Ｖ3 の高レベル期間（オン
幅）の制御が行われず、コンパレータ４３で決定された
最大のオン幅を有するＰＷＭパルスが出力電圧Ｖ3 即ち
制御信号として発生する。

【００１９】

【過負荷時動作】図１の負荷１０の短絡等の過負荷状態
が生じ、出力電圧Ｖ0 の低下が生じ、例えば図４のｔ1
時点で発光ダイオード３１から光出力が発生しない状態
となると、前述の起動時と同様にトランジスタ６１、６
２、６３、６４がオフになり、タイマ用コンデンサ６５
の充電が開始し、この電圧Ｖc1が徐々に上昇する。起動
等のために過負荷状態が極く短時間に限定的に発生した
か、又は過負荷状態が継続的に発生したかを区別するた
めにタイマ用コンデンサ６５が使用される。過負荷状態
が例えば図４のｔ1 〜ｔ2 までの所定時間継続している
と、定電流Ｉc1で充電されているコンデンサ６５の電圧
Ｖc1がｔ2 時点でツエナーダイオード６６をオンにする
レベルに達し、図４（Ｇ）に示すようにｔ2 でトランジ
スタ６７がオンになる。これに応答してトランジスタ６
８、６９、７０もオンになる。トランジスタ７０がオン
になると、トランジスタ５６がオンになり、コンパレー
タ４３の出力電圧Ｖ3 が図４（Ｂ）に示すように強制的
にゼロ（グランド）レベルに保持（ラッチ）され、スイ
ッチ４のオン・オフ動作が停止し、過負荷保護が達成さ
れる。なお、過負荷状態のためにｔ2 時点でトランジス
タ６７がオンになり、トランジスタ６８、６９もオンに
なると、コンデンサ６５の定電流充電とは無関係に、ト
ランジスタ６８とツエナーダイオード６６とトランジス
タ６７との関係でコンデンサ６５の電圧Ｖc が一定値に
クランプされる。このクランプ電圧はツエナーダイオー
ド６６の電圧ＶZ とトランジスタ６７のベース・エミッ
タ間電圧ＶBEとの和（ＶZ ＋ＶBE）である。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図４のｔ1
〜ｔ2 期間をコンデンサ６５で得るためには、コンデン
サ６５の容量を大きくすることが必要になり、制御信号
形成回路１１が大型且つ高コストになった。即ちコンデ
ンサ６５をモノリシック集積回路（半導体集積回路）で
形成することができず、個別部品とするために大型且つ
コスト高になった。なお、コンデンサ６５の容量を小さ
くし、これと同時に充電用の定電流Ｉc1も小さくするこ
とが考えられるが、定電流Ｉc1を高精度に低い値にする
ことは困難であった。

【００２１】そこで、本発明の目的は、タイマ用コンデ
ンサの容量を小さくすることができ、且つ時間管理の精
度を比較的高く保つことができるスイッチング電源装置
を提供することにある。

【００２２】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、直流電圧をオン・オフ
するためのスイッチと、前記スイッチをオン・オフ制御
するための制御信号を形成するための制御信号形成回路
と、前記スイッチの制御のために設けられたタイマ用コ
ンデンサと、前記タイマ用コンデンサに充電電流を供給
するための電流供給回路とを有するスイッチング電源装
置において、前記電流供給回路が前記タイマ用コンデン
サに充電電流を断続的に流すための充電電流断続制御手
段を有していることを特徴とするスイッチング電源装置
に係わるものである。なお、請求項２に示すようにスイ
ッチをオン・オフ制御するための制御信号で充電電流を
断続することが望ましい。また、請求項３に示すように
トランスの１次巻線にスイッチを直列に接続し、これを
オン・オフする形式のスイッチング電源装置におけるタ
イマ用コンデンサの充電電流供給に本発明を適用するこ
とができる。

【００２３】

【発明の作用及び効果】各請求項の発明によれば、所定
の時間をコンデンサの電圧に基づいて計測する場合にコ
ンデンサの容量を小さくすることができる。これによ
り、タイマ用コンデンサの半導体集積化が可能になる。
また、充電電流の振幅レベルを比較的高く保つことがで
きるので、所定電流値を正確に得ることができる。ま
た、請求項２及び３の発明によれば制御信号を充電電流
の断続に使用するので、断続を容易に達成することがで
きる。

【００２４】

【第１の実施例】次に、図５及び図６を参照して本発明
の第１の実施の形態を示すスイッチング電源装置を説明
する。但し、本実施例のスイッチング電源装置の基本的
部分の構成は図１の制御信号形成回路１１の内部に充電
電流断続供給制御回路を付加した他は図１と同一に構成
されているので、スイッチング電源装置の全体構成の図
示及びその説明を省略する。また、図５に示す本実施例
の制御信号形成回路１１ａは図２の制御信号形成回路１
１に充電電流断続制御手段を付加した他は図２と同一で
あるので、図５において図２と実質的に同一の部分には
同一の参照符号を付してその説明を省略する。また、本
実施例における各部の波形を示す図６の（Ａ）（Ｂ）
（Ｃ）（Ｇ）（Ｈ）（Ｉ）（Ｊ）は図４の（Ａ）（Ｂ）
（Ｃ）（Ｅ）（Ｆ）（Ｇ）に対応しているので、これ等
の詳しい説明を省略する。

【００２５】図５に示す本実施例の制御信号形成回路１
１ａ及びスイッチ４から成る集積回路は、図２の制御信
号形成回路１１及びスイッチ４から成る集積回路に、充
電電流断続制御手段として３つのＮＰＮ型トランジスタ
７２、７３、７４と、３つの抵抗７５、７６、７７と、
１つのコンデンサ７８とを付加した他は図２と同一に構
成したものである。但し、図５のタイマ用コンデンサ６
５は図２のタイマ用コンデンサ６５の容量よりも小さい
容量を有する。

【００２６】スイッチとして機能するトランジスタ７２
のコレクタは定電流供給回路３３のトランジスタ４１の
コレクタに接続され、このエミッタはグランドライン２
１に接続され、このベースは抵抗７５を介してコンパレ
ータ４３の出力端子に接続されている。スイッチとして
機能するトランジスタ７３のコレクタは抵抗７７を介し
て電源ライン３７に接続され、このエミッタはグランド
ライン２１に接続され、このベースは抵抗７６を介して
コンパレータ４３の出力端子に接続されている。コンデ
ンサ７８の一端はトランジスタ７３のコレクタに接続さ
れ、他端はグラドライン２１に接続されている。しきい
値を有するスイッチとしてのトランジスタ７４のコレク
タは定電流供給回路３３のトランジスタ４１のコレクタ
に接続され、このエミッタはグランドライン２１に接続
され、このベースはコンデンサ７８の一端に接続されて
いる。

【００２７】この実施例のスイッチング電源装置の正常
負荷時及び起動時及び過負荷時の動作は、定電流供給回
路３３からタイマ用コンデンサ６５に対する充電電流の
供給方法を除いて図１及び図２に示す従来のスイッチン
グ電源装置の正常負荷時及び起動時及び過負荷時の動作
と同じである。従って、図６（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｈ）
（Ｉ）（Ｊ）は図４（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）（Ｅ）（Ｆ）
（Ｇ）に対応している。図６の（Ｄ）（Ｅ）（Ｆ）
（Ｇ）はコンデンサ６５の充電電流の断続的供給の動作
を説明するものである。

【００２８】トランジスタ７２は図６（Ｄ）から明らか
なように図６（Ｂ）のコンパレータ４３の出力電圧Ｖ3
に応答してオン・オフする。即ち、ＰＷＭパルスのオン
期間にトランジスタ７２もオンになる。トランジスタ７
２がオンになると定電流供給回路３３のトランジスタ４
１がトランジスタ７２で短絡されるために、トランジス
タ４０、４１がオフになり、更にトランジスタ３８、３
９もオフになり、出力電流Ｉc1はゼロになる。トランジ
スタ７３はコンパレータ４３の出力電圧Ｖ3 に応答して
オン・オフする。このトランジスタ７３のオン期間には
コンデンサ７８がこのトランジスタ７３で短絡され、コ
ンデンサ７８の電圧はゼロになる。図６（Ｂ）に示すコ
ンパレータ４３の出力電圧Ｖ3 の低レベル期間（オフ期
間）にはトランジスタ７３がオフになるので、コンデン
サ７８が定電圧化電源ライン３７から抵抗７７を介して
供給される電流で徐々に充電される。即ちコンデンサ７
８は所定のＣＲ時定数を有して充電される。トランジス
タ７４のベース・エミッタ間電圧ＶBEは、図６（Ｅ）に
示すようにコンパレータ７３の出力電圧Ｖ3 の低レベル
期間（オフ期間）にコンデンサ７８の電圧の上昇に応じ
て傾斜を有して高くなる。トランジスタ７４はしきい値
を有してオンになるため、このベース・エミッタ間電圧
がしきい値以上に立上った時にオンになる。トランジス
タ７４のオン期間には定電流供給回路３３のトランジス
タ４１がトランジスタ７４で短絡され、定電流供給回路
３３の出力電流Ｉc1はゼロになる。トランジスタ７４は
コンパレータ４３の出力電圧Ｖ3 の低レベル期間の全部
においてオンにならないので、トランジスタ７２とトラ
ンジスタ７４の両方が同時にオフになる期間がコンパレ
ータ４３の出力電圧Ｖ3 の低レベル区間の初期に生じ
る。この結果、トランジスタ７２、７４の両方が同時に
オフになる期間即ちトランジスタ７４のベース・エミッ
タ間電圧ＶBEの立上り期間に応答してトランジスタ４０
及び４１のベース・エミッタ間電圧ＶBEが図６（Ｆ）に
示すようにパルス的に高レベルになり、これ等のトラン
ジスタ４０、４１がオン状態になる。トランジスタ４
０、４１がオンの期間にはトランジスタ３８、３９もオ
ンになり、図６（Ｇ）に示すように電流Ｉc1がパルス的
に流れる。従って、図６のｔ1 〜ｔ2 区間に示す過負荷
時又はｔ1 〜ｔa の起動時にはコンデンサ６５が図６
（Ｇ）のパルス的電流Ｉc1によって充電される。

【００２９】図６のｔ1 〜ｔ2 の時間間隔を図４のｔ1
〜ｔ2 の時間間隔と同一にするために図５のコンデンサ
６５の容量が図２のコンデンサ６５の容量よりも小さく
設定されている。また、コンデンサ６５は小容量である
ので、本実施例ではモノリシック集積回路に含めて構成
されている。即ち、コンデンサ６５はトランジスタ６１
〜６４、６８〜７０等と共に１つの半導体チップ内に設
けられたＭＯＳ型構造のコンデンサである。従って、コ
ンデンサ６５の小容量化に伴なってコストの低減、小型
化が可能になる。

【００３０】また、この実施例では、コンデンサ６５に
電流を断続的に供給するための制御をＰＷＭパルス形成
用コンパレータ４３の出力電圧Ｖ3 を使用して行ってい
るので、特別な発振回路（パルス発生回路）が不要であ
り、回路構成が簡単になる。また、コンデンサ７８の時
定数を有した充電とトランジスタ７４のしきい値とを利
用して定電流供給回路３３の出力電流Ｉc1の幅を決定し
ているので、この幅の決定を比較的正確且つ簡単に行う
ことができる。また、コンデンサ６５の充電電圧Ｖc
は、図６（Ｇ）に示すように振幅が一定に制御され且つ
一定周期で発生する電流パルスの個数の関数となるの
で、比較的正確に調整することができる。なお、定電流
供給回路３３の出力電流Ｉc1の値を小さくすることによ
ってタイマ用コンデンサ６５の容量を小さくすることも
考えられる。しかし、定電流供給回路３３によって微小
一定電流を高精度に供給することは困難である。これに
対して本実施例では定電流供給回路３３から比較的高い
レベルの一定振幅値を有するパルスを送出するので、電
流レベルの調整を正確に達成することができる。

【００３１】

【第２の実施例】次に、図７を参照して第２の実施例の
スイッチング電源装置の制御信号形成回路を説明する。
図７の制御信号形成回路１１ｂは図５の制御信号形成回
路１１ａを変形したものであり、図５と同様な原理に従
って構成されている。従って、図７において図５と共通
する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
図７の電圧制御信号形成回路２６ａは図１の電圧制御信
号形成回路２６と同様に出力電圧Ｖ0 の検出値と基準電
圧との誤差信号を形成する回路である。のこぎり波発生
回路８０は一定周期でのこぎり波（三角波）を発生する
回路である。コンパレータ４３ａは電圧制御信号形成回
路２６ａの誤差信号又は基準電圧源８１の基準電圧との
こぎり波とを比較してＰＷＭパルスを形成するものであ
る。なお、コンパレータ４３ａの負入力端子はスイッチ
８２の接点ａを介して電圧制御信号形成回路２６ａに接
続され、スイッチ８２の接点ｂを介して基準電圧源８１
に接続される。スイッチ８２はレベル検出回路８３の出
力電圧Ｖ0 の大小を電圧制御信号形成回路２６ａの出力
に基づいて過負荷及び起動を判定する。即ち、レベル検
出回路８３は負荷電圧即ち直流出力電圧Ｖ0 が所定レベ
ルよりも低い時に負荷短絡等の過負荷又は起動時である
ことを示す出力を発生し、スイッチ８２の接点ａを接点
ｂに切り換える。これにより、過負荷又は起動時にコン
パレータ４３ａに基準電圧が入力し、ＰＷＭパルスのオ
ン幅制限が実行される。コンパレータ４３ａから得られ
たＰＷＭパルスは図１のスイッチ４のオン・オフ制御に
使用される。断続電流供給回路３３ａはのこぎり波発生
回路８０の三角波の発生に同期して一定振幅且つ一定パ
ルス幅のパルス状電流Ｉc1を一定周期で発生する回路で
ある。コンデンサ６５はパルス状電流Ｉc1で充電される
タイマ用コンデンサである。電圧判定及びコンデンサ放
電制御回路６６ａは、コンデンサ６５の電圧Ｖc1が所定
電圧に達したか否かを判定すると共に正常負荷時にはコ
ンデンサ６５を短絡する回路である。この電圧判定及び
コンデンサ放電制御回路６６ａにおいてコンデンサ６５
の電圧Ｖc1が所定電圧値に達したことが検出された時に
これを示す信号を過負荷判定回路８４に送る。過負荷判
定回路８４は電圧判定及びコンデンサ放電制御回路６６
ａから得られたコンデンサ６５の電圧Ｖc1が所定電圧に
達したことを示す信号とレベル検出回路８３から得られ
た過負荷又は起動時を示す信号との両方が同時に得られ
た時に過負荷を示す判定出力を送出し、スイッチとして
のトランジスタ５６ａをオンにする。トランジスタ５６
ａはコンパレータ４３ａの出力端子とグランドとの間に
接続されているので、このオンの期間にはＰＷＭパルス
の伝送を阻止し、図１のスイッチ４をオフに保つ。ま
た、過負荷判定回路８４の出力は電圧判定及びコンデン
サ放電制御回路６６ａに送られ、過負荷が判定されてい
ない時即ち正常負荷時にコンデンサ６５の短絡回路（放
電回路）を形成するために使用される。

【００３２】図７の第２の実施例においてもタイマ用コ
ンデンサ６５が断続電流によって充電されるので、小さ
な容量で長い時間を計測することが可能になり、第１の
実施例と同様な作用効果が得られる。

【００３３】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 出力電圧Ｖ0 を直接に検出する代りに、３次巻
線１２の電圧に基づいて出力電圧Ｖ0 を間接的に検出す
ることができる。なお、図１ではフライバック型に構成
されているので、コンデンサ７の電圧に対応した電圧が
３次巻線１２に得られる。 （２） 図１に示すスイッチング電源装置に限ることな
く、ＤＣ−ＡＣインバータ電源装置、又は図１と異なる
形式のＤＣコンバータにも本発明を適用することができ
る。 （３） スイッチ４をバイポーラトランジスタ等の別の
半導体スイッチにすることができる。 （４） 図６（Ｇ）に示すパルス状電流Ｉc1の時間幅を
決定するために微分回路又はモノマルチバイブレ−タを
設け、これによりトランジスタ３８〜４１を制御するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。

【図２】図１の制御信号形成回路とスイッチの部分を示
す回路図である。

【図３】正常負荷時の図２の各部の状態を示す波形図で
ある。

【図４】正常負荷時及び過負荷時の図２の各部の状態を
示す波形図である。

【図５】本発明に従う第１の実施例の制御信号形成回路
とスイッチを示す回路図である。

【図６】図５の各部の状態を示す波形図である。

【図７】第２の実施例の制御信号形成回路を示す回路図
である。

【符号の説明】 ４ スイッチ ３３ 定電流供給回路 ４３、５４ コンパレータ ６５ タイマ用コンデンサ ７２、７３、７４ 電流断続制御用トランジスタ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電圧をオン・オフするためのスイッ
   チと、 前記スイッチをオン・オフ制御するための制御信号を形
   成するための制御信号形成回路と、 前記スイッチの制御のために設けられたタイマ用コンデ
   ンサと、 前記タイマ用コンデンサに充電電流を供給するための電
   流供給回路とを有するスイッチング電源装置において、 前記電流供給回路が前記タイマ用コンデンサに充電電流
   を断続的に流すための電流断続制御手段を有しているこ
   とを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 【請求項２】 前記電流断続制御手段は、前記スイッチ
   をオン・オフ制御するための前記制御信号に応答して前
   記充電電流を断続する回路である請求項１記載のスイッ
   チング電源装置。
3. 【請求項３】 直流電源の一端と他端との間に接続され
   たトランスの１次巻線とスイッチとの直列回路と、 前記１次巻線に電磁結合された２次巻線と、 前記２次巻線に接続された整流平滑回路と、 前記整流平滑回路の出力電圧を検出するための出力電圧
   検出回路と、 基準電圧源と、 前記出力電圧検出回路と前記基準電圧源とに接続され、
   前記出力電圧検出回路で検出された検出電圧と前記基準
   電圧源から得られた基準電圧との差に対応した信号を電
   圧制御信号として出力する電圧制御信号形成回路（２
   ６）と、 前記スイッチに直列に接続された電流検出抵抗と、 前記電圧制御信号の電圧値の変化に応じて変化する参照
   電圧（Ｖr ）を形成する参照電圧形成回路と、 前記電流検出抵抗の電圧の変化に応じて変化する電流対
   応電圧（Ｖa ）と前記参照電圧（Ｖr ）とを比較し、前
   記電流対応電圧（Ｖa ）が前記参照電圧（Ｖr）に達し
   た時に第１の出力状態から第２の出力状態に転換するよ
   うに構成されたコンパレータ（５４）と、 前記コンパレータ（５４）の出力が前記第１の出力状態
   から前記第２の出力状態に転換したことに応答して前記
   スイッチをオン制御するためのパルスの発生を終了し、
   この終了時点から一定時間後にオン制御のためのパルス
   を再び発生するパルス発生回路（３４）と、 定電流供給回路（３３）と、 前記定電流供給回路（３３）に接続されたタイマ用コン
   デンサ（６５）と、 前記タイマ用コンデンサ（６５）が所定電圧まで充電さ
   れたか否かを判定する電圧判定手段（６６、６７又は６
   ６ａ）と、 前記電圧判定手段から前記所定電圧までの充電を示す出
   力が得られた時に、この出力に応答して前記パルス発生
   回路（３４）からのパルスの発生を阻止する手段（５６
   又は５６ａ）と、 前記電圧制御信号に基づいて前記整流平滑回路の出力電
   圧が正常範囲にあるか否かを検出し、前記正常範囲の時
   には前記タイマ用コンデンサを放電状態に短絡し、前記
   正常範囲から外れた時に前記タイマ用コンデンサの短絡
   を解除して前記タイマ用コンデンサの充電を開始させる
   コンデンサ放電制御手段（６４又は６６ａ）と、 前記パルス発生回路（３４）の出力パルスに応答して前
   記タイマ用コンデンサに供給する充電電流を断続させる
   ように前記定電流供給回路（３３）を制御する充電電流
   断続制御手段（７２、７３、７４、７８）とから成るス
   イッチング電源装置。