JP3994430B2

JP3994430B2 - 可変発振回路

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Publication number: JP3994430B2
Application number: JP08275399A
Authority: JP
Inventors: 章影山
Original assignee: デンセイ・ラムダ株式会社
Priority date: 1999-03-26
Filing date: 1999-03-26
Publication date: 2007-10-17
Anticipated expiration: 2019-03-26
Also published as: JP2000278096A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無安定マルチバイブレータに接続した可変電流源の電流値を可変することで、発振周波数を変化させる電流制御型の可変発振回路に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
従来、無安定マルチバイブレータを有する発振回路を、例えばＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置におけるスイッチング素子の駆動回路として用いた場合は、発振周波数が固定で、スイッチング素子のデューティー比（１周期に対するオン時間の比）が固定されるため、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を負帰還により安定化させることが困難であった。これに対して、無安定マルチバイブレータの動作電流を可変して、発振周波数を変化させる電流制御型の可変発振回路を用い、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を負帰還により安定化させるものが、例えば図５に示すように知られている。
【０００３】
この図５において、101はＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子を構成するＭＯＳ型ＦＥＴ，102はＭＯＳ型ＦＥＴ101のゲートにドライブ信号を供給する可変発振回路を備えた駆動回路である。駆動回路102は、前記ドライブ信号のオン時間およびオフ時間を決定するための無安定マルチバイブレータ103と、無安定マルチバイブレータ103からの発振出力をＭＯＳ型ＦＥＴ101がスイッチング動作するのに必要なドライブ信号に変換するバッファ104とにより構成される。無安定マルチバイブレータ103は、交互にオン・オフする一対のＮＰＮ型トランジスタＱ１，Ｑ２と、トランジスタＱ１のコレクタに一端を接続し、他方のトランジスタＱ２のベースに他端を接続したコンデンサＣ１と、トランジスタＱ２のコレクタに一端を接続し、トランジスタＱ１のベースに他端を接続したコンデンサＣ２と、動作電圧ラインＶccとトランジスタＱ１のコレクタ間に接続される抵抗Ｒ１と、動作電圧ラインＶccとトランジスタＱ２のベース間に接続される抵抗Ｒ２と、動作電圧ラインＶccとトランジスタＱ２のコレクタ間に接続される抵抗Ｒ３とにより構成される。また、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタはいずれも共通に接地され、トランジスタＱ２のコレクタ電圧を無安定マルチバイブレータ103の発振出力としている。動作電圧ラインＶccとトランジスタＱ１のベース間には、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧に応じてその電流値が可変する帰還回路としての可変電流源ＩＶが接続される。
【０００４】
そして、抵抗Ｒ２，可変電流源ＩＶ，コンデンサＣ１，Ｃ２の各値によって定められた繰返し周期で、無安定マルチバイブレータ103のトランジスタＱ１，Ｑ２を交互にオン・オフすることにより、トランジスタＱ２のコレクタ電圧がバッファ104を介してＭＯＳ型ＦＥＴ101のゲートにドライブ信号として供給される。このとき、ＭＯＳ型ＦＥＴ101のオン時間は、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２に依存して固定しているが、ＭＯＳ型ＦＥＴ101のオフ時間は、可変電流源ＩＶとコンデンサＣ１に依存しているため、出力電圧の変動に伴って可変電流源ＩＶの電流値が変化すると、このＭＯＳ型ＦＥＴ101のオフ時間ひいては発振周波数も変化する。これにより、出力電圧が上昇したときには、可変電流源ＩＶの電流値を減少させてＭＯＳ型ＦＥＴ101のオフ時間を長くし、出力電圧が低下したときには、可変電流源ＩＶの電流値を増加させてＭＯＳ型ＦＥＴ101のオフ時間を短くすることで、出力電圧を負帰還により安定化させることが可能になる。
【０００５】
ところで、上記回路構成では、極めて軽い負荷や無負荷状態が継続したときに、可変電流源ＩＶの電流値がゼロとなり、一旦無安定マルチバイブレータ103の発振が停止すると、その後可変電流源ＩＶの電流値を徐々に増加しても、無安定マルチバイブレータ103は再発振しない。これは、可変電流源ＩＶの電流値の増加が緩やかな場合、トランジスタＱ１のコレクタ電圧も緩やかに変化するため、トランジスタＱ2をオフ状態とすることができないことによる。つまり、各トランジスタＱ１，Ｑ２に寄生容量の全く存在しない理想的条件では、トランジスタＱ１のコレクタ電圧Ｖc1の電圧傾斜が、次の数１に示す条件を満たさなければ、再発振することができないという懸念を生じる。
【０００６】
【数１】

【０００７】
但し、上記数１において、Ｉr2は抵抗Ｒ２を流れる電流，Ｃ１はコンデンサＣ１の静電容量である。
【０００８】
そこで、本発明は上記問題点を解決して、発振停止の状態から可変電流源の電流値を緩やかに増加させた場合でも、確実に再発振が可能となる可変発振回路を提供することをその目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明の可変発振回路は、前記目的を達成するために、交互にオン・オフする一対のトランジスタと、前記一方のトランジスタのベースに接続した可変電流源と、前記一方のトランジスタのコレクタに一端を接続し前記他方のトランジスタのベースに他端を接続したコンデンサとを有する無安定マルチバイブレータを備え、前記可変電流源の電流値を可変することで、前記無安定マルチバイブレータの発振周波数を変化させる可変発振回路において、前記一方のトランジスタのコレクタ電圧が一定のしきい値に低下すると、前記コンデンサの一端の電圧レベルを急激に立ち下げる電圧レベル切換回路を設けたものである。
【００１０】
上記構成により、無安定マルチバイブレータの発振が停止した状態から、可変電流源の電流値を緩やかに増加させた場合、一方のトランジスタのコレクタ電圧は緩やかに低下するが、この一方のトランジスタのコレクタ電圧があるしきい値にまで低下すると、電圧レベル切換回路によりコンデンサの一端の電圧は急速に変化して、他方のトランジスタのベース電圧は負電圧になる。これにより他方のトランジスタはオフ状態になるとともに、対をなす一方のトランジスタは急速なオン状態となり、以後、無安定マルチバイブレータの発振が再開する。したがって、発振停止の状態から可変電流源の電流値を緩やかに増加させた場合でも、確実に再発振が可能になる。
【００１１】
【発明の実施形態】
以下、添付図面に基づき、本発明における発振回路の各実施例を説明する。図１〜図３は、本発明の可変発振回路をフライバック型のスイッチング電源装置に適用した第１実施例を示すものである。回路構成を示す図１において、１はＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子を構成するＭＯＳ型ＦＥＴ，２はＭＯＳ型ＦＥＴ１のゲートにドライブ信号を供給する可変発振回路を備えた駆動回路である。駆動回路２は、前記ドライブ信号のオン時間およびオフ時間を決定するための無安定マルチバイブレータ３と、無安定マルチバイブレータ３からの発振出力をＭＯＳ型ＦＥＴ１がオン・オフ動作するのに必要なドライブ信号に変換するバッファ４とにより構成される。
【００１２】
＋ＶＩ，−ＶＩは、直流入力電圧が印加される入力端子であって、この入力端子＋ＶＩ，−ＶＩ間には、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するトランス５の一次巻線５Ａと、前記ＭＯＳ型ＦＥＴ１と、トランス５の一次巻線５Ａを流れる電流を監視する抵抗Ｒ10との直列回路が接続される。そして、ＭＯＳ型ＦＥＴ１をスイッチングすることにより、前記入力端子＋ＶＩ，−ＶＩ間の直流入力電圧が、トランス５の一次巻線５Ａに断続的に供給されるようになっている。なお、マイナス側の入力端子−ＶＩは接地されている。
【００１３】
ダイオードＤ１およびコンデンサＣ３は、トランス５の二次巻線５Ｂに誘起された電圧を整流平滑するものである。具体的には、ＭＯＳ型ＦＥＴ１がオンすると、ダイオードＤ１は非導通状態となって、トランス５にエネルギーが蓄えられ、ＭＯＳ型ＦＥＴ１がオフすると、ダイオードＤ１は導通状態となって、それまでトランス５に蓄えられていたエネルギーが、出力端子＋ＶＯ，−ＶＯ間に接続した負荷（図示せず）に送り出される構成となっている。
【００１４】
出力端子＋ＶＯ，−ＶＯ間に発生する直流出力電圧の安定化を図るために、本実施例では出力電圧検出回路11を含めた帰還ループが形成される。出力電圧検出回路11は、出力端子＋ＶＯ，−ＶＯ間にフォトカプラ12の発光素子たる発光ダイオード12Ａとシャントレギュレータ13との直列回路を接続し、シャントレギュレータ13のリファレンスに直流出力電圧を抵抗Ｒ７，Ｒ８で分圧して印加するように構成される。また、電圧検出信号を出力するフォトカプラ12の受光素子たるフォトトランジスタ12Ｂは、直流入力電圧を分圧する抵抗Ｒ４，Ｒ６の接続点にエミッタを接続し、プラス側の入力端子＋ＶＩにコレクタを接続してなり、このフォトトランジスタ12Ｂのエミッタが、無安定マルチバイブレータ３を構成するＰＮＰ型トランジスタＱ３のベースに接続される。そして、出力端子＋ＶＯ，−ＶＯ間の直流出力電圧は、抵抗Ｒ７，Ｒ８により分圧されてシャントレギュレータ13のリファレンスに印加され、この印加された電圧とシャントレギュレータ13の基準電圧Ref1との差異に応じて、シャントレギュレータ13のカソードに流れ込む電流値が変化し、発光ダイオード12Ａの発光量も変化する。無安定マルチバイブレータ３は、発光ダイオード12Ａの発光量の変化に伴ない、フォトトランジスタ12Ｂに流れ込む電流の変化を電圧検出信号として入力し、この電圧検出信号に応じて発振周波数を変化させるように構成している。
【００１５】
無安定マルチバイブレータ３は、交互にオン・オフする一対のＮＰＮ型トランジスタＱ１，Ｑ２を備えているとともに、一方のトランジスタＱ１のコレクタにシュミットトリガＢの入力端子を接続し、このシュミットトリガＢの出力端子と他方のトランジスタＱ２のベース間にコンデンサＣ１が接続される。コンデンサＣ１は、入力端子＋ＶＩのラインとトランジスタＱ２のベース間に接続される抵抗Ｒ３とともに、トランジスタＱ１のオフ時間すなわちトランジスタＱ２のオン時間を決定する第１の時定数回路を構成する。また、トランジスタＱ２のコレクタとトランジスタＱ１のベース間には、別のコンデンサＣ２が接続される。このコンデンサＣ２は、入力端子＋ＶＩのラインとトランジスタＱ１のベース間に接続される可変電流源21とともに、トランジスタＱ１のオン時間すなわちトランジスタＱ２のオフ時間を決定する第２の時定数回路を構成する。さらに、入力端子＋ＶＩのラインとトランジスタＱ１のコレクタ間に抵抗Ｒ１を接続するとともに、入力端子＋ＶＩのラインとトランジスタＱ２のコレクタ間に抵抗Ｒ５を接続し、トランジスタＱ２のコレクタ電圧を無安定マルチバイブレータ３の発振出力としている。
【００１６】
前記可変電流源21は、抵抗Ｒ４，Ｒ６の接続点にベースを接続し、トランジスタＱ１のベースにコレクタを接続したＰＮＰ型トランジスタＱ３と、入力端子＋ＶＩのラインとトランジスタＱ３のエミッタ間に接続した抵抗Ｒ２とにより構成される。そして、フォトトランジスタ12Ｂに流れ込む電流に応じて、トランジスタＱ３のベース電位が変化し、トランジスタＱ３のエミッタ・コレクタ間を流れる可変電流源21の電流値が変化するようになっている。また、電圧レベル切換回路としての前記シュミットトリガＢは、他端をトランジスタＱ２のベースに接続したコンデンサＣ１の一端と、一方のトランジスタＱ１のコレクタ間に接続される。このシュミットトリガＢは、入力端子に加わる電圧が一定のしきい値以上になると、出力端子に接続したコンデンサＣ１の一端の電圧が急激に立ち上がり、入力端子に加わる電圧が一定のしきい値以下になると、コンデンサＣ１の一端の電圧レベルが急激に立ち下がるもので、この電圧レベルの立上がりのしきい値と立ち下がりのしきい値は若干異なっている。そして、このシュミットトリガＢを挿入したことによって、トランジスタＱ１のコレクタ電位が緩やかに下降しても、トランジスタＱ１のコレクタ電位があるしきい値にまで低下すると、コンデンサＣ１の一端の電圧レベルがシュミットトリガＢの特性に依存して急激に立ち下がるようになっている。なお、こうした立ち下がり特性を有するものであれば、本実施例のようなシュミットトリガＢに代わり別の電圧レベル切換回路を設けてもよい。但し、単一のシュミットトリガ素子Ｂを用いれば、回路構成を簡素化できるという利点がある。
【００１７】
22は、ＭＯＳ型ＦＥＴ１ひいては出力端子＋ＶＯ，−ＶＯに接続する負荷（図示せず）に流れる電流に比例した信号で、交互にオン・オフを繰り返すトランジスタＱ１，Ｑ２の一方（本実施例ではトランジスタＱ１）を強制的にオフさせ、ＭＯＳ型ＦＥＴ１のオン時間に制限を加えるオン時間制限回路である。このオン時間制限回路22は、前記電流検知器たる抵抗Ｒ10の他に、トランジスタＱ４と抵抗９とにより構成され、ＭＯＳ型ＦＥＴ１と抵抗Ｒ10の接続点をトランジスタＱ１のエミッタに接続し、トランジスタＱ１とトランジスタＱ４のベースどうしを接続し、このトランジスタＱ４のエミッタと接地ライン間に抵抗Ｒ９を接続するとともに、トランジスタＱ４のコレクタを前記可変電流源21を構成するトランジスタＱ３のコレクタに接続して、トランジスタＱ４のベース・エミッタ間を短絡している。
【００１８】
次に、図２および図３の波形図を参照しながら、上記構成についてその作用を説明する。なお、図２は無安定マルチバイブレータ３の各部の電圧波形を示すものであり、上段の実線Ｖb1はトランジスタＱ１のベース電圧，上段の破線Ｖc1はトランジスタＱ１のコレクタ電圧，中段の実線Ｖb2はトランジスタＱ２のベース電圧，中段の破線Ｖc2はトランジスタＱ２のコレクタ電圧，下段の実線Ｖe1はトランジスタＱ１のエミッタ電圧，下段の破線Ｖe4はトランジスタＱ４のエミッタ電圧である。また、図３は、図２の下段に示すトランジスタＱ１のエミッタ電圧Ｖe1とトランジスタＱ４のエミッタ電圧Ｖe4の波形図の要部を拡大したものである。
【００１９】
無安定マルチバイブレータ３は、トランジスタＱ１，Ｑ２が交互にオン・オフを繰り返し、発振状態となっている。そして、トランジスタＱ２のコレクタ電圧Ｖc2が発振出力としてバッファ４に入力され、このバッファ４からＭＯＳ型ＦＥＴ１をスイッチング動作するためのドライブ信号が、ＭＯＳ型ＦＥＴ１のゲートに供給される。ここで、トランジスタＱ１のオン時間は、トランジスタＱ２のオフ時間により決定され、トランジスタＱ１のオフ時間は、トランジスタＱ２のオン時間により決定される。可変電流源21とコンデンサＣ２は、トランジスタＱ１のオフ時間およびトランジスタＱ２のオン時間を決定するものであり、可変電流源21を構成するトランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC3（図１参照）が変化すると、トランジスタＱ１がオフしているときのベース電圧Ｖb1の傾き（図２に示すトランジスタＱ１のベース電圧Ｖb1の傾斜部分B1）が変化する。これに対して、トランジスタＱ１のオン時間およびトランジスタＱ２のオフ時間は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１とにより固定されている。
【００２０】
出力端子＋ＶＯ，−ＶＯ間の出力電圧を抵抗Ｒ７，Ｒ８により分圧した電圧が、シャントレギュレータ13の基準電圧Ref1を越えると、双方の電圧の差異に応じた電流がフォトカプラ12のフォトトランジスタ12Ｂに流れ込む。これにより、フォトカプラ12のフォトトランジスタ12Ｂは、トランジスタＱ３のベース電圧を上昇させ、トランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC3を減少させる。可変電流源21を構成するトランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC3が減少すると、前記トランジスタＱ１のコレクタ電圧Ｖb1の傾斜部分B1が緩やかな傾きに変化し、トランジスタＱ１のオフ時間、すなわちトランジスタＱ２のオン時間ひいてはＭＯＳ型ＦＥＴ１のオフ時間が増加して、出力端子＋ＶＯ，−ＶＯ間の出力電圧が低下する。また逆に、出力端子＋ＶＯ，−ＶＯ間の出力電圧の低下に伴い、フォトカプラ12のフォトトランジスタ12Ｂに流れ込む電流が減少すると、トランジスタＱ３のベース電圧は下降し、トランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC3は増加する。これにより、トランジスタＱ１のベース電圧Ｖb1の傾斜部分B1が急な傾きに変化し、トランジスタＱ１のオフ時間、すなわちトランジスタＱ２のオン時間ひいてはＭＯＳ型ＦＥＴ１のオフ時間が減少して、出力端子＋ＶＯ，−ＶＯ間の出力電圧が上昇する。こうして、可変電流源21の電流値を可変して、トランジスタＱ１のオフ時間を変化させることで、同時にＭＯＳ型ＦＥＴ１のドライブ信号の周期ひいてはデューティー比が制御され（ＰＦＭ：パルス周波数変調）、出力端子＋ＶＯ，−ＶＯ間の出力電圧が規定値に安定化する。
【００２１】
なお、出力端子＋ＶＯ，−ＶＯ間の出力電圧が低下して、フォトカプラ12のフォトトランジスタ12Ｂに電流が流れ込まなくなり、このフォトトランジスタ12Ｂが開放状態になると、トランジスタＱ３のベース電位は、入力端子＋ＶＩ，−ＶＩ間の直流入力電圧を抵抗Ｒ４，Ｒ６で分圧した電圧でほぼ固定される。したがって、抵抗Ｒ４，Ｒ６を付加するだけで、トランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC3の最大値は制限され、トランジスタＱ１のベース電圧Ｖb1の傾斜部分B1は、それ以上急な傾きに変化しなくなる。こうして、ＭＯＳ型ＦＥＴ１の最小オフ時間が必要以上に短かくなり過ぎる不具合を簡単に防止できる。
【００２２】
上記一連の動作中において、抵抗Ｒ10はＭＯＳ型ＦＥＴ１を流れるトランス５の一次電流を電圧信号に変換し、トランジスタＱ１のエミッタに入力している。この場合のトランジスタＱ１のエミッタ電圧Ｖe1は図２に示すように、ＭＯＳ型ＦＥＴ１のオン期間中は、トランス１の一次電流に比例して時間と共に増加する一方、ＭＯＳ型ＦＥＴ１のオフ期間中は、トランス１の一次電流が遮断されるためゼロとなる。そして、例えば軽負荷時などにおいて、出力端子＋ＶＯ，−ＶＯ間の出力電圧が高い場合には、前述のようにトランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC3は減少し、トランジスタＱ１，Ｑ４のベース電圧も比較的低い状態にある。したがって、ＭＯＳ型ＦＥＴ１に少しでも電流が流れると、抵抗Ｒ10間に発生する電圧によりトランジスタＱ１はすぐにオフし、同時にトランジスタＱ２はオンして、ＭＯＳ型ＦＥＴ１のドライブ信号のオン（導通期間）は終了する。このトランジスタＱ１がオフになる規定値は、図３に示すように、理想的にはトランジスタＱ４のエミッタ電圧Ｖe4よりも、トランジスタＱ１のエミッタ電圧Ｖe1が上回るような、ＭＯＳ型ＦＥＴ１を流れる電流値となる。また、トランジスタＱ４のエミッタ電圧Ｖe4（パルス電圧）は、トランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC3と抵抗Ｒ９の抵抗値とを掛け合わせたＩC3×Ｒ９で決定されるので、軽負荷時には低く、負荷の重い状態では高くなる。
【００２３】
こうして、オン時間制限回路22は、ＭＯＳ型ＦＥＴ１を流れる電流に依存して、出力端子＋ＶＯ，−ＶＯ間の出力電圧が高い軽負荷時ほど、ＭＯＳ型ＦＥＴ１のドライブ信号のオン時間を短く制限する。これにより、ＭＯＳ型ＦＥＴ１のドライブ信号のオン時間を固定した従来のＰＦＭ制御に比べて、軽負荷時における周波数の低下や、出力電圧のリップル増大は著しく改善される。また、ＭＯＳ型ＦＥＴ１のドライブ信号の１パルス毎に、トランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC3の最大値を制限できるので、本実施例におけるオン時間制限回路22を組み込んだ無安定マルチバイブレータ３を、パルスバイパルス（パルス毎）の電流制限機能として用いることも可能になる。
【００２４】
なお、図１には示していないが、オン時間制限回路22を構成する抵抗Ｒ９に、例えばコンデンサなどの容量性素子を並列に接続してもよい。こうすると、トランジスタＱ１のエミッタ電圧Ｖe1に対するスレショルド（しきい値）電圧となるトランジスタＱ４のエミッタ電圧Ｖe4は、容量性素子により積分され、軽負荷時には負荷の重い状態に比べて、より小さな電圧値になる。したがって、上記オン時間制限回路22による軽負荷時のオン時間制限効果が、一層顕著なものとなる。また、図１の回路では、トランジスタＱ１のエミッタ電圧Ｖe1が上昇すると、トランジスタＱ１ひいてはトランジスタＱ４のベース電流が減少するので、トランジスタＱ４のエミッタ電圧Ｖe4（パルス電圧）は図３に示すようにフラットではなく、時間が経つに連れて電圧値が上昇する右肩上がりとなる。こうした現象も、抵抗Ｒ９に容量性素子を接続すれば改善されるので、オン時間制限回路22の動作が一層安定する効果が得られる。
【００２５】
次に、無安定マルチバイブレータ３の発振が停止した状態から、可変電流源21の電流値すなわちトランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC3を緩やかに増加させた場合を考える。コンデンサＣ２は、極めて小さいトランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC3により充電され、トランジスタＱ１のベース電圧Ｖb1がこのトランジスタＱ１のベース・エミッタ間の順方向電圧となった瞬間に、トランジスタＱ１はオン状態となって、コレクタ電圧Ｖc1が低下を開始する。このときのトランジスタＱ１のコレクタ電圧Ｖc1は、次の数２の近似式にて概ね表わせる。
【００２６】
【数２】

【００２７】
但し、上記数２において、Ｖccは入力端子＋ＶＩ，−ＶＩ間の直流入力電圧，β1はトランジスタＱ１の電流増幅率，ＩC3はトランジスタＱ３のコレクタ電流，Ｒ１は抵抗Ｒ１の抵抗値である。したがって、可変電流源21の電流値ＩC3が緩やかに変化した場合には、トランジスタＱ１のコレクタ電圧Ｖc1も緩やかに低下する。しかし、トランジスタＱ１のコレクタ電圧Ｖc1がどのような電圧傾斜であるのかに拘らず、このトランジスタＱ１のコレクタ電圧Ｖc1があるしきい値にまで低下すると、シュミットトリガＢの出力は急速に変化する。このため、トランジスタＱ２のベース電圧Ｖb2は、コンデンサＣ１が抵抗Ｒ３により充電される前に負電圧となり、トランジスタＱ１のコレクタ電圧Ｖc1がシュミットトリガＢのしきい値より下がるのとほぼ同時に、トランジスタＱ２はオフ状態となる。こうなると、抵抗Ｒ５によってコンデンサＣ２は充電され、トランジスタＱ１のベース電圧Ｖb1が上昇するので、トランジスタＱ１は急速なオン状態となり、以後、無安定マルチバイブレータ３の発振が再開する。
【００２８】
以上のように、本実施例では、交互にオン・オフする一対のトランジスタＱ１，Ｑ２と、一方のトランジスタＱ１のベースに接続した可変電流源21と、一方のトランジスタＱ１のコレクタに一端を接続し、他方のトランジスタＱ２のベースに他端を接続したコンデンサＣ１とを有する無安定マルチバイブレータ３を備え、可変電流源21の電流値を可変することで、トランジスタＱ１がオフしているときのベース電圧Ｖb1の傾きを変化させて、無安定マルチバイブレータ３の発振周波数を変化させる可変発振回路において、一方のトランジスタＱ１のコレクタ電圧が一定のしきい値に低下すると、コンデンサＣ１の一端の電圧レベルを急激に立ち下げる電圧レベル切換回路としてのシュミットトリガＢを設けている。
【００２９】
こうすると、無安定マルチバイブレータ３の発振が停止した状態から、可変電流源21の電流値であるトランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC3を緩やかに増加させた場合、トランジスタＱ１のコレクタ電圧Ｖc1は緩やかに低下するが、このトランジスタＱ１のコレクタ電圧Ｖc1があるしきい値にまで低下すると、シュミットトリガＢによりコンデンサＣ１の一端の電圧は急速に変化して、トランジスタＱ２のベース電圧Ｖb2は負電圧になる。これによりトランジスタＱ２はオフ状態になるとともに、対をなすトランジスタＱ１は急速なオン状態となり、以後、無安定マルチバイブレータ３の発振が再開する。したがって、発振停止の状態から可変電流源21の電流値を緩やかに増加させた場合でも、確実に再発振が可能になる。
【００３０】
また、本実施例では特に、電圧レベル切換回路が単一のシュミットトリガ素子Ｂで構成されることから、無安定マルチバイブレータ３にシュミットトリガ素子Ｂを付加するだけで確実な再発振が可能となり、回路構成の複雑化を極力回避できる。
【００３１】
次に、本実施例における無安定マルチバイブレータ３を、ＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置を構成するスイッチング素子（ＭＯＳ型ＦＥＴ１）の駆動回路２として組み込み、スイッチング電源装置の出力電圧を安定化させるための帰還回路として、この出力電圧の変動を検出して可変電流源21に検出結果を出力する出力電圧検出回路11を設けた場合の効果を列記する。
【００３２】
先ず、無安定マルチバイブレータ３は、抵抗Ｒ１〜Ｒ３，Ｒ５と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、トランジスタＱ１，Ｑ２だけで構成されることから、少ない部品で他励型のスイッチング電源装置を実現できる。また、出力電圧検出回路11の検出結果に応じて、可変電流源21の電流値を可変させ、無安定マルチバイブレータ３の発振周波数ひいてはＭＯＳ型ＦＥＴ１のドライブ信号の周波数を変化させることができるので、少ない部品で、負帰還により安定した出力電圧を供給できるスイッチング電源装置を提供できる。なお、スイッチング電源装置のスイッチング素子としては、本実施例におけるＭＯＳ型ＦＥＴ１の他に、ＮＰＮ型のトランジスタなどを利用できる。この場合、バッファ４の出力端子にトランジスタのベースを接続し、トランス５の一次巻線５Ａの非ドット側端子にトランジスタのコレクタを接続し、抵抗Ｒ10の一端にトランジスタのエミッタを接続する。
【００３３】
本実施例では、他方のトランジスタＱ２のコレクタにバッファ４を経由してＭＯＳ型ＦＥＴ１のゲートを接続し、ＭＯＳ型ＦＥＴ１のドライブ信号のオフ時間を出力電圧の変動に応じて可変するように構成し、トランジスタＱ２のコレクタに、固定抵抗Ｒ５と固定コンデンサＣ２とによる時定数回路を接続している。こうすると、ＭＯＳ型ＦＥＴ１のオフ時間は、出力の安定化を図るために、出力電圧に応じて変動するが、ＭＯＳ型ＦＥＴ１の最大オン時間は、オン時間制限回路22の有る無しに拘らず、トランジスタＱ２のコレクタに接続した時定数回路により固定された値に制限される。したがって、ＭＯＳ型ＦＥＴ１の最小オン時間が必要以上に長くなり過ぎる不具合を簡単に防止できる。
【００３４】
また、本実施例では、可変電流源21を抵抗Ｒ２とトランジスタＱ３との直列回路で構成し、トランジスタＱ３のベースに出力電圧検出回路11の検出電圧を印加するとともに、所定の動作電圧ライン（本実施例では入力端子＋ＶＩ，−ＶＩライン）間に、分圧用の抵抗Ｒ４，Ｒ６を接続し、この抵抗Ｒ４，Ｒ６の接続点をトランジスタＱ３のベースに接続している。こうすると、出力電圧に依存して出力電圧検出回路11の検出電圧がゼロになっても、トランジスタＱ３のベース電圧は、抵抗Ｒ４，Ｒ６の接続点の電位でほぼ固定されるので、トランジスタＱ３のコレクタ電流ＩC3の最大値が制限される。したがって、ＭＯＳ型ＦＥＴ１の最小オフ時間が制限され、このＭＯＳ型ＦＥＴ１の最小オフ時間が必要以上に短かくなり過ぎる不具合を簡単に防止できる。なお、本実施例では、回路構成を簡単にするために、スイッチング電源装置の入力電圧を利用して、無安定マルチバイブレータ３や分圧用の抵抗Ｒ４，Ｒ６に動作電圧を供給しているが、入力電圧とは別の動作電圧を、これらの無安定マルチバイブレータ３や抵抗Ｒ４，Ｒ６に供給する構成としてもよい。
【００３５】
本実施例では、スイッチング素子であるＭＯＳ型ＦＥＴ１をスイッチングすることより、所定の直流出力電圧を負荷に供給するとともに、ＭＯＳ型ＦＥＴ１にドライブ信号を供給する駆動回路として、交互にオン・オフする一対のトランジスタＱ１，Ｑ２と、一方のトランジスタＱ１のベースに接続した可変電流源21とを有する無安定マルチバイブレータを備え、前記直流出力電圧に応じて可変電流源21の電流値を可変することで、ＭＯＳ型ＦＥＴ１のオフ時間を変化させて直流出力電圧の安定化を図るスイッチング電源装置において、直流出力電圧に応じた信号で、一方のトランジスタＱ１を強制的にオフさせ、ＭＯＳ型ＦＥＴ１のオン時間に制限を加えるオン時間制限回路22を備えている。
【００３６】
この場合、負荷が軽くなって直流出力電圧が上昇すると、オン時間制限回路22により無安定マルチバイブレータ３を構成する一方のトランジスタＱ１が強制的にオフ状態となり、ＭＯＳ型ＦＥＴ１のオン時間に制限が加えられる。このように、負荷が軽い程、ＭＯＳ型ＦＥＴ１のオン時間は短くなり、負荷に送り出されるエネルギーも小さくなるので、軽負荷時に無安定マルチバイブレータ３の発振周波数が著しく低下することはなく、出力電圧のリップルも大幅に改善できる。
【００３７】
また、本実施例のオン時間制限回路22は、ＭＯＳ型ＦＥＴ１を流れる電流に応じて、一方のトランジスタＱ１のエミッタ電圧Ｖe1を可変する電流検知器たる抵抗Ｒ10と、直流出力電圧が上昇すると、可変電流源21の電流値によって、トランジスタＱ１のベース電圧Ｖb1を低下させるトランジスタＱ４および抵抗Ｒ９とにより構成される。これにより、２個の抵抗Ｒ９，Ｒ10と、１個のトランジスタＱ４を、既存のスイッチング電源装置に付加するだけで、出力電圧のリップルを大幅に改善することが可能になる。
【００３８】
また、図１の回路構成において、抵抗Ｒ９に容量性素子を並列接続すると、オン時間制限回路22による軽負荷時のオン時間制限効果が、一層顕著なものとなる。また、トランジスタＱ４のパルス状のエミッタ電圧Ｖe4がフラットになるため、オン時間制限回路22の動作が一層安定する。
【００３９】
図４は、本発明の第２実施例を示しており、前記第１実施例と同一部分には同一符号を付し、その共通する箇所の詳細な説明は重複するため省略する。ここでは、本発明の可変発振回路をフォワード型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用している。すなわち、トランス５の二次巻線５Ａのドット側端子にダイオードＤ１のアノードを接続し、このダイオードＤ１のカソードと出力端子＋ＶＯとの間にチョークコイルＬ１を挿入接続する一方、出力端子−ＶＯに接続するトランス５の二次巻線５Ａの非ドット側端子に転流ダイオードＤ２のアノードを接続し、このダイオードＤ２のカソードを、ダイオードＤ１とチョークコイルＬ１との接続点に接続し、さらに、出力端子＋ＶＯ，−ＶＯ間に平滑用のコンデンサＣ３を接続している。なお、その他の回路構成は、前記第１実施例と全く同一である。
【００４０】
本実施例においては、ＭＯＳ型ＦＥＴ１がオンすると、ダイオードＤ１は導通する一方、ダイオードＤ２は非導通となり、トランス５からのエネルギーがチョークコイルＬ１を介して出力端子＋ＶＯ，−ＶＯ側に送り出され、ＭＯＳ型ＦＥＴ１がオフすると、ダイオードＤ１は非導通となる一方、ダイオードＤ２は導通状態となり、ＭＯＳ型ＦＥＴ１のオン期間中に蓄えられていたチョークコイルＬ１のエネルギーが、ダイオードＤ２を介して出力端子＋ＶＯ，−ＶＯ側に送り出される。そして、この場合も第１実施例と同様の作用，効果を奏することになる。なお、各実施例で示したタイプのスイッチング電源装置のみならず、例えばセンタ・タップ方式やハーフブリッジ方式，フルブリッジ方式などのあらゆるスイッチング電源装置に、本発明を適用することができる。また、スイッチング電源装置は、トランス５を有しない非絶縁型のものでもよい。
【００４１】
本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲において種々の変形実施が可能である。例えば、各実施例では、本発明の可変発振回路を各種スイッチング電源装置に組み込んだものを示したが、可変電流源によって発振周波数を可変する必要の有るあらゆる回路構成に本発明を適用できる。したがって、本発明の可変発振回路は、スイッチング電源装置の駆動回路に限定されない。また、実施例では、発振出力のオフ時間を可変する構成としたが、発振出力のオン時間を可変する構成でもよい。具体的には、各実施例における抵抗Ｒ２およびトランジスタＱ３と抵抗Ｒ３とをつなぎ換え、シュミットトリガＢをトランジスタＱ２のコレクタとコンデンサＣ２の一端間に接続することで実現できる。さらに、無安定マルチバイブレータ３を一体化されたＩＣにより構成して、回路の簡略化を図るようにしてもよい。
【００４２】
【発明の効果】
本発明の可変発振回路は、交互にオン・オフする一対のトランジスタと、前記一方のトランジスタのベースに接続した可変電流源と、前記一方のトランジスタのコレクタに一端を接続し前記他方のトランジスタのベースに他端を接続したコンデンサとを有する無安定マルチバイブレータを備え、前記可変電流源の電流値を可変することで、前記無安定マルチバイブレータの発振周波数を変化させる可変発振回路において、前記一方のトランジスタのコレクタ電圧が一定のしきい値に低下すると、前記コンデンサの一端の電圧レベルを急激に立ち下げる電圧レベル切換回路を設けたものであり、発振停止の状態から可変電流源の電流値を緩やかに増加させた場合でも、確実に再発振が可能となる可変発振回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例を示すスイッチング電源装置の回路図である。
【図２】同上無安定マルチバイブレータの各部の電圧波形を示す波形図である。
【図３】同上トランジスタＱ１のエミッタ電圧とトランジスタＱ４のエミッタ電圧を示す波形図である。
【図４】本発明の第１実施例を示すスイッチング電源装置の回路図である。
【図５】従来例を示す要部の回路図である。
【符号の説明】
３無安定マルチバイブレータ
Ｂシュミットトリガ（電圧レベル切換回路）
Ｃ１コンデンサ
Ｑ１一方のトランジスタ
Ｑ２他方のトランジスタ

Claims

交互にオン・オフする一対のトランジスタと、前記一方のトランジスタのベースに接続した可変電流源と、前記一方のトランジスタのコレクタに一端を接続し前記他方のトランジスタのベースに他端を接続したコンデンサとを有する無安定マルチバイブレータを備え、前記可変電流源の電流値を可変することで、前記無安定マルチバイブレータの発振周波数を変化させる可変発振回路において、前記一方のトランジスタのコレクタ電圧が一定のしきい値に低下すると、前記コンデンサの一端の電圧レベルを急激に立ち下げる電圧レベル切換回路を設けたことを特徴とする可変発振回路。