JPH10285926A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH10285926A JPH10285926A JP9103900A JP10390097A JPH10285926A JP H10285926 A JPH10285926 A JP H10285926A JP 9103900 A JP9103900 A JP 9103900A JP 10390097 A JP10390097 A JP 10390097A JP H10285926 A JPH10285926 A JP H10285926A
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 44
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡単な回路構成で出力電圧及び発振周波数の
変動量が少なく安定した動作が行われる、自励式ＲＣＣ
のスイッチング電源装置を提供すること。 【解決手段】 １次巻線、２次巻線、帰還巻線を有する
出力トランスと、出力トランスの１次巻線に直流電圧を
供給する直流電源と、出力トランスの１次巻線に一端が
接続され帰還巻線に制御端子が接続された発振用スイッ
チング素子と、出力トランスの２次巻線に接続された整
流平滑回路とを備えたスイッチング電源装置において、
出力トランスの２次巻線に電圧が発生した時点から所定
期間２次巻線に１方向およびこれとは逆方向にも電流を
流すことができるようにする制御回路を備えたことを特
徴とする。
変動量が少なく安定した動作が行われる、自励式ＲＣＣ
のスイッチング電源装置を提供すること。 【解決手段】 １次巻線、２次巻線、帰還巻線を有する
出力トランスと、出力トランスの１次巻線に直流電圧を
供給する直流電源と、出力トランスの１次巻線に一端が
接続され帰還巻線に制御端子が接続された発振用スイッ
チング素子と、出力トランスの２次巻線に接続された整
流平滑回路とを備えたスイッチング電源装置において、
出力トランスの２次巻線に電圧が発生した時点から所定
期間２次巻線に１方向およびこれとは逆方向にも電流を
流すことができるようにする制御回路を備えたことを特
徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、リンギング・チョ
ーク・コンバータ（ＲＣＣ）方式を用いたスイッチング
電源装置に関する。
ーク・コンバータ（ＲＣＣ）方式を用いたスイッチング
電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から、自励式コンバータ装置である
自励式ＲＣＣ（リンギング・チョ―ク・コンバ―タ）は
回路構成が簡単であることから低電力用のスイッチング
電源装置として広く採用されている。図６に代表的な自
励式ＲＣＣのスイッチング電源装置のブロック図を示し
た。また、図７は出力トランスの１次及び２次電流の波
形を示している。図６と図７を用いて動作を簡単に説明
する。スイッチング電源装置に交流電源が投入される
と、起動用抵抗６により発振用ＦＥＴ５がオン（導通）
状態となり、出力トランス２９の１次巻線Ｎ１の１次電
流が流れ、直線的に増加する（図７（ａ）Ｔｏｎ期
間）。
自励式ＲＣＣ（リンギング・チョ―ク・コンバ―タ）は
回路構成が簡単であることから低電力用のスイッチング
電源装置として広く採用されている。図６に代表的な自
励式ＲＣＣのスイッチング電源装置のブロック図を示し
た。また、図７は出力トランスの１次及び２次電流の波
形を示している。図６と図７を用いて動作を簡単に説明
する。スイッチング電源装置に交流電源が投入される
と、起動用抵抗６により発振用ＦＥＴ５がオン（導通）
状態となり、出力トランス２９の１次巻線Ｎ１の１次電
流が流れ、直線的に増加する（図７（ａ）Ｔｏｎ期
間）。
【０００３】この１次電流により帰還巻線ＮＢに電流が
誘起され、抵抗１８及びダイオード１５、抵抗１６、ツ
ェナーダイオード１７で構成される充電用インピーダン
スを介してスイッチング用トランジスタ１３のベース端
子に設けられた充電用コンデンサ１４が充電される。ベ
ース端子電圧が上昇してスイッチング用トランジスタ１
３をオン状態にする。スイッチング用トランジスタ１３
がオンすることでコレクタ端子は略０Ｖになり、コレク
タ端子に接続されている発振用ＦＥＴ５はオフ（遮断）
状態になる。発振用ＦＥＴ５がオフ（図７（ａ）Ｔｏｆ
ｆ期間）することで、１次巻線Ｎ１に蓄積された１次電
流の逆起電力によって過渡的に２次巻線Ｎ２に２次電流
が誘起される。
誘起され、抵抗１８及びダイオード１５、抵抗１６、ツ
ェナーダイオード１７で構成される充電用インピーダン
スを介してスイッチング用トランジスタ１３のベース端
子に設けられた充電用コンデンサ１４が充電される。ベ
ース端子電圧が上昇してスイッチング用トランジスタ１
３をオン状態にする。スイッチング用トランジスタ１３
がオンすることでコレクタ端子は略０Ｖになり、コレク
タ端子に接続されている発振用ＦＥＴ５はオフ（遮断）
状態になる。発振用ＦＥＴ５がオフ（図７（ａ）Ｔｏｆ
ｆ期間）することで、１次巻線Ｎ１に蓄積された１次電
流の逆起電力によって過渡的に２次巻線Ｎ２に２次電流
が誘起される。
【０００４】２次巻線Ｎ２に誘起された２次電流は平滑
用コンデンサ２１を充電することで直線的に減少（図７
（ｂ））し、整流用ダイオード１９に電流が流れなくな
った時点で、１次巻線Ｎ１及び帰還巻線ＮＢ側にリンギ
ング現象が発生する。このリンギング現象により充電用
コンデンサ１４の電荷が放電され、発振用ＦＥＴ５を再
びオン状態にする。その後、上記の動作を繰返し、１次
側及び２次側との間で自励発振が行われ、２次側に直流
電圧を供給するようにしたのが自励式ＲＣＣによるスイ
ッチング電源装置である。
用コンデンサ２１を充電することで直線的に減少（図７
（ｂ））し、整流用ダイオード１９に電流が流れなくな
った時点で、１次巻線Ｎ１及び帰還巻線ＮＢ側にリンギ
ング現象が発生する。このリンギング現象により充電用
コンデンサ１４の電荷が放電され、発振用ＦＥＴ５を再
びオン状態にする。その後、上記の動作を繰返し、１次
側及び２次側との間で自励発振が行われ、２次側に直流
電圧を供給するようにしたのが自励式ＲＣＣによるスイ
ッチング電源装置である。
【０００５】上述したように、自励発振の繰返し周波数
は、帰還回路に設けられた充電用コンデンサ１４を充電
する時間（Ｔｏｎ期間）と、２次電流が流れなくなるま
での時間（Ｔｏｆｆ期間）で決定されるが、出力端子に
接続される負荷抵抗が小さい場合は、平滑用コンデンサ
２１に充電された電荷が早く放電されるため、２次電流
が流れなくなるまでの時間が長くなり、自励発振の繰返
し周波数（発振周波数）は比較的低くなり、出力電圧も
低下する。しかし、逆に、負荷抵抗が大きい場合は、平
滑用コンデンサ２１に充電された電荷が十分放電されな
い内に２次電流が誘起されるので、２次電流が流れなく
なるまでの時間が短くなり、発振周波数が高くなり、出
力電圧も高くなる。
は、帰還回路に設けられた充電用コンデンサ１４を充電
する時間（Ｔｏｎ期間）と、２次電流が流れなくなるま
での時間（Ｔｏｆｆ期間）で決定されるが、出力端子に
接続される負荷抵抗が小さい場合は、平滑用コンデンサ
２１に充電された電荷が早く放電されるため、２次電流
が流れなくなるまでの時間が長くなり、自励発振の繰返
し周波数（発振周波数）は比較的低くなり、出力電圧も
低下する。しかし、逆に、負荷抵抗が大きい場合は、平
滑用コンデンサ２１に充電された電荷が十分放電されな
い内に２次電流が誘起されるので、２次電流が流れなく
なるまでの時間が短くなり、発振周波数が高くなり、出
力電圧も高くなる。
【０００６】出力電圧が所望の電圧以上になるのを抑え
るために、出力端子２７側にシャントレギュレータ２４
を設けている。出力電圧は抵抗２５、２６で分圧され、
シャントレギュレータ２４の制御端子に供給される。シ
ャントレギュレータ２４は所定の電圧以上の電圧が制御
端子に供給されると、電流を流すように動作するので、
出力端子２７から抵抗２３を介してシャントレギュレー
タ２４に接続されているフォトカプラ１２のフォトダイ
オード１２ｂの電流が増加し、発光量が強まる。一方、
帰還回路側に設けられたフォトトランジスタ１２ａはフ
ォトダイオード１２ｂの発光を受けるとオン状態とな
り、コレクタとエミッタ端子間のインピーダンスを低下
させる。
るために、出力端子２７側にシャントレギュレータ２４
を設けている。出力電圧は抵抗２５、２６で分圧され、
シャントレギュレータ２４の制御端子に供給される。シ
ャントレギュレータ２４は所定の電圧以上の電圧が制御
端子に供給されると、電流を流すように動作するので、
出力端子２７から抵抗２３を介してシャントレギュレー
タ２４に接続されているフォトカプラ１２のフォトダイ
オード１２ｂの電流が増加し、発光量が強まる。一方、
帰還回路側に設けられたフォトトランジスタ１２ａはフ
ォトダイオード１２ｂの発光を受けるとオン状態とな
り、コレクタとエミッタ端子間のインピーダンスを低下
させる。
【０００７】フォトトランジスタ１２ａは抵抗９及びダ
イオード１１を介して充電用コンデンサ１４に接続され
ているので、上記充電用インピーダンスが低下し、充電
時間が短くなる。充電時間が短くなることで、１次電流
が低下し、２次側に誘起される。２次電流も低下するこ
とから、出力電圧を低く抑えることができる。
イオード１１を介して充電用コンデンサ１４に接続され
ているので、上記充電用インピーダンスが低下し、充電
時間が短くなる。充電時間が短くなることで、１次電流
が低下し、２次側に誘起される。２次電流も低下するこ
とから、出力電圧を低く抑えることができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、自励
式ＲＣＣによるスイッチング電源装置は、負荷抵坑の変
化で出力電圧が変動しても、シャントレギュレータ２４
及びフォトカプラ１２を用いることで低く抑えることが
できるが、発振周波数を低く抑えることができない。特
にプラズマディスプレイパネル（以下ＰＤＰと記す）の
駆動回路用の電源として上記自励式ＲＣＣによるスイッ
チング電源装置を用いた場合、ＰＤＰの放電維持期間で
は電流がほぼゼロに近くなり、スイッチング電源装置の
負荷電流が流れないので発振周波数が上昇する。このた
め、回路利得が上がり、発振しやすく、また過渡応答も
悪化する。また、他励式の場合には回路構成の規模が大
きくなり、出力トランスも大きなものが必要となる。
式ＲＣＣによるスイッチング電源装置は、負荷抵坑の変
化で出力電圧が変動しても、シャントレギュレータ２４
及びフォトカプラ１２を用いることで低く抑えることが
できるが、発振周波数を低く抑えることができない。特
にプラズマディスプレイパネル（以下ＰＤＰと記す）の
駆動回路用の電源として上記自励式ＲＣＣによるスイッ
チング電源装置を用いた場合、ＰＤＰの放電維持期間で
は電流がほぼゼロに近くなり、スイッチング電源装置の
負荷電流が流れないので発振周波数が上昇する。このた
め、回路利得が上がり、発振しやすく、また過渡応答も
悪化する。また、他励式の場合には回路構成の規模が大
きくなり、出力トランスも大きなものが必要となる。
【０００９】本発明は、上述した問題に鑑みてなされた
ものであり、ＰＤＰのように一斉リセット期間では電流
が多く流れ、放電維持期間ではほぼゼロに近い電流しか
流れない負荷電流変動の激しい駆動回路に用いても、簡
単な回路構成で出力電圧及び発振周波数の変動量が少な
く安定した動作が行われ、且つ、無負荷状態においても
最大発振周波数の上昇を低く抑えることのできる自励式
ＲＣＣのスイッチング電源装置を提供することにある。
ものであり、ＰＤＰのように一斉リセット期間では電流
が多く流れ、放電維持期間ではほぼゼロに近い電流しか
流れない負荷電流変動の激しい駆動回路に用いても、簡
単な回路構成で出力電圧及び発振周波数の変動量が少な
く安定した動作が行われ、且つ、無負荷状態においても
最大発振周波数の上昇を低く抑えることのできる自励式
ＲＣＣのスイッチング電源装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
１次巻線、２次巻線、帰還巻線を有する出力トランス
と、出力トランスの１次巻線に直流電圧を供給する直流
電源と、出力トランスの１次巻線に一端が接続され帰還
巻線に制御端子が接続された発振用スイッチング素子
と、出力トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路
とを備えたスイッチング電源装置において、出力トラン
スの２次巻線に電圧が発生した時点から所定期間２次巻
線に１方向およびこれとは逆方向にも電流を流すことが
できるようにする制御回路を備えたことを特徴とする。
１次巻線、２次巻線、帰還巻線を有する出力トランス
と、出力トランスの１次巻線に直流電圧を供給する直流
電源と、出力トランスの１次巻線に一端が接続され帰還
巻線に制御端子が接続された発振用スイッチング素子
と、出力トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路
とを備えたスイッチング電源装置において、出力トラン
スの２次巻線に電圧が発生した時点から所定期間２次巻
線に１方向およびこれとは逆方向にも電流を流すことが
できるようにする制御回路を備えたことを特徴とする。
【００１１】請求項２記載の発明は、請求項１記載のス
イッチング電源装置において、整流平滑回路は、出力ト
ランスの２次巻線に直列接続されたダイオードと、ダイ
オードより整流出力を平滑するコンデンサとを備え、整
流制御回路は、ダイオ一ドの両端に接続された第２スイ
ッチング素子と、出力トランスの２次巻線に発生する電
圧の立ち上がりによって第２スイッチング素子を所定期
間オンせしめるワンショットマルチバイブレータとを備
えたことを特徴とする。
イッチング電源装置において、整流平滑回路は、出力ト
ランスの２次巻線に直列接続されたダイオードと、ダイ
オードより整流出力を平滑するコンデンサとを備え、整
流制御回路は、ダイオ一ドの両端に接続された第２スイ
ッチング素子と、出力トランスの２次巻線に発生する電
圧の立ち上がりによって第２スイッチング素子を所定期
間オンせしめるワンショットマルチバイブレータとを備
えたことを特徴とする。
【００１２】請求項３記載の発明は、請求項１または２
記載のスイッチング電源装置において、所定期間は、発
振用スイッチング素子の最小発振周期より短い期問に設
定されていることを特徴とする。
記載のスイッチング電源装置において、所定期間は、発
振用スイッチング素子の最小発振周期より短い期問に設
定されていることを特徴とする。
【００１３】
【作用】１次巻線、２次巻線、帰還巻線を有する出力ト
ランスと、出力トランスの１次巻線に直流電圧を供給す
る直流電源と、出力トランスの１次巻線に一端が接続さ
れ帰還巻線に制御端子が接続された発振用スイッチング
素子と、出力トランスの２次巻線に接続された整流平滑
回路とを備えたスイッチング電源装置において、制御回
路により出力トランスの２次巻線に電圧が発生した時か
ら所定期間２次巻線に１方向およびこれとは逆方向にも
電流を流すようにし、最大発振周波数を所望の周波数以
内に設定する。
ランスと、出力トランスの１次巻線に直流電圧を供給す
る直流電源と、出力トランスの１次巻線に一端が接続さ
れ帰還巻線に制御端子が接続された発振用スイッチング
素子と、出力トランスの２次巻線に接続された整流平滑
回路とを備えたスイッチング電源装置において、制御回
路により出力トランスの２次巻線に電圧が発生した時か
ら所定期間２次巻線に１方向およびこれとは逆方向にも
電流を流すようにし、最大発振周波数を所望の周波数以
内に設定する。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明の一実施形態によるスイッ
チング電源装置のブロック図を図１に示し、以下、スイ
ッチング電源装置の構成を説明するにあたり、従来例と
同一の部分は自励式ＲＣＣによるスイッチング電源装置
として公知であり、本発明の一実施形態によるスイッチ
ング電源装置として改良した部分のみを説明する。尚、
従来例と同一の部分には同一の符号を付している。先
ず、従来例と異なる点は、出力トランス２９の２次巻線
Ｎ２の一方端に設けられている整流用ダイオード１９を
他方端に設け、且つダイオード１９の向きを逆方向に配
置している。また、出力トランス２９の２次側に制御巻
線ＮＣを設け、これに整流制御回路を構成した点であ
る。
チング電源装置のブロック図を図１に示し、以下、スイ
ッチング電源装置の構成を説明するにあたり、従来例と
同一の部分は自励式ＲＣＣによるスイッチング電源装置
として公知であり、本発明の一実施形態によるスイッチ
ング電源装置として改良した部分のみを説明する。尚、
従来例と同一の部分には同一の符号を付している。先
ず、従来例と異なる点は、出力トランス２９の２次巻線
Ｎ２の一方端に設けられている整流用ダイオード１９を
他方端に設け、且つダイオード１９の向きを逆方向に配
置している。また、出力トランス２９の２次側に制御巻
線ＮＣを設け、これに整流制御回路を構成した点であ
る。
【００１５】即ち、出力トランス２９の２次巻線Ｎ２の
一方端は出力端子２７に接続され、他方端は整流用ダイ
オード１９のカソード端子側に接続され、アノード端子
側はアース端子に接続されている。一方、制御巻線ＮＣ
の他方端はアース端子に接続され、一方端にはダイオー
ド３１のアノード端子及び抵抗３５を介してトランジス
タ３６のベース端子に接続されている。ダイオード３１
のカソード端子はコンデンサ３２でアース端子に接続さ
れると共に、３端子レギュレータ３３の入力端子に接続
されている。３端子レギュレータ３３の出力端子とアー
ス端子間に平滑用コンデンサ３４が接続され、平滑され
た３端子レギュレータ３３の出力電圧がワンショットマ
ルチバイブレータ４０を含む整流制御回路に供給され
る。ワンショットマルチバイブレータ４０は、モトロー
ラ製ＩＣ「ＭＣ１４５３８Ｂ」により構成され、その等
価回路を図４に示す。
一方端は出力端子２７に接続され、他方端は整流用ダイ
オード１９のカソード端子側に接続され、アノード端子
側はアース端子に接続されている。一方、制御巻線ＮＣ
の他方端はアース端子に接続され、一方端にはダイオー
ド３１のアノード端子及び抵抗３５を介してトランジス
タ３６のベース端子に接続されている。ダイオード３１
のカソード端子はコンデンサ３２でアース端子に接続さ
れると共に、３端子レギュレータ３３の入力端子に接続
されている。３端子レギュレータ３３の出力端子とアー
ス端子間に平滑用コンデンサ３４が接続され、平滑され
た３端子レギュレータ３３の出力電圧がワンショットマ
ルチバイブレータ４０を含む整流制御回路に供給され
る。ワンショットマルチバイブレータ４０は、モトロー
ラ製ＩＣ「ＭＣ１４５３８Ｂ」により構成され、その等
価回路を図４に示す。
【００１６】また、トランジスタ３６のベース端子とア
ース端子間にダイオード３７及び抵抗３８が並列に設け
られ、エミッタ端子はアース端子に、コレクタ端子は抵
抗３９を介して３端子レギュレータ３３の出力端子に接
続されている。トランジスタ３６のコレクタ端子はワン
ショットマルチバイブレータ４０の１１番ピンに、１２
番ピンはアース端子に接続されている。また、１４番ピ
ンは時定数を設定する端子であり、１４番ピンとアース
端子間にコンデンサ４１が、１４番ピンと３端子レギュ
レータ３３の出力端子に抵抗４２が接続されている。
ース端子間にダイオード３７及び抵抗３８が並列に設け
られ、エミッタ端子はアース端子に、コレクタ端子は抵
抗３９を介して３端子レギュレータ３３の出力端子に接
続されている。トランジスタ３６のコレクタ端子はワン
ショットマルチバイブレータ４０の１１番ピンに、１２
番ピンはアース端子に接続されている。また、１４番ピ
ンは時定数を設定する端子であり、１４番ピンとアース
端子間にコンデンサ４１が、１４番ピンと３端子レギュ
レータ３３の出力端子に抵抗４２が接続されている。
【００１７】また、ワンショットマルチバイブレータ４
０の出力端子の１０番ピンに抵抗４３を介してＮＰＮト
ランジスタ４４及びＰＮＰトランジスタ４５のベース端
子が接続され、各エミッタ端子が共通接続され、共通エ
ミッタ端子から抵抗４６を介して第２のスイッチング素
子であるＮ型ＭＯＳＦＥＴ３０（以下制御用ＦＥＴと記
す）のゲート端子に接続されている。ＰＮＰトランジス
タ４５のコレクタ端子はアース端子に、ＮＰＮトランジ
スタ４４のコレクタ端子は３端子レギュレータ３３の出
力端子に接続されている。制御用ＦＥＴ３０のドレイン
端子は整流用ダイオード１９のカソード端子に、ソース
端子は整流用ダイオード１９のアノード端子に夫々接続
されている。
０の出力端子の１０番ピンに抵抗４３を介してＮＰＮト
ランジスタ４４及びＰＮＰトランジスタ４５のベース端
子が接続され、各エミッタ端子が共通接続され、共通エ
ミッタ端子から抵抗４６を介して第２のスイッチング素
子であるＮ型ＭＯＳＦＥＴ３０（以下制御用ＦＥＴと記
す）のゲート端子に接続されている。ＰＮＰトランジス
タ４５のコレクタ端子はアース端子に、ＮＰＮトランジ
スタ４４のコレクタ端子は３端子レギュレータ３３の出
力端子に接続されている。制御用ＦＥＴ３０のドレイン
端子は整流用ダイオード１９のカソード端子に、ソース
端子は整流用ダイオード１９のアノード端子に夫々接続
されている。
【００１８】では、ここで本発明の一実施形態によるス
イッチング電源装置の動作を図１及び図２を用いて説明
する。尚、図２は出力トランスの電流波形図である。先
ず、負荷に流れる電流が小さい時について説明する。ス
イッチング電源装置に電源が投入されると、ヒューズ１
を介してラインフィルタ２に交流電圧が供給され、ダイ
オードブリッジ３により両波整流されて、ダイオードブ
リッジ３の出力端子に、正極の直流電圧を発生する。こ
の直流電圧は平滑用コンデンサ４によって平滑され、出
力トランス２９の１次巻線Ｎ１の一方端に供給される。
この時、１次巻線Ｎ１の一方端とアース端子間に接続さ
れている起動用抵抗６、７による分圧された電圧が発振
用スイッチング素子であるＮ型ＭＯＳＦＥＴ５（以下発
振用ＦＥＴと記す）のゲート端子に印加されるので、発
振用ＦＥＴ５はオンとなり、１次巻線Ｎ１に１次電流Ｉ
1 が流れる。
イッチング電源装置の動作を図１及び図２を用いて説明
する。尚、図２は出力トランスの電流波形図である。先
ず、負荷に流れる電流が小さい時について説明する。ス
イッチング電源装置に電源が投入されると、ヒューズ１
を介してラインフィルタ２に交流電圧が供給され、ダイ
オードブリッジ３により両波整流されて、ダイオードブ
リッジ３の出力端子に、正極の直流電圧を発生する。こ
の直流電圧は平滑用コンデンサ４によって平滑され、出
力トランス２９の１次巻線Ｎ１の一方端に供給される。
この時、１次巻線Ｎ１の一方端とアース端子間に接続さ
れている起動用抵抗６、７による分圧された電圧が発振
用スイッチング素子であるＮ型ＭＯＳＦＥＴ５（以下発
振用ＦＥＴと記す）のゲート端子に印加されるので、発
振用ＦＥＴ５はオンとなり、１次巻線Ｎ１に１次電流Ｉ
1 が流れる。
【００１９】１次巻線Ｎ１に流れた１次電流は帰還巻線
ＮＢに誘起され、帰還巻線ＮＢの一方端の電圧が序々に
上昇する。帰還巻線ＮＢの一方端に発生した電圧は、帰
還回路を構成する抵抗１８及びダイオード１５、抵抗１
６、ツェナーダイオード１７を介して、充電用コンデン
サ１４を序々に充電する。充電用コンデンサ１４に充電
された電位がスイッチング用トランジスタ１３のベース
端子電圧を上昇させ、ベース・エミッタ間電圧（Ｖｂ
ｅ）を越えるとオンとなり、コレクタ端子電圧が略０Ｖ
まで降下し、発振用ＦＥＴ５はオフする。発振用ＦＥＴ
５がオフすると、１次巻線Ｎ１の他方端が解放状態とな
り１次電流Ｉ1 が停止する。この時、１次巻線Ｎ１に蓄
積されたエネルギが過渡的に２次巻線Ｎ２に誘起され
る。
ＮＢに誘起され、帰還巻線ＮＢの一方端の電圧が序々に
上昇する。帰還巻線ＮＢの一方端に発生した電圧は、帰
還回路を構成する抵抗１８及びダイオード１５、抵抗１
６、ツェナーダイオード１７を介して、充電用コンデン
サ１４を序々に充電する。充電用コンデンサ１４に充電
された電位がスイッチング用トランジスタ１３のベース
端子電圧を上昇させ、ベース・エミッタ間電圧（Ｖｂ
ｅ）を越えるとオンとなり、コレクタ端子電圧が略０Ｖ
まで降下し、発振用ＦＥＴ５はオフする。発振用ＦＥＴ
５がオフすると、１次巻線Ｎ１の他方端が解放状態とな
り１次電流Ｉ1 が停止する。この時、１次巻線Ｎ１に蓄
積されたエネルギが過渡的に２次巻線Ｎ２に誘起され
る。
【００２０】２次巻線Ｎ２の他方端に設けられた整流用
ダイオード１９に接続されている制御用ＦＥＴ３０は、
後述する整流制御回路によりオンされていることから２
次巻線Ｎ２に誘起された２次電流Ｉ2 は平滑用コンデン
サ２１に充電される。一方、出力トランス２９の２次側
に設けられた制御巻線ＮＣに対しても上記１次巻線Ｎ１
に蓄積されたエネルギが過渡的に誘起され、ダイオード
３１で整流された後、３端子レギュレータ３３に電圧を
供給する。３端子レギュレータ３３は所定の電圧（例え
ば１２Ｖ）を出力し、整流制御回路に電圧を供給する。
また、制御巻線ＮＣの一方端に設けられた抵抗３５を介
してトランジスタ３６のベース端子に電圧が供給される
ので、トランジスタ３６はオンとなり、略０Ｖとなった
コレクタ端子電圧が、ワンショットマルチバイブレータ
４０の１１番ピンに供給される。
ダイオード１９に接続されている制御用ＦＥＴ３０は、
後述する整流制御回路によりオンされていることから２
次巻線Ｎ２に誘起された２次電流Ｉ2 は平滑用コンデン
サ２１に充電される。一方、出力トランス２９の２次側
に設けられた制御巻線ＮＣに対しても上記１次巻線Ｎ１
に蓄積されたエネルギが過渡的に誘起され、ダイオード
３１で整流された後、３端子レギュレータ３３に電圧を
供給する。３端子レギュレータ３３は所定の電圧（例え
ば１２Ｖ）を出力し、整流制御回路に電圧を供給する。
また、制御巻線ＮＣの一方端に設けられた抵抗３５を介
してトランジスタ３６のベース端子に電圧が供給される
ので、トランジスタ３６はオンとなり、略０Ｖとなった
コレクタ端子電圧が、ワンショットマルチバイブレータ
４０の１１番ピンに供給される。
【００２１】ワンショットマルチバイブレータ４０は、
１１番ピンにローレベル（略０Ｖ）が印加されると、１
４番ピンに接続されているコンデンサ４１と抵抗４２の
値により決まる時定数の期間（以下制御時間Ｔｃと記
す）、１０番ピンに略１２Ｖの電圧を出力する。１０番
ピンには抵抗４３を介してＮＰＮトランジスタ４４及び
ＰＮＰトランジスタ４５のベース端子が接続されている
ので、ＮＰＮトランジスタ４４はオンし、ＰＮＰトラン
ジスタ４５はオフすることから、共通エミッタ端子は略
１２Ｖとなり、制御時間Ｔｃの間制御用ＦＥＴ３０をオ
ンにし、整流用ダイオード１９を短絡状態にする。即
ち、図２（ｇ）の如く、２次電流Ｉ2 の発生時点からＴ
ｃの期間、整流用ダイオード１９が短絡状態となる。
１１番ピンにローレベル（略０Ｖ）が印加されると、１
４番ピンに接続されているコンデンサ４１と抵抗４２の
値により決まる時定数の期間（以下制御時間Ｔｃと記
す）、１０番ピンに略１２Ｖの電圧を出力する。１０番
ピンには抵抗４３を介してＮＰＮトランジスタ４４及び
ＰＮＰトランジスタ４５のベース端子が接続されている
ので、ＮＰＮトランジスタ４４はオンし、ＰＮＰトラン
ジスタ４５はオフすることから、共通エミッタ端子は略
１２Ｖとなり、制御時間Ｔｃの間制御用ＦＥＴ３０をオ
ンにし、整流用ダイオード１９を短絡状態にする。即
ち、図２（ｇ）の如く、２次電流Ｉ2 の発生時点からＴ
ｃの期間、整流用ダイオード１９が短絡状態となる。
【００２２】２次巻線Ｎ２に誘起された２次電流Ｉ2
は、平滑コンデンサ２１を充電することによりほぼ電流
値０まで直線的に減少する。この時、図２（ｃ）、
（ｄ）および（ｅ）、（ｆ）の如く負荷抵坑が大きく負
荷電流が小さい時には、２次電流Ｉ2 がほぼ０に至った
時においてもワンショットマルチバイブレータ４０の制
御時間Ｔｃ中であるので、整流用ダイオード１９が制御
用ＦＥＴ３０によって依然として短絡状態にある。よっ
て、平滑コンデンサ２１に蓄積された電荷による２次電
流Ｉ2 は２次巻線Ｎ２を介してアース端子側に流れる。
即ち、当初１次巻線Ｎ１から誘起された２次電流Ｉ2 と
逆方向の電流（以下、２次逆電流と記す）がアース端子
側に流れる。一方、ワンショットマルチバイブレータ４
０の１０番ピンは、１４番ピンのコンデンサ４０と抵抗
４１による制御時間Ｔｃが終了するとローレベルに変位
するので、ＰＮＰトランジスタ４４がオフし、共通エミ
ッタ端子がローレベルになり、制御用ＦＥＴ３０をオフ
にする。
は、平滑コンデンサ２１を充電することによりほぼ電流
値０まで直線的に減少する。この時、図２（ｃ）、
（ｄ）および（ｅ）、（ｆ）の如く負荷抵坑が大きく負
荷電流が小さい時には、２次電流Ｉ2 がほぼ０に至った
時においてもワンショットマルチバイブレータ４０の制
御時間Ｔｃ中であるので、整流用ダイオード１９が制御
用ＦＥＴ３０によって依然として短絡状態にある。よっ
て、平滑コンデンサ２１に蓄積された電荷による２次電
流Ｉ2 は２次巻線Ｎ２を介してアース端子側に流れる。
即ち、当初１次巻線Ｎ１から誘起された２次電流Ｉ2 と
逆方向の電流（以下、２次逆電流と記す）がアース端子
側に流れる。一方、ワンショットマルチバイブレータ４
０の１０番ピンは、１４番ピンのコンデンサ４０と抵抗
４１による制御時間Ｔｃが終了するとローレベルに変位
するので、ＰＮＰトランジスタ４４がオフし、共通エミ
ッタ端子がローレベルになり、制御用ＦＥＴ３０をオフ
にする。
【００２３】制御用ＦＥＴ３０がオフすると、１次巻線
Ｎ１及び帰還巻線ＮＢにリンギングが発生し、２次巻線
Ｎ２に流れた２次逆電流Ｉ2 によって１次巻線Ｎ１及び
帰還巻線ＮＢが励起される。２次逆電流は負極性の電流
であることから、１次側のアース端子電位はマイナス側
に変位される。また、充電用コンデンサ１４の電位を放
電させることにより発振用ＦＥＴ５をオンにする。
Ｎ１及び帰還巻線ＮＢにリンギングが発生し、２次巻線
Ｎ２に流れた２次逆電流Ｉ2 によって１次巻線Ｎ１及び
帰還巻線ＮＢが励起される。２次逆電流は負極性の電流
であることから、１次側のアース端子電位はマイナス側
に変位される。また、充電用コンデンサ１４の電位を放
電させることにより発振用ＦＥＴ５をオンにする。
【００２４】一方、負荷電流が大きい時には、図２
（ａ）、（ｂ）に示すように、２次電流Ｉ2 が大きいの
で、その電流値が０に至る以前にワンショットマルチバ
イブレータ４０による制御時間Ｔｃが終了し、制御用Ｆ
ＥＴ３０がオフして整流用ダイオード１９が活性化す
る。従って、前述したような従来と同様の構成および動
作を行う。１次側のアース端子の電位がマイナス側に変
位されているので、１次巻線Ｎ１の１次電流Ｉ1 はマイ
ナス側からプラス側に直線的に増加する。即ち、図２
（ｃ）、（ｅ）に示すように発振用ＦＥＴ５がオンの期
間では、当初１次電流Ｉ1 はマイナス側からプラス側に
至る上昇電流が生じ、電流値０から従来と同様に正側に
直線的に増加する。また、２次電流Ｉ2 は、図２
（ｄ）、（ｆ）に示すように正側から減少し、電流値０
から逆方向に流れ始める。
（ａ）、（ｂ）に示すように、２次電流Ｉ2 が大きいの
で、その電流値が０に至る以前にワンショットマルチバ
イブレータ４０による制御時間Ｔｃが終了し、制御用Ｆ
ＥＴ３０がオフして整流用ダイオード１９が活性化す
る。従って、前述したような従来と同様の構成および動
作を行う。１次側のアース端子の電位がマイナス側に変
位されているので、１次巻線Ｎ１の１次電流Ｉ1 はマイ
ナス側からプラス側に直線的に増加する。即ち、図２
（ｃ）、（ｅ）に示すように発振用ＦＥＴ５がオンの期
間では、当初１次電流Ｉ1 はマイナス側からプラス側に
至る上昇電流が生じ、電流値０から従来と同様に正側に
直線的に増加する。また、２次電流Ｉ2 は、図２
（ｄ）、（ｆ）に示すように正側から減少し、電流値０
から逆方向に流れ始める。
【００２５】本発明の一実施形態によるスイッチング電
源装置において、自励発振の繰返し周波数は、発振用Ｆ
ＥＴ５のＴｏｎ時間と、整流制御回路の制御用ＦＥＴ３
０がオンからオフまでの時間（制御時間Ｔｃ）で決定さ
れるのでＴｏｎ時間と制御時間Ｔｃを略同一になるよう
に時定数の定数を設定すれば、周期が５０％の発振周波
数が得られる。また、制御時間Ｔｃを発振用ＦＥＴ５の
Ｔｏｎ時間よりも短く設定すれば、最大発振周波数は制
御時間Ｔｃで設定されることから負荷電流の変動により
影響されるＴｏｆｆ時間に依存されない。従って、負荷
電流の変動に依存されることなく、所望の最大発振周波
数が設定される。
源装置において、自励発振の繰返し周波数は、発振用Ｆ
ＥＴ５のＴｏｎ時間と、整流制御回路の制御用ＦＥＴ３
０がオンからオフまでの時間（制御時間Ｔｃ）で決定さ
れるのでＴｏｎ時間と制御時間Ｔｃを略同一になるよう
に時定数の定数を設定すれば、周期が５０％の発振周波
数が得られる。また、制御時間Ｔｃを発振用ＦＥＴ５の
Ｔｏｎ時間よりも短く設定すれば、最大発振周波数は制
御時間Ｔｃで設定されることから負荷電流の変動により
影響されるＴｏｆｆ時間に依存されない。従って、負荷
電流の変動に依存されることなく、所望の最大発振周波
数が設定される。
【００２６】また、図２は、負荷電流に対する１次側及
び２次側の電流波形を示しており、例えば、負荷抵坑が
大きい場合は図２（ｃ）、（ｄ）に示すようにマイナス
側の電流とプラス側の電流の内、プラス側の範囲が大き
くなり、プラス側電流とマイナス側電流の差分として出
力端子にプラス電流を供給する。また、負荷抵坑が更に
大きくなって無負荷の場合は、図２（ｅ）、（ｆ）に示
すようにマイナス側とプラス側の電流が略同一となり、
出力端子に供給される電流は略０となることを示してい
る。一方、負荷抵坑が小さいときには図６と同様とな
る。
び２次側の電流波形を示しており、例えば、負荷抵坑が
大きい場合は図２（ｃ）、（ｄ）に示すようにマイナス
側の電流とプラス側の電流の内、プラス側の範囲が大き
くなり、プラス側電流とマイナス側電流の差分として出
力端子にプラス電流を供給する。また、負荷抵坑が更に
大きくなって無負荷の場合は、図２（ｅ）、（ｆ）に示
すようにマイナス側とプラス側の電流が略同一となり、
出力端子に供給される電流は略０となることを示してい
る。一方、負荷抵坑が小さいときには図６と同様とな
る。
【００２７】図３は、本発明の一実施形態によるスイッ
チング電源装置の負荷電流に対する出力電圧及び発振周
波数との関係を示した。図３において、図中点線が従来
例における動作特性であり、実線が本発明の実施例によ
るスイッチング電源装置の動作特性である。図３（ａ）
に示す負荷電流対出力電圧特性において、無負荷状態
（負荷電流が０）の場合に、従来例では出力電圧が約１
７７．５Ｖまで上昇するが、本発明の実施例では約１７
５．５Ｖに抑えられている。また、負荷電流の変化に対
する出力電圧の変化量は、従来例が約３．５Ｖの変化量
に対して本発明の実施例では約０．５Ｖの変化量に抑え
られている。
チング電源装置の負荷電流に対する出力電圧及び発振周
波数との関係を示した。図３において、図中点線が従来
例における動作特性であり、実線が本発明の実施例によ
るスイッチング電源装置の動作特性である。図３（ａ）
に示す負荷電流対出力電圧特性において、無負荷状態
（負荷電流が０）の場合に、従来例では出力電圧が約１
７７．５Ｖまで上昇するが、本発明の実施例では約１７
５．５Ｖに抑えられている。また、負荷電流の変化に対
する出力電圧の変化量は、従来例が約３．５Ｖの変化量
に対して本発明の実施例では約０．５Ｖの変化量に抑え
られている。
【００２８】一方、図３（ｂ）に示す負荷電流対発振周
波数特性において、無負荷状態の場合に、従来例では最
大発振周波数が約１３０ｋＨｚまで上昇するが、本発明
の実施例では最大で約７０ｋＨｚに抑えられている。同
様に、発振周波数の変化量を見ると、従来例では約１０
０ｋＨｚの変化量が有るが、本発明の実施例では最大で
４０ｋＨｚ程度の変化量に抑えられている。
波数特性において、無負荷状態の場合に、従来例では最
大発振周波数が約１３０ｋＨｚまで上昇するが、本発明
の実施例では最大で約７０ｋＨｚに抑えられている。同
様に、発振周波数の変化量を見ると、従来例では約１０
０ｋＨｚの変化量が有るが、本発明の実施例では最大で
４０ｋＨｚ程度の変化量に抑えられている。
【００２９】尚、本発明の一実施形態によるスイッチン
グ電源装置に用いられる制御用ＦＥＴにＮ型ＭＯＳＦＥ
Ｔを用いて説明したが、高周波用スイッチ等で構成して
も同様の効果が得られるので、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴに限定
されない。また、正極用のスイッチング電源装置で説明
したが、負極用に適用しても同様の効果が得られる。ま
た、２次巻線に用いた整流用ダイオード１９の位置及び
向きに限定されないし、スイッチング電源部の構成も実
施形態に限定されず、種々のスイッチング電源に適用で
きる。
グ電源装置に用いられる制御用ＦＥＴにＮ型ＭＯＳＦＥ
Ｔを用いて説明したが、高周波用スイッチ等で構成して
も同様の効果が得られるので、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴに限定
されない。また、正極用のスイッチング電源装置で説明
したが、負極用に適用しても同様の効果が得られる。ま
た、２次巻線に用いた整流用ダイオード１９の位置及び
向きに限定されないし、スイッチング電源部の構成も実
施形態に限定されず、種々のスイッチング電源に適用で
きる。
【００３０】図５は、本発明の他の実施形態を示し、２
次巻線Ｎ２に対して整流用ダイオード１９を接続する終
路と、該整流用ダイオード１９をパスする終路とをスイ
ッチ５１にて切替え、スイッチ５１をワンショットマル
チバイブレータ４０とスイッチ駆動回路５０にて制御す
るように構成したものである。かかる実施形態に依れ
ば、前述の第１実施形態の如く所定の制御時間Ｔｃワン
ショットマルチバイブレータ４０が駆動されている期
間、スイッチ駆動回路５０が駆動されてスイッチ５１が
整流用ダイオード１９をパスする経路に切替わる。ま
た、所定の制御時間Ｔｃが経過後、スイッチ５１は整流
用ダイオード１９側に切替わることにより第１実施形態
と同様の動作を行う。
次巻線Ｎ２に対して整流用ダイオード１９を接続する終
路と、該整流用ダイオード１９をパスする終路とをスイ
ッチ５１にて切替え、スイッチ５１をワンショットマル
チバイブレータ４０とスイッチ駆動回路５０にて制御す
るように構成したものである。かかる実施形態に依れ
ば、前述の第１実施形態の如く所定の制御時間Ｔｃワン
ショットマルチバイブレータ４０が駆動されている期
間、スイッチ駆動回路５０が駆動されてスイッチ５１が
整流用ダイオード１９をパスする経路に切替わる。ま
た、所定の制御時間Ｔｃが経過後、スイッチ５１は整流
用ダイオード１９側に切替わることにより第１実施形態
と同様の動作を行う。
【００３１】
【発明の効果】本発明の一実施形態によるスイッチング
電源装置によれば、簡単な回路構成で無負荷状態におけ
る最大発振周波数を所望の周波数以内に設定することが
でき、且つ、出力電圧及び発振周波数の変動量が少ない
ので、回路損失が少なく、安定した動作が行われる。
電源装置によれば、簡単な回路構成で無負荷状態におけ
る最大発振周波数を所望の周波数以内に設定することが
でき、且つ、出力電圧及び発振周波数の変動量が少ない
ので、回路損失が少なく、安定した動作が行われる。
【図１】本発明の一実施形態によるスイッチング電源装
置のブロック図。
置のブロック図。
【図２】本発明の一実施形態によるスイッチング電源装
置の出力トランスの電流波形を示す図。
置の出力トランスの電流波形を示す図。
【図３】本発明の一実施形態によるスイッチング電源装
置の負荷電流に対する出力電圧及び発振周波数の特性
図。
置の負荷電流に対する出力電圧及び発振周波数の特性
図。
【図４】図１に用いられるワンショットマルチバイブレ
ータ４０の等価回路図。
ータ４０の等価回路図。
【図５】本発明の他の実施形態を示す図。
【図６】従来例における自励式ＲＣＣのスイッチング電
源装置のブロック図。
源装置のブロック図。
【図７】従来例における自励式ＲＣＣのスイッチング電
源装置の出力トランスの電流波形を示す図。
源装置の出力トランスの電流波形を示す図。
５・・・発振用ＦＥＴ １４・・充電用コンデンサ １９・・整流用ダイオード ３０・・制御用ＦＥＴ ３１、３７・・ダイオード ３２、３４・・平滑用コンデンサ ３３・・３端子レギュレータ ３５、３８、３９、、４２、４３、４６・・抵抗 ３６・・トランジスタ ４０・・ワンショットマルチバイブレータ ４４・・ＮＰＮトランジスタ ４５・・ＰＮＰトランジスタ ５０・・スイッチ駆動回路 ５１・・スイッチ
Claims (3)
- 【請求項１】 １次巻線、２次巻線、帰還巻線を有する
出力トランスと、 前記出力トランスの１次巻線に直流電圧を供給する直流
電源と、 前記出力トランスの１次巻線に一端が接続され帰還巻線
に制御端子が接続された発振用スイッチング素子と、 前記出力トランスの２次巻線に接続された整流平滑回路
とを備えたスイッチング電源装置において、 前記出力トランスの２次巻線に電圧が発生した時点から
所定期間前記２次巻線に１方向およびこれとは逆方向に
も電流を流すことができるようにする制御回路を備えた
ことを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 請求項１において、前記整流平滑回路
は、出力トランスの２次巻線に直列接続されたダイオー
ドと、前記ダイオードより整流出力を平滑するコンデン
サとを備え、 前記整流制御回路は、前記ダイオ一ドの両端に接続され
た第２スイッチング素子と、出力トランスの２次巻線に
発生する電圧の立ち上がりによって前記第２スイッチン
グ素子を所定期間オンせしめるワンショットマルチバイ
ブレータとを備えたことを特徴とするスイッチング電源
装置。 - 【請求項３】 請求項１または２において、前記所定期
間は、前記発振用スイッチング素子の最小発振周期より
短い期間に設定されていることを特徴とするスイッチン
グ電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10390097A JP3492882B2 (ja) | 1997-04-07 | 1997-04-07 | スイッチング電源装置 |
| US09/055,708 US5943222A (en) | 1997-04-07 | 1998-04-07 | Self-excited RCC type switching power supply apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10390097A JP3492882B2 (ja) | 1997-04-07 | 1997-04-07 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10285926A true JPH10285926A (ja) | 1998-10-23 |
| JP3492882B2 JP3492882B2 (ja) | 2004-02-03 |
Family
ID=14366307
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10390097A Expired - Fee Related JP3492882B2 (ja) | 1997-04-07 | 1997-04-07 | スイッチング電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5943222A (ja) |
| JP (1) | JP3492882B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2008152839A1 (ja) * | 2007-06-15 | 2008-12-18 | Sanken Electric Co., Ltd. | スイッチング電源装置 |
| JP2014138501A (ja) * | 2013-01-17 | 2014-07-28 | Canon Inc | 電源装置及び画像形成装置 |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11235028A (ja) * | 1998-02-13 | 1999-08-27 | Murata Mfg Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| EP0938184B1 (en) * | 1998-02-24 | 2003-10-01 | Sharp Kabushiki Kaisha | Switching power supply |
| JP3351400B2 (ja) * | 1999-01-18 | 2002-11-25 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| JP3386016B2 (ja) * | 1999-01-18 | 2003-03-10 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
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