JPH10301578A

JPH10301578A - 能動型騒音振動制御装置

Info

Publication number: JPH10301578A
Application number: JP10616697A
Authority: JP
Inventors: Shigeki Sato; 佐藤　　茂樹; Takeshi Kimura; 健木村
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 1997-04-23
Filing date: 1997-04-23
Publication date: 1998-11-13
Anticipated expiration: 2017-04-23
Also published as: JP3541613B2

Abstract

(57)【要約】【課題】サンプリング・クロックが固定の場合でも、更
新用基準信号の演算精度を向上させて、良好な騒音低減
制御、振動低減制御を実行したい。【解決手段】コントローラ２５は、固定サンプリング・
クロックの周期と同じ幅の基準方形波を駆動信号ｙとし
て出力した場合の応答波形に基づいて生成された伝達関
数フィルタＣ＾の他に、基準方形波よりも幅の狭い方形
波を駆動信号ｙとして出力した場合の応答波形に基づい
て生成された端数用伝達関数フィルタ候補を複数種類記
憶しており、端数ＥＤに応じて端数用伝達関数フィルタ
候補のうちから一つの端数用伝達関数フィルタＣ＾' を
選択する。そして、コントローラ２５は、伝達関数フィ
ルタＣ＾に対応した基本数列Ｒ^Tと同様に、端数用伝達
関数フィルタＣ＾' に基づいて端数用基本数列Ｒ^T' を
生成し、適応ディジタルフィルタの最終タップを更新す
る際には、端数用基本数列Ｒ^T' から更新用基準信号を
選択する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、適応アルゴリズ
ムに従ってフィルタ係数が更新される適応ディジタルフ
ィルタを用いて周期的な騒音又は周期的な振動の低減制
御を実行するようになっている能動型騒音振動制御装置
に関し、特に、制御音源又は制御振動源と残留騒音又は
残留振動を検出する手段との間の伝達関数をモデル化し
た伝達関数フィルタを有し、周期的な騒音又は周期的な
振動の発生状態を表す基準信号をその伝達関数フィルタ
でフィルタ処理することにより、適応ディジタルフィル
タのフィルタ係数の更新に用いられる更新用基準信号を
演算するようになっており、しかもサンプリング・クロ
ックが固定である能動型騒音振動制御装置において、更
新用基準信号の演算精度が向上して、良好な騒音低減制
御、振動低減制御が実行されるようにしたものである。

【０００２】

【従来の技術】この種の従来の技術としては、騒音低減
に限定された発明ではあるが、特許第２５２４０４６号
（特開平５−２４９９８５号公報）がある。

【０００３】即ち、上記特許に係る技術は、特に電子消
音方法及び装置に関するものであって、騒音源から発せ
られる周期性騒音又は疑似周期性騒音に対して逆位相で
且つ同一音圧の制御音（付加音）を干渉させることによ
り、消音を行うようになっている。そして、この特許に
あっては、制御音を生成するために同期式Ｆｉｌｔｅｒ
ｅｄ−ＸＬＭＳアルゴリズム（ＳＦＸアルゴリズム）
を適用していて、これにより、コントローラにおける演
算量を大幅に低減することができる、というものであっ
た。

【０００４】なお、上記特許には、サンプリング・クロ
ックを固定にしたもの（上記特許の請求項２に係る発
明）と、サンプリング・クロックを可変にしたもの（上
記特許の請求項３に係る発明）との両方が含まれてい
る。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ここで、上記特許のう
ち、そのサンプリング・クロックを固定にしたものにあ
っては、制御音を発生させるスピーカと残留騒音を検出
するエラーセンサとの間の伝達関数を、制御に用いる固
定サンプリング・クロックの周期と同じ時間間隔で取り
込んだ数列を係数としたフィルタ（有限インパルス応答
型のフィルタ）として予め保存しておけば基本的には十
分である。これに対し、サンプリング・クロックを可変
にしたものにあっては、サンプリング・クロック毎の伝
達関数が必要であるから、極めて多数の伝達関数を生成
し記憶するか、若しくは、騒音低減制御と並行して伝達
関数を同定する処理を実行することが必要になる。

【０００６】このため、単に演算負荷の軽減等を図るこ
とだけを考えるのなら、サンプリング・クロックは固定
にした方が有利である。また、演算負荷の軽減のために
は、サンプリング・クロックの周期は長い方がよいが、
サンプリング・クロックの周期が長過ぎるとそれだけ消
音効果が期待できなくなるから、演算処理を実行するコ
ントローラの能力が許す範囲で、サンプリング・クロッ
クの周波数は高くすることが望ましい。

【０００７】しかしながら、例えば騒音源が車両のエン
ジンのような場合には、発生する騒音の周期はエンジン
の回転数に応じてリニアに変化するものであるため、サ
ンプリング・クロックが固定であると、騒音の周期がサ
ンプリング・クロックの周期の整数倍になるのは稀な現
象になる。

【０００８】すると、固定サンプリング・クロックに同
期して出力される駆動信号のうち、騒音の一周期内の最
後に出力される駆動信号以外の駆動信号は、固定サンプ
リング・クロックの周期と同じ幅の方形波として出力さ
れるが、騒音の一周期内の最後の出力される駆動信号
は、固定サンプリング・クロックの周期よりも短い幅の
方形波（つまり騒音の一周期を固定サンプリング・クロ
ックの周期で除算した場合の端数と同じ幅の方形波）と
して出力されることになる。

【０００９】しかし、サンプリング・クロックが固定で
あることから、上記従来の騒音低減装置では、伝達関数
フィルタを一種類しか記憶していなかった。つまり、伝
達関数フィルタは、有限インパルス応答型のディジタル
フィルタとして記憶されているが、ＬＭＳアルゴリズム
の特性から、その伝達関数フィルタの基礎になっている
インパルス応答測定時のインパルス信号として、サンプ
リング・クロックの周期と同じ幅の方形波を用いている
のである。

【００１０】従って、上記端数と同じ幅で出力される駆
動信号との関係では、記憶している伝達関数フィルタの
精度が低いということになり、これが良好な騒音低減効
果を得る上で一つの支障になっていたことが判った（第
１の課題）。

【００１１】さらに、基本的には基準信号を伝達関数フ
ィルタ（上記特許では、第２のフィルタ係数を有するデ
ィジタルフィルタが対応する。）でフィルタ処理した値
である更新用基準信号（上記特許では、リファレンス信
号が対応する。）を畳み込み演算によって求めようとす
ると、騒音の周期をサンプリング・クロックの周期で除
算した場合の端数の大きさによっては、更新用基準信号
の精度が十分でなくなり、それに基づいて行われる適応
ディジタルフィルタのフィルタ係数（上記特許では、第
１のフィルタ係数が対応する。）の更新演算の精度が低
下して、良好な騒音低減制御が実行できなくなる可能性
がある。

【００１２】つまり、上記特許における表現や記号等を
用いれば、サンプリング・クロックが固定の場合、基準
信号を第２のフィルタでフィルタ処理することにより作
成される疑似周期列Ｃ〜の精度が低いため、その疑似周
期列Ｃ〜に基づいて作成されるリファレンス信号の精度
も低くなり、適応型ディジタルフィルタの精度も低くな
ってしまうのである。特に、コントローラの能力から、
サンプリング・クロックの周波数を十分に高くできない
場合、必然的に端数と固定サンプリング・クロックの周
期との差も大きくなるから、上記のような精度低下も顕
著になってしまう。

【００１３】このような問題点を解決するために、本出
願人が先に提案した特開平７−１２９２５０号公報に開
示された技術がある。即ち、かかる公報に記載された装
置においては、基準信号と伝達関数フィルタとの畳み込
み演算に用いられる伝達関数フィルタのフィルタ係数
を、単に順番に用いるのではなく、基準信号の周期（つ
まり、騒音や振動の周期）をサンプリング・クロックの
周期で割った場合の端数に応じて選択するようにしてい
て、これにより、適応ディジタルフィルタの更新演算に
用いる更新用基準信号（上記特開平７−１２９２５０号
公報では、基準処理信号が対応する。）の精度を向上さ
せていた。

【００１４】確かに、上記特開平７−１２９２５０号公
報に記載された発明であれば、上記特許をそのまま実行
した場合に比べて、更新用基準信号（疑似周期列Ｃ〜）
の精度を向上させることができたが、本発明者のその後
の研究によれば、改良の余地があることが判った。

【００１５】特に、上記特開平７−１２９２５０号公報
に記載された発明のように、畳み込み演算により更新用
基準信号となる数列を作成する際だけではなく、実際に
適応ディジタルフィルタのフィルタ係数の更新演算に用
いられる更新用基準信号の選択（上記特許では、疑似周
期列Ｃ〜に基づいてリファレンス信号を作成することが
対応する。）にも工夫をすれば、更なる精度向上が期待
できること判った（第２の課題）。

【００１６】本発明は、上記のような種々の知見に基づ
いてなされたものであり、上記第１の課題に対応し、サ
ンプリング・クロックが固定であっても、騒音や振動の
一周期内に出力される全ての駆動信号との関係で伝達関
数フィルタの精度を良好に保つことができて、良好な騒
音低減制御、振動低減制御が実行される能動型騒音振動
制御装置を提供することを第１の目的としている。

【００１７】また、本発明は、上記第１の課題及び第２
の課題の両方に対応し、サンプリング・クロックが固定
であっても、騒音や振動の一周期内に出力される全ての
駆動信号との関係で伝達関数フィルタの精度を良好に保
つことができるとともに、更新用基準信号の精度をさら
に向上でき、もって、良好な騒音低減制御、振動低減制
御が実行される能動型騒音振動制御装置を提供すること
を第２の目的としている。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記第１の目的を達成す
るために、請求項１に係る発明は、騒音源又は振動源か
ら発せられる周期的な騒音又は周期的な振動と干渉する
制御音又は制御振動を発生可能な制御音源又は制御振動
源と、前記干渉した後の残留騒音又は残留振動を検出し
残留騒音信号又は残留振動信号として出力する残留騒音
検出手段又は残留振動検出手段と、前記騒音又は振動の
発生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成
手段と、フィルタ係数可変の適応ディジタルフィルタ
と、前記基準信号を前記適応ディジタルフィルタでフィ
ルタ処理することにより前記制御音源又は制御振動源を
駆動する駆動信号を生成し出力する駆動信号生成手段
と、前記制御音源又は制御振動源と前記残留騒音検出手
段又は残留振動検出手段との間の伝達関数をモデル化し
た伝達関数フィルタと、前記基準信号及び前記伝達関数
フィルタに基づいて更新用基準信号を生成する更新用基
準信号生成手段と、前記残留騒音信号又は残留振動信号
及び前記更新用基準信号に基づき逐次更新型の適応アル
ゴリズムに従って前記適応ディジタルフィルタのフィル
タ係数を更新する適応処理手段と、を備え、固定サンプ
リング・クロックに同期して各演算処理を実行するよう
になっている能動型騒音振動制御装置において、前記伝
達関数フィルタは、前記固定サンプリング・クロックの
周期と同じ幅の基準方形波を入力とした場合の応答波形
に基づいて各フィルタ係数を生成したディジタルフィル
タであり、前記周期的な騒音又は周期的な振動の周期を
前記固定サンプリング・クロックの周期で割った場合の
端数を求める端数演算手段と、前記基準方形波に代えて
前記端数と同じ幅の端数方形波を入力とした場合の前記
伝達関数フィルタに相当する端数用伝達関数フィルタと
して求める端数用伝達関数フィルタ生成手段と、を設け
るとともに、前記更新用基準信号生成手段は、前記基準
信号と前記伝達関数フィルタの各フィルタ係数とを畳み
込んで基本数列を生成する基本数列生成手段と、前記基
準信号と前記端数用伝達関数フィルタの各フィルタ係数
とを畳み込んで端数用基本数列を生成する端数用基本数
列生成手段と、前記基本数列又は前記端数用基本数列か
ら前記適応ディジタルフィルタのフィルタ係数の更新に
用いる前記更新用基準信号を選択する更新用基準信号選
択手段と、を含んで構成され、前記更新用基準信号選択
手段は、前記適応ディジタルフィルタの各フィルタ係数
のうち、最終タップ以外のフィルタ係数の更新には前記
基本数列から前記更新用基準信号を選択し、最終タップ
のフィルタ係数の更新には前記端数用基本数列から前記
更新用基準信号を選択するようになっているものであ
る。

【００１９】また、請求項２に係る発明は、上記請求項
１に係る発明である能動型騒音振動制御装置において、
前記基準方形波に代えて前記固定サンプリング・クロッ
クの周期以下の幅である方形波を入力とした場合の前記
伝達関数フィルタに相当する端数用伝達関数フィルタ候
補を、複数種類予め記憶しておき、前記端数用伝達関数
フィルタ生成手段は、前記端数に応じて、前記端数用伝
達関数フィルタ候補から前記端数用伝達関数フィルタを
選択するようになっているものである。

【００２０】そして、請求項３に係る発明は、上記請求
項１に係る発明である能動型騒音振動制御装置におい
て、前記基準方形波に代えて実質的にデルタ関数と見な
すことができる単位パルス波を入力とした場合の前記伝
達関数フィルタに相当する伝達関数フィルタ単位波形
を、予め記憶しておき、前記端数用伝達関数フィルタ
生成手段は、前記端数に相当する時間に渡って所定間隔
で前記伝達関数フィルタ単位波形を次々と出力したよう
に並べた各波形を重畳することにより、前記端数用伝達
関数フィルタを求めるようになっているものである。

【００２１】さらに、請求項４に係る発明は、上記請求
項１に係る発明である能動型騒音振動制御装置におい
て、前記端数用伝達関数フィルタ生成手段は、前記端数
が前記固定サンプリング・クロックの周期の１／２を越
える場合には、前記端数用伝達関数フィルタとして前記
伝達関数フィルタを用いる一方で、前記端数が前記固定
サンプリング・クロックの周期の１／２以下の場合に
は、前記伝達関数フィルタを補正して前記端数用伝達関
数フィルタを求めるようにしたものである。

【００２２】そして、請求項５に係る発明は、上記請求
項４に係る発明である能動型騒音振動制御装置におい
て、前記端数用伝達関数フィルタ生成手段は、前記端数
が前記固定サンプリング・クロックの周期の１／２以下
の場合には、前記伝達関数フィルタＣ＾の各フィルタ係
数Ｃ＾_j（ｊ＝０，１，２，…，Ｊ−１；Ｊは伝達関数
フィルタＣ＾のタップ数）に基づき、下記の（１）式又
は（２）式に従って、端数用伝達関数フィルタＣ＾' の
各フィルタ係数Ｃ＾' _jを求めるようにしたものであ
る。

【００２３】Ｃ＾' ₀ ＝Ｃ＾' ₁ ＝０ ……（１）Ｃ＾' _j＝（Ｃ＾_(j-1)＋Ｃ＾_j）／２（ｊ≧２） ……（２）一方、上記第２の目的を達成するために、請求項６に係
る発明は、上記請求項１〜５に係る発明である能動型騒
音振動制御装置に加えて、さらに、前記更新用基準信号
選択手段は、前記端数を考慮しつつ前記更新用基準信号
を選択するようになっているものである。

【００２４】また、請求項７に係る発明は、上記請求項
１〜６に係る発明である能動型騒音振動制御装置におい
て、さらに、前記基本数列生成手段は、前記端数に応じ
て前記畳み込み演算に用いられる前記伝達関数フィルタ
のフィルタ係数を選択し、前記端数用基本数列生成手段
は、前記端数に応じて前記畳み込み演算に用いられる前
記端数用伝達関数フィルタのフィルタ係数を選択するよ
うになっているものである。

【００２５】そして、請求項８に係る発明は、上記請求
項１〜６に係る発明である能動型騒音振動制御装置にお
いて、前記基準信号は、前記周期的な騒音又は周期的な
振動の基本周期に同期したインパルス信号であり、前記
駆動信号生成手段は、前記基準信号としての最新のイン
パルス信号の生成時点から前記固定サンプリング・クロ
ックに同期して前記適応ディジタルフィルタのフィルタ
係数を順番に前記駆動信号として出力するようになって
おり、前記基準信号としての最新のインパルス信号の生
成時点から次のインパルス信号の生成時点までの間の前
記駆動信号の出力回数Ｔｙをカウントする駆動信号カウ
ント手段と、この駆動信号カウント手段が最後にカウン
トした前記駆動信号の出力時点から次のインパルス信号
の生成時点までの間の端数時間を計測する端数時間計測
手段と、を設け、前記端数演算手段は、前記端数時間計
測手段が計測した前記端数時間及び前記固定サンプリン
グ・クロックの周期に基づいて前記端数を演算するよう
になっており、前記駆動信号カウント手段がカウントし
た前記出力回数Ｔｙから１だけ減算した値と前記端数演
算手段が演算した端数とを加算した結果を実際タップ長
Ｌｆ、前記実際タップ長Ｌｆを小数点第１位で四捨五入
した結果を整数タップ長Ｌ１、前記基本数列Ｒ^Tを〔Ｒ
１₀，Ｒ１₁，Ｒ１₂，…，Ｒ１_(Ty-1)〕、前記端数用
基本数列Ｒ^T' を〔Ｒ１'₀，Ｒ１'₁，Ｒ１'₂，…，Ｒ１'
_(Ty-1)〕、前記最新のインパルス信号の生成時点から
前記固定サンプリング・クロックに同期してｉ（＝０，
１，２，…，Ｔｙ−１）番目に出力する前記駆動信号を
ｙ_i、前記適応ディジタルフィルタＷのｊ（＝０，１，
２，…，Ｔｙ−１）番目のフィルタ係数をＷ_j、前記残
留騒音信号又は残留振動信号をｅ、収束係数をαとそれ
ぞれした場合、前記適応処理手段は、前記駆動信号ｙ_i
を出力する度にＴｙ個の前記フィルタ係数Ｗ_jを下記
（３）式に基づいて更新するようになっており、前記更
新用基準信号選択手段は、前記ｊ番目の前記フィルタ係
数Ｗ_jの更新に用いる前記更新用基準信号Ｒ２_jを下記
（４）式、（５）式、（６）式又は（７）式に従って選
択するようになっているものである。

【００２６】Ｗ_j（ｎ＋１）＝Ｗ_j（ｎ）−αＲ２_jｅ ……（３）Ｒ２_j＝Ｒ１_(i+j) （ｊ≠Ｔｙ−１，０≦ｊ≦ｉ） ……（４）Ｒ２_j＝Ｒ１_(L1+i-j) （ｊ≠Ｔｙ−１，ｊ＞ｉ） ……（５）Ｒ２_j＝Ｒ１' _(i+1) （ｊ＝Ｔｙ−１，ｊ＜ｉ） ……（６）Ｒ２_j＝Ｒ１'₀ （ｊ＝Ｔｙ−１，ｊ＝ｉ） ……（７）請求項９に係る発明は、上記請求項８に係る発明である
能動型騒音振動制御装置において、前記端数演算手段
は、前記端数時間計測手段が計測した前記端数時間を前
記固定サンプリング・クロックの周期で除算することに
より前記端数を演算するようになっているものである。

【００２７】これに対し、請求項１０に係る発明は、上
記請求項８に係る発明である能動型騒音振動制御装置に
おいて、前記端数演算手段は、前記端数時間計測手段が
計測した前記端数時間が、前記固定サンプリング・クロ
ックの周期の１／２以上か未満かを判定する比較手段を
含んでいる。

【００２８】さらに、上記第２の目的を達成するため
に、請求項１１に係る発明は、上記請求項１〜５に係る
発明である能動型騒音振動制御装置に加えて、さらに、
前記周期的な騒音又は周期的な振動の周期Ｔ_xを検出す
る周期検出手段と、前記周期Ｔ _xを前記固定サンプリン
グ・クロックの周期Ｔ_SCで除算した結果である実際タッ
プ長Ｌｆを求める実際タップ長演算手段と、前記実際タ
ップ長Ｌｆを小数点第１位で四捨五入した結果である整
数タップ長Ｌ１を演算する整数タップ長演算手段と、前
記実際タップ長Ｌｆの小数点以下を切り上げた値である
出力回数Ｔｙを求める出力回数演算手段と、を設けると
ともに、前記基本数列Ｒ^Tを〔Ｒ１₀，Ｒ１₁，Ｒ
１₂，…，Ｒ１_(Ty-1)〕、前記騒音又は振動の一周期内
に前記固定サンプリング・クロックに同期してｉ（＝
０，１，２，…，Ｔｙ−１）番目に出力する前記駆動信
号をｙ_i、前記適応ディジタルフィルタＷのｊ（＝０，
１，２，…，Ｔｙ−１）番目のフィルタ係数をＷ_j、前
記残留騒音信号又は残留振動信号をｅ、収束係数をαと
それぞれした場合、前記適応処理手段は、前記駆動信号
を出力する度にＴｙ個の前記フィルタ係数Ｗ_jを上記請
求項８記載の（３）式に基づいて更新するようになって
おり、前記更新用基準信号選択手段は、前記ｊ番目の前
記フィルタ係数Ｗ_jの更新に用いる前記更新用基準信号
Ｒ２_jを上記請求項８記載の（４）式、（５）式、
（６）式又は（７）式に従って選択するようになってい
るものである。

【００２９】そして、請求項１２に係る発明は、上記請
求項８〜１１に係る発明である能動型騒音振動制御装置
において、前記伝達関数フィルタＣ＾の各フィルタ係数
をＣ＾_j（ｊ＝０，１，２，…，Ｊ−１；Ｊは伝達関数
フィルタＣ＾のタップ数）、前記端数用伝達関数フィル
タＣ＾' の各フィルタ係数Ｃ＾' _j（ｊ＝０，１，２，
…，Ｊ−１）とした場合、前記基本数列生成手段は、下
記の（８）式に従って前記基本数列Ｒ^Tの各値Ｒ１
_j（ｊ＝０，１，２，…，Ｔｙ−１）を演算し、前記端
数用基本数列生成手段は、下記の（９）式に従って前記
端数用基本数列Ｒ^T' の各値Ｒ１' _j（ｊ＝０，１，
２，…，Ｔｙ−１）を演算するようになっているもので
ある。ただし、ｒｏｕｎｄ（Ａ）は、数値Ａを小数点以
下第１位で四捨五入した値（正の整数）である。

【００３０】Ｒ１_j＝Ｃ＾_j＋Ｃ＾_{(j+round(Lf))}＋Ｃ＾_{(j+round(2Lf))} ＋Ｃ＾_{(j+round(3Lf))}＋Ｃ＾_{(j+round(4Lf))}＋・・・ ……（８）Ｒ１' _j＝Ｃ＾' _j＋Ｃ＾' _{(j+round(Lf))}＋Ｃ＾' _{(j+round(2Lf))} ＋Ｃ＾' _{(j+round(3Lf))}＋Ｃ＾' _{(j+round(4Lf))}＋・・・ ……（９）さらに、請求項１３に係る発明は、上記請求項１〜１２
に係る発明である能動型騒音振動制御装置を車両に適用
したものであって、前記騒音源又は振動源はエンジンで
あり、前記基準信号生成手段は、前記基準信号として、
前記エンジンでの燃焼タイミングに同期したインパルス
信号を生成するようになっている。

【００３１】ここで、請求項１に係る発明にあっては、
端数用伝達関数フィルタ生成手段によって、端数と同じ
幅の方形波に応じた端数用伝達関数フィルタが生成さ
れ、端数用基本数列生成手段によって、端数用伝達関数
フィルタに基づいた端数用基本数列生成手段が生成され
る。

【００３２】そして、適応ディジタルフィルタのフィル
タ係数が更新される際に、更新用基準信号選択手段によ
って、基本数列又は端数用基本数列から更新用基準信号
が選択されるが、適応ディジタルフィルタの最終タップ
のフィルタ係数（騒音又は振動の一周期内の最後の駆動
信号に関係するフィルタ係数）の更新には、基本数列か
らではなく、端数用基本数列から更新用基準信号が選択
される。

【００３３】このため、適応ディジタルフィルタの各フ
ィルタ係数の更新に用いる更新用基準信号を、常に基本
数列（上記特許では、疑似周期列Ｃ〜）から選択してい
た従に比べて、適応ディジタルフィルタのフィルタ係数
の更新精度が向上する。

【００３４】請求項２、３、４及び５に係る発明は、い
ずれも端数用伝達関数フィルタ生成手段の構成をより具
体的にしたものである。即ち、請求項２に係る発明にあ
っては、端数用伝達関数フィルタ候補を予め複数種類記
憶している（なお、端数用伝達関数フィルタ候補のうち
の一つとして、伝達関数フィルタを兼用してもよい。）
という構成を採用している。つまり、端数用伝達関数フ
ィルタ生成手段は、端数の大きさに従って、最も高い精
度が得られるであろう端数用伝達関数フィルタ候補を、
端数用伝達関数フィルタとして選出する。

【００３５】例えば、端数用伝達関数フィルタ候補とし
て、伝達関数フィルタそのものである第１の端数用伝達
関数フィルタ候補、固定サンプリング・クロックの周期
の１／２と同じ幅の方形波を入力とした場合の伝達関数
フィルタに相当する第２の端数用伝達関数フィルタ候
補、固定サンプリング・クロックの周期の１／４と同じ
幅の方形波を入力とした場合の伝達関数フィルタに相当
する第３の端数用伝達関数フィルタ候補、という三種類
のフィルタを記憶しているものとすれば、端数の大きさ
が、固定サンプリング・クロックの周期に対して、１／
２を越えるときには第１の端数用伝達関数フィルタ候補
を端数用伝達関数フィルタとして選出し、１／４を越え
１／２以下のときには第２の端数用伝達関数フィルタ候
補を端数用伝達関数フィルタとして選出し、１／２未満
のときには第３の端数用伝達関数フィルタ候補を端数用
伝達関数フィルタとして選出する、という具合になる。

【００３６】このように、請求項２に係る発明であれ
ば、端数用伝達関数フィルタ候補を記憶する必要はある
が、制御中には端数に応じて端数用伝達関数フィルタを
選出するだけで済むから、処理が容易であるという利点
がある。

【００３７】これに対し、請求項３に係る発明にあって
は、実質的にデルタ関数（幅が０で面積が１の方形波）
と見なすことができる単位パルス波（具体的には、固定
サンプリング・クロックの周期に比べて幅が極めて狭
く、高さは可能な範囲で最大になっているパルス波）を
利用したものであって、その単位パルス波の応答波形で
ある伝達関数フィルタ単位波形を出来るだけ細かいサン
プリング周期（例えば、固定サンプリング・クロックの
１／１０）で生成し記憶しておき、その伝達関数フィル
タ単位波形を適宜積分すれば、任意の幅のパルス波形の
応答波形が求められる、という点に着目している。

【００３８】つまり、端数に相当する時間に渡って、伝
達関数フィルタ単位波形を所定間隔（例えば、伝達関数
フィルタ単位波形のサンプリング周期に相当する時間間
隔）で次々と出力したと考えると、それら出力された各
波形は、出力タイミングが所定間隔だけずれているが、
同じ形の波形であるから、それら各波形の重畳波形は伝
達関数フィルタ単位波形の各値を加算するだけで求める
ことができる。

【００３９】このように、請求項３に係る発明であれ
ば、一つの伝達関数フィルタ単位半径を記憶しておくだ
けで、後は端数時間に応じた加算演算を行うことによ
り、端数用伝達関数フィルタを生成することができる、
という利点がある。

【００４０】そして、請求項４に係る発明にあっては、
端数が固定サンプリング・クロックの周期の１／２を越
えるか否かによって、伝達関数フィルタを端数用伝達関
数フィルタとしてそのまま用いるか、伝達関数フィルタ
を補正して端数用伝達関数フィルタを別途生成するか、
を選択するようになる。これは、精度として請求項２又
は請求項３に係る発明に比べて若干劣るが、記憶容量に
余裕がない場合や、演算能力が低い場合には適用が容易
であるという利点がある。

【００４１】端数が固定サンプリング・クロックの周期
の１／２を越えない場合に伝達関数フィルタを補正して
端数用伝達関数フィルタを生成する具体的な手法として
は、種々の手法が考えられる。例えば請求項５に係る発
明であれば、端数が固定サンプリング・クロックの周期
の１／２を越えない場合には、その周期の１／２の幅の
方形波を入力とした場合の伝達関数フィルタに相当する
フィルタを、端数用伝達関数フィルタとして用いるため
に、上記（１）式、（２）式に従って伝達関数フィルタ
Ｃ＾の各フィルタ係数Ｃ＾_jを補正して各フィルタ係数
Ｃ＾' _j（ｊ＝０，１，２，…，Ｊ−１）が求められ
る。

【００４２】そして、請求項６に係る発明にあっては、
端数演算手段が求めた端数を考慮しつつ、更新用基準信
号選択手段が基本数列又は端数用基本数列のうちから更
新用基準信号を選択するため、端数を全く考慮せずに更
新用基準信号を選択していた従来に比べて、更新用基準
信号の精度が向上する。

【００４３】また、請求項７に係る発明にあっては、基
本数列又は端数用基本数列を生成するための畳み込み演
算に用いられる伝達関数フィルタ又は端数用伝達関数フ
ィルタのフィルタ係数をも、端数演算手段が求めた端数
に応じて選択するようになっているから、基本数列及び
端数用基本数列の精度も向上し、それから選択される更
新用基準信号の精度がさらに向上する。

【００４４】これに対し、請求項８に係る発明にあって
は、駆動信号カウント手段が、最新のインパルス信号の
生成時点から次のインパルス信号の生成時点の間の駆動
信号の出力回数をカウントするため、次のインパルス信
号の生成時点における駆動信号カウント手段のカウント
値は、そのまま基準信号の一周期（騒音又は振動の一周
期）内における駆動信号の出力回数Ｔｙとなる。具体的
には、インパルス信号が生成された時点で最初の駆動信
号が出力され、その出力時点からサンプリング・クロッ
クの一周期が経過した時点で二番目の駆動信号が出力さ
れ、その後も同様にサンプリング・クロックに同期して
次々と駆動信号が出力される。よって、最終的にカウン
トされた出力回数Ｔｙから１だけ減算した値は、実際タ
ップ長Ｌｆの整数部分に等しい。

【００４５】その一方で、端数時間計測手段が、駆動信
号カウント手段が最後にカウントした駆動信号の出力時
点から次のインパルス信号の生成時点までの間（つま
り、インパルス信号の生成時点と、その直前に出力され
ている駆動信号の出力時点との間）の端数時間を計測す
る。この計測された端数時間は、固定サンプリング・ク
ロックの周期よりも短い時間である。そして、この端数
時間及び固定サンプリング・クロックに基づいて端数演
算手段が演算した端数は、実際タップ長Ｌｆの小数点以
下に等しい。

【００４６】よって、値（Ｔｙ−１）と端数演算手段が
求めた端数とを加算すると、実際タップ長（基準信号の
周期を固定サンプリング・クロックで除算して求められ
る小数点以下も含むタップ長）Ｌｆが得られる。また、
その実際タップ長Ｌｆを小数点以下第１位で四捨五入す
れば、端数が０．５以上の場合には実際タップ長Ｌｆの
整数部分に１を加算した値（つまり、出力回数Ｔｙ）が
整数タップ長Ｌ１となり、端数が０．５未満の場合には
実際タップ長Ｌｆの整数部分（つまり、出力回数Ｔｙ−
１）がそのまま整数タップ長Ｌ１となる。

【００４７】ちなみに、従来の装置では、端数について
は全く考慮せず、実際タップ長Ｌｆの小数点以下を切り
上げた値、つまり出力回数Ｔｙをそのまま整数タップ長
Ｌ１として取り扱っていた。

【００４８】そして、整数タップ長Ｌ１が上記のように
端数を考慮しつつ決定される値であると、特に上記
（５）式に従って更新用基準信号Ｒ２_jを選択する際
（つまり、ｊ＞ｉの場合）には、端数が０．５以上の場
合と０．５未満の場合とで、選択される更新用基準信号
Ｒ２_jが異なってくる。

【００４９】具体的には、端数が０．５以上の場合に
は、更新用基準信号Ｒ２_jは、現時点で出力された駆動
信号ｙ_iの添え字ｉと更新されるフィルタ係数Ｗ_jの添
え字ｊとが一致するところではＲ１₀が選択され、そこ
を起点として、添え字ｊが減るに従って、Ｒ１₁，Ｒ１
₂，…，という順番で更新用基準信号Ｒ２_jが選択さ
れ、逆に添え字ｊが増えるに従って、Ｒ１_(Ty-1)，Ｒ１
_(Ty-2)，…，という順番で更新用基準信号Ｒ２_jが選択
される。

【００５０】これに対し、端数が０．５未満の場合に
は、更新用基準信号Ｒ２_jは、現時点で出力された駆動
信号ｙ_iの添え字ｉと更新されるフィルタ係数Ｗ_jの添
え字ｊとが一致するところではＲ１₀が選択され、そこ
を起点として、添え字ｊが減るに従って、Ｒ１₁，Ｒ１
₂，…，という順番で更新用基準信号Ｒ２_jが選択され
る点は、端数が０．５以上の場合と同じであるが、起点
から逆に添え字ｊが増えるに従って、Ｒ１_(Ty-2)，Ｒ１
_(Ty-3)，…，という順番で更新用基準信号Ｒ２_jが選択
される。

【００５１】そして、このように端数の大きさに応じて
更新用基準信号が選択される結果、端数を考慮せずに更
新用基準信号（リファレンス信号）を選択していた従来
に比べて、更新用基準信号の精度が向上する。

【００５２】なお、この請求項８に係る発明における端
数演算手段の具体的構成の一例としては、請求項９に係
る発明がある。すなわち、端数時間を固定サンプリング
・クロックの周期で除算すれば、端数を求めることがで
きる。

【００５３】ただし、端数演算手段に要求される最低限
の能力は、測定された端数時間が、固定サンプリング・
クロックの周期の１／２以上か未満か、ということであ
るから、請求項９に係る発明のようにわざわざ除算を行
わなくても済む。

【００５４】そこで、請求項１０に係る発明のように、
端数演算手段が比較手段を有していれば、請求項９に係
る発明と同様の作用が得られる。つまり、その比較手段
が、端数時間が固定サンプリング・クロックの周期の１
／２以上であると判定した場合には、出力回数Ｔｙを整
数タップ長Ｌ１とし、端数時間が固定サンプリング・ク
ロックの周期の１／２未満であると判定された場合に
は、出力回数Ｔｙから１を減算した値を整数タップ長Ｌ
１とすればよい。或いは、その比較手段が、端数時間が
固定サンプリング・クロックの周期の１／２以上である
と判定した場合には、端数を０．５以上１．０未満の値
（例えば、０．５）に設定し、端数時間が固定サンプリ
ング・クロックの周期の１／２未満であると判定した場
合には、端数を０以上０．５未満の値（例えば、０．
４）に設定すればよい。

【００５５】一方、請求項１１に係る発明にあっても、
周期検出手段と、実際タップ長演算手段と、整数タップ
長演算手段と、出力回数演算手段とを備えており、適応
処理手段や更新用基準信号選択手段は、上記（３）〜
（７）式に従った演算を行うようになっているから、上
記請求項８に係る発明と同様の作用が得られる。

【００５６】また、請求項１２に係る発明にあっては、
基本数列及び端数用基本数列を生成する際に上記（８）
式、（９）式を用いているため、更新用基準信号の元に
なる基本数列及び端数用基本数列を生成する際にも、端
数が考慮されるようになる。この結果、基本数列及び端
数用基本数列の精度も向上し、それから選択される更新
用基準信号の精度がさらに向上する。

【００５７】そして、請求項１３に係る発明にあって
は、騒音源又は振動源が車両のエンジンであるから、そ
のエンジンで発生する騒音又は振動は、エンジンでの燃
焼に同期しているはずである。そこで、基準信号生成手
段が生成するエンジンでの燃焼タイミングに同期したイ
ンパルス信号は、基準信号として適当である。

【００５８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
騒音や振動の一周期を固定サンプリング・クロックの周
期で除算した場合の端数に対応する伝達関数フィルタで
ある端数用伝達関数フィルタを、伝達関数フィルタとは
別に求めるとともに、その端数用伝達関数フィルタに基
づいた端数用基本数列を生成し、適応ディジタルフィル
タのフィルタ係数のうち最終タップのフィルタ係数の更
新には、端数用基本数列から更新用基準信号を選択する
ようにしたため、適応ディジタルフィルタの更新精度が
向上し、良好な騒音低減制御、振動低減制御が実行でき
るという効果がある。

【００５９】特に、請求項６及び請求項８に係る発明で
あれば、更新用基準信号を基本数列又は端数用基本数列
から選択する際に、端数を考慮するようにしたため、全
く考慮しない場合に比べて更新用基準信号に含まれる誤
差を小さくすることができ、更新用基準信号の精度が向
上し、これを用いて行われる適応ディジタルフィルタの
フィルタ係数の更新処理の精度もさらに向上し、より良
好な騒音低減制御又は振動低減制御が実行できるという
効果がある。

【００６０】さらに、請求項７及び請求項１２に係る発
明にあっては、基本数列及び端数用基本数列を生成する
際にも端数を考慮するため、更新用基準信号に含まれる
誤差をさらに小さくすることができ、一段と良好な騒音
低減制御又は振動低減制御が実行できるという効果があ
る。

【００６１】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態を図
面に基づいて説明する。図１乃至図５は本発明の第１の
実施の形態を示す図であって、図１は本発明に係る能動
型騒音振動制御装置の一実施形態である能動型振動制御
装置を適用した車両の概略側面図である。

【００６２】先ず、構成を説明すると、エンジン３０が
駆動信号に応じた能動的な支持力を発生可能な能動型エ
ンジンマウント１を介して、サスペンションメンバ等か
ら構成される車体３５に支持されている。なお、実際に
は、エンジン３０及び車体３５間には、能動型エンジン
マウント１の他に、エンジン３０及び車体３５間の相対
変位に応じた受動的な支持力を発生する複数のエンジン
マウントも介在している。受動的なエンジンマウントと
しては、例えばゴム状の弾性体で荷重を支持する通常の
エンジンマウントや、ゴム状の弾性体内部に減衰力発生
可能に流体を封入してなる公知の流体封入式のマウント
インシュレータ等が適用できる。

【００６３】一方、能動型エンジンマウント１は、例え
ば、図２に示すように構成されている。即ち、この実施
の形態における能動型エンジンマウント１は、エンジン
３０への取付け用のボルト２ａを上部に一体に備え且つ
内部が空洞で下部が開口したキャップ２を有し、このキ
ャップ２の下部外面には、軸が上下方向を向く内筒３の
上端部がかしめ止めされている。

【００６４】内筒３は、下端側の方が縮径した形状とな
っていて、その下端部が内側に水平に折り曲げられて、
ここに円形の開口部３ａが形成されている。そして、内
筒３の内側には、キャップ２及び内筒３内部の空間を上
下に二分するように、キャップ２及び内筒３のかしめ止
め部分に一緒に挟み込まれてダイアフラム４が配設され
ている。ダイアフラム４の上側の空間は、キャップ２の
側面に孔を開けることにより大気圧に通じている。

【００６５】さらに、内筒３の内側にはオリフィス構成
体５が配設されている。なお、本実施の形態では、内筒
３内面及びオリフィス構成５間には、薄膜状の弾性体
（ダイアフラム４の外周部を延長させたものでもよい）
が介在していて、これにより、オリフィス構成体５は内
筒３内側に強固に嵌め込まれている。

【００６６】このオリフィス構成体５は、内筒３の内部
空間に整合して略円柱形に形成されていて、その上面に
は円形の凹部５ａが形成されている。そして、その凹部
５ａと、底面の開口部３ａに対向する部分との間が、オ
リフィス５ｂを介して連通するようになっている。オリ
フィス５ｂは、例えば、オリフィス構成体５の外周面に
沿って螺旋状に延びる溝と、その溝の一端部を凹部５ａ
に連通させる流路と、その溝の他端部を開口部３ａに連
通させる流路とで構成される。

【００６７】一方、内筒３の外周面には、内周面側が若
干上方に盛り上がった肉厚円筒状の支持弾性体６の内周
面が加硫接着されていて、その支持弾性体６の外周面
は、上端側が拡径した外筒７の内周面上部に加硫接着さ
れている。

【００６８】そして、外筒７の下端部は上面が開口した
円筒形のアクチュエータケース８の上端部にかしめ止め
されていて、そのアクチュエータケース８の下端面から
は、車体３５側への取付け用の取付けボルト９が突出し
ている。取付けボルト９は、その頭部９ａが、アクチュ
エータケース８の内底面に張り付いた状態で配設された
平板部材８ａの中央の空洞部８ｂに収容されている。

【００６９】さらに、アクチュエータケース８の内側に
は、円筒形の鉄製のヨーク１０Ａと、このヨーク１０Ａ
の中央部に軸を上下に向けて巻き付けられた励磁コイル
１０Ｂと、ヨーク１０Ａの励磁コイル１０Ｂに包囲され
た部分の上面に極を上下に向けて固定された永久磁石１
０Ｃと、から構成される電磁アクチュエータ１０が配設
されている。

【００７０】また、アクチュエータケース８の上端部は
フランジ状に形成されたフランジ部８Ａとなっていて、
そのフランジ部８Ａに外筒７の下端部がかしめられて両
者が一体となっているのであるが、そのかしめ止め部分
には、円形の金属製の板ばね１１の周縁部（端部）が挟
み込まれていて、その板ばね１１の中央部の電磁アクチ
ュエータ１０側には、リベット１１ａによって磁化可能
な磁路部材１２が固定されている。なお、磁路部材１２
はヨーク１０Ａよりも若干小径の鉄製の円板であって、
その底面が電磁アクチュエータ１０に近接するような厚
みに形成されている。板ばね１１及び磁路部材１２によ
って可動部材が構成される。

【００７１】さらに、上記かしめ止め部分には、フラン
ジ部８Ａと板ばね１１とに挟まれるように、リング状の
薄膜弾性体１３と、力伝達部材１４のフランジ部１４ａ
とが支持されている。具体的には、アクチュエータケー
ス８のフランジ部８Ａ上に、薄膜弾性体１３と、力伝達
部材１４のフランジ部１４ａと、板ばね１１とをこの順
序で重ね合わせるとともに、その重なり合った全体を外
筒７の下端部をかしめて一体としている。

【００７２】力伝達部材１４は、磁路部材１２を包囲す
る短い円筒形の部材であって、その上端部がフランジ部
１４ａとなっており、その下端部は電磁アクチュエータ
１０のヨーク１０Ａの上面に結合している。具体的に
は、ヨーク１０Ａの上端面周縁部に形成された円形の溝
に、力伝達部材１４の下端部が嵌合して両者が結合され
ている。また、力伝達部材１４の弾性変形時のばね定数
は、薄膜弾性体１３のばね定数よりも大きい値に設定さ
れている。

【００７３】ここで、本実施の形態では、支持弾性体６
の下面及び板ばね１１の上面によって画成された部分に
主流体室１５が形成され、ダイアフラム４及び凹部５ａ
によって画成された部分に副流体室１６が形成されてい
て、これら主流体室１５及び副流体室１６間が、オリフ
ィス構成体５に形成されたオリフィス５ｂを介して連通
している。なお、これら主流体室１５，副流体室１６及
びオリフィス５ｂ内には、エチレングリコール等の流体
が封入されている。

【００７４】かかるオリフィス５ｂの流路形状等で決ま
る流体マウントとしての特性は、走行中のエンジンシェ
イク発生時、つまり５〜１５Hzで能動型エンジンマウン
ト１が加振された場合に高動ばね定数、高減衰力を示す
ように調整されている。

【００７５】そして、電磁アクチュエータ１０の励磁コ
イル１０Ｂは、コントローラ２５からハーネス２３ａを
通じて供給される電流である駆動信号ｙに応じて所定の
電磁力を発生するようになっている。コントローラ２５
は、マイクロコンピュータ，必要なインタフェース回
路，Ａ／Ｄ変換器，Ｄ／Ａ変換器，アンプ、ＲＯＭ，Ｒ
ＡＭ等の記憶媒体等を含んで構成され、アイドル振動や
こもり音振動・加速時振動が車体３５に入力されている
場合には、その振動を低減できる能動的な支持力が能動
型エンジンマウント１に発生するように、能動型エンジ
ンマウント１に対する駆動信号ｙを生成し出力するよう
になっている。

【００７６】ここで、アイドル振動やこもり音振動は、
例えばレシプロ４気筒エンジンの場合、エンジン回転２
次成分のエンジン振動が車体３５に伝達されることが主
な原因であるから、そのエンジン回転２次成分に同期し
て駆動信号ｙを生成し出力すれば、車体側振動の低減が
可能となる。そこで、本実施の形態では、エンジン３０
のクランク軸の回転に同期した（例えば、レシプロ４気
筒エンジンの場合には、クランク軸が１８０度回転する
度に一つの）インパルス信号を生成し基準信号ｘとして
出力するパルス信号生成器２６を設けていて、その基準
信号ｘが、エンジン３０における振動の発生状態を表す
信号としてコントローラ２５に供給されるようになって
いる。

【００７７】一方、電磁アクチュエータ１０のヨーク１
０Ａの下端面と、アクチュエータケース８の底面を形成
する平板部材８ａの上面との間に挟み込まれるように、
エンジン３０から支持弾性体６を通じて伝達する加振力
を検出する荷重センサ２２が配設されていて、荷重セン
サ２２の検出結果がハーネス２３ｂを通じて残留振動信
号ｅとしてコントローラ２５に供給されるようになって
いる。荷重センサ２２としては、具体的には、圧電素
子，磁歪素子，歪ゲージ等が適用可能である。

【００７８】そして、コントローラ２５は、供給される
残留振動信号ｅ及び基準信号ｘに基づき、逐次更新型の
適応アルゴリズムの一つである同期式Ｆｉｌｔｅｒｅｄ
−ＸＬＭＳアルゴリズムを実行することにより、能動型
エンジンマウント１に対する駆動信号ｙを演算し、その
駆動信号ｙを能動型エンジンマウント１に出力するよう
になっている。

【００７９】具体的には、コントローラ２５は、フィル
タ係数Ｗ_j可変の適応ディジタルフィルタＷを有してい
て、最新の基準信号ｘが入力された時点から固定サンプ
リング・クロックに同期して、その適応ディジタルフィ
ルタＷのフィルタ係数Ｗ_jを順番に駆動信号ｙとして出
力する一方、基準信号ｘ及び残留振動信号ｅに基づいて
適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗ_jを適宜
更新する処理を実行するようになっている。

【００８０】適応ディジタルフィルタＷの更新式は、Ｆ
ｉｌｔｅｒｅｄ−ＸＬＭＳアルゴリズムに従った下記
の（３）式のようになる。Ｗ_j（ｎ＋１）＝Ｗ_j（ｎ）−αＲ２_jｅ（ｎ） ……（３）ここで、（ｎ），（ｎ＋１）が付く項はサンプリング時
刻ｎ，ｎ＋１における値であることを表し、αは収束係
数である。また、更新用基準信号Ｒ２_jは、理論的に
は、基準信号ｘを、能動型エンジンマウント１の電磁ア
クチュエータ１０及び荷重センサ２２間の伝達関数Ｃを
有限インパルス応答型フィルタでモデル化した伝達関数
フィルタＣ＾でフィルタ処理した値であるが、基準信号
ｘの大きさは“１”であるから、伝達関数フィルタＣ＾
のインパルス応答を基準信号ｘに同期して次々と生成し
た場合のそれらインパルス応答波形を合わせてなる基本
数列Ｒ^T〔Ｒ１₀，Ｒ１₁，Ｒ１₂，…，Ｒ１_(Ty-1)〕
から選択することにより求められる。

【００８１】ただし、伝達関数フィルタＣ＾は、厳密な
意味での伝達関数Ｃに対応するものではなく、実際は、
駆動信号ｙの出力周期を決める固定のサンプリング・ク
ロックの周期Ｔ_SCと同じ幅の方形波を、駆動信号ｙとし
て電磁アクチュエータ１０に供給し、その駆動信号ｙに
応じて発生した制御振動を加重センサ２２で測定した場
合の応答波形（つまり、残留振動信号ｅの波形）を周期
Ｔ_SCでサンプリングすることによりフィルタ係数Ｃ＾_j
が決定されたディジタルフィルタであり、例えば、図４
（ａ）に示すような形になっている。

【００８２】さらに、本実施の形態では、コントローラ
２５は、上記伝達関数フィルタＣ＾の他に、端数用伝達
関数フィルタＣ＾' の候補を複数種類記憶している。端
数用伝達関数フィルタＣ＾' は、例えば、図４（ｂ）に
示すように、周期Ｔ_SCよりも幅の狭い方形波を入力した
場合の伝達関数フィルタＣ＾に相当するディジタルフィ
ルタであり、周期Ｔ_SCよりも幅の狭い方形波を、駆動信
号ｙとして電磁アクチュエータ１０に供給し、その駆動
信号ｙに応じて発生した制御振動を加重センサ２２で測
定した場合の応答波形（つまり、残留振動信号ｅの波
形）を周期Ｔ_SCでサンプリングすることにより生成され
るディジタルフィルタである。つまり、そのような端数
用伝達関数フィルタＣ＾' を、入力となる方形波の幅を
複数選択して複数種類生成しておき、コントローラ２５
は、それら各端数用伝達関数フィルタＣ＾' を候補とし
て記憶しているのである。

【００８３】そして、コントローラ２５は、後述のよう
な端数ＥＤが求められると、その端数ＥＤに応じて端数
用伝達関数フィルタ候補のうちから一つの端数用伝達関
数フィルタＣ＾' を選択するようになっている。例え
ば、周期Ｔ_SCよりも幅の狭い方形波として、Ｔ_SC／２、
Ｔ_SC／４、Ｔ_SC／８、Ｔ_SC／１０という四種類を選択し
て各方形波に対応した端数用伝達関数フィルタ候補をコ
ントローラ２５が記憶していたとすると、端数ＥＤが、
１／２を越えるときには伝達関数フィルタＣ＾を端数用
伝達関数フィルタＣ＾' として選択し、１／４を越えて
１／２以下の場合には、幅がＴ_SC／２の方形波に対応す
る端数用伝達関数フィルタ候補を端数用伝達関数フィル
タＣ＾' として選択し、１／８を越えて１／４以下の場
合には、幅がＴ_SC／４の方形波に対応する端数用伝達関
数フィルタ候補を端数用伝達関数フィルタＣ＾' として
選択し、１／１０を越えて１／８以下の場合には、幅が
Ｔ_SC／８の方形波に対応する端数用伝達関数フィルタ候
補を端数用伝達関数フィルタＣ＾' として選択し、１／
１０以下の場合には、幅がＴ_SC／１０の方形波に対応す
る端数用伝達関数フィルタ候補を端数用伝達関数フィル
タＣ＾' として選択する、というようになっている。

【００８４】そして、コントローラ２５は、伝達関数フ
ィルタＣ＾に対応した基本数列Ｒ^Tを演算するのと同様
に、端数用伝達関数フィルタＣ＾' を基準信号ｘに同期
して次々と生成した場合の応答波形を合わせてなる端数
用基本数列Ｒ^T' 〔Ｒ１'₀，Ｒ１'₁，Ｒ１'₂，…，Ｒ
１' _(Ty-1)〕を生成するようにもなっている。

【００８５】また、理論的には、基準信号ｘを適応ディ
ジタルフィルタＷでフィルタ処理して駆動信号ｙを生成
するのであるが、基準信号ｘの大きさが“１”であるた
め、フィルタ係数Ｗ_jを順番に駆動信号ｙとして出力し
ても、フィルタ処理の結果を駆動信号ｙとしたのと同じ
結果になる。

【００８６】上記基本数列Ｒ^Tの演算は、最新の基準信
号ｘの入力タイミングを始点として伝達関数フィルタＣ
＾のインパルス応答波形と、一つ前の基準信号ｘの入力
タイミングを始点とした伝達関数フィルタＣ＾のインパ
ルス応答波形と、二つ前の基準信号ｘの入力タイミング
を始点とした伝達関数フィルタＣ＾のインパルス応答波
形と、…、という具合に、現時点まで応答波形が届いて
いる全ての伝達関数フィルタＣ＾を重畳することにより
行う。また、端数用基本数列Ｒ^T' の演算も、同様に、
最新の基準信号ｘの入力タイミングを始点として端数用
伝達関数フィルタＣ＾' のインパルス応答波形と、一つ
前の基準信号ｘの入力タイミングを始点とした端数用伝
達関数フィルタＣ＾' のインパルス応答波形と、二つ前
の基準信号ｘの入力タイミングを始点とした端数用伝達
関数フィルタＣ＾' のインパルス応答波形と、…、とい
う具合に、現時点まで応答波形が届いている全ての端数
用伝達関数フィルタＣ＾' を重畳することにより行う。

【００８７】そして、ディジタル領域では、例えば伝達
関数フィルタＣ＾のインパルス応答は、その伝達関数フ
ィルタＣ＾を構成する各フィルタ係数Ｃ＾_j（ｊ＝０，
１，２，…，Ｊ−１：Ｊはタップ数）そのものであるこ
とから、基準信号ｘの周期がサンプリング・クロックの
間隔の４倍であれば、例えば基本数列Ｒ^Tの第１番目の
数値Ｒ１₁は、Ｒ１₁＝Ｃ＾₁＋Ｃ＾₅＋Ｃ＾₉＋Ｃ＾₁₃＋… として求めることができる。

【００８８】しかし、サンプリング・クロックの周期が
固定であり、基準信号ｘの周期はリニアに変化すること
から、基準信号ｘの周期がサンプリング・クロックの周
期の整数倍にならない場合があり、例えば基準信号ｘの
周期がサンプリング・クロックの間隔の３．２８倍、
３．８７倍等となるようなことがある。そして、本実施
の形態では、そのような端数０．２８や０．８７を無視
することなく、基本数列Ｒ^Tの各数値Ｒ１_j及び端数用
基本数列Ｒ^T' の各数値Ｒ１' _jを演算するようにして
いる。

【００８９】さらに、本実施の形態では、適応ディジタ
ルフィルタＷのフィルタ係数Ｗ_jの更新の際に、上記の
ように生成された基本数列Ｒ^Tの各数値Ｒ１_jから各更
新演算に用いる更新用基準信号Ｒ２_jを選択するにあた
っても、上記端数を考量するようになっている。

【００９０】ここで、コントローラ２５内における基本
数列Ｒ^T及び端数用基本数列Ｒ^T'の生成処理と、更新
用基準信号Ｒ２_jの選択処理について具体的に説明す
る。即ち、コントローラ２５内では、最新の基準信号ｘ
の入力時点から固定サンプリング・クロックに同期して
出力される駆動信号ｙの出力回数がカウントされ、次の
基準信号ｘの入力時点までの駆動信号ｙの出力回数が、
最新の出力回数Ｔｙとして記憶されるようになってい
る。つまり、最新の基準信号ｘが入力された時点で、適
応ディジタルフィルタＷの最初のフィルタ係数Ｗ₀が最
初の駆動信号ｙ ₀として出力され、その出力時点から固
定のサンプリング・クロックの周期Ｔ_SCだけ経過した時
点で次のフィルタ係数Ｗ₁が駆動信号ｙ₁として出力さ
れ、…、という具合に固定のサンプリング・クロックに
同期して次々と出力される駆動信号ｙ_iの出力回数Ｔｙ
がカウントされるのである。

【００９１】また、コントローラ２５は、駆動信号ｙ_i
を出力する度にクリア・スタートするとともに、基準信
号ｘが入力された時点で時間計測を停止するようになっ
ているタイマ機能を有していて、基準信号ｘが入力され
た時点でのタイマの計測時間（端数時間）をサンプリン
グ・クロックの周期Ｔ_SCで除算することにより、端数Ｅ
Ｄを演算するようになっている。つまり、タイマによっ
て計測された端数時間は、出力回数Ｔｙの最後のカウン
トを行った時点から次の基準信号ｘの入力時点までの間
の時間であり、サンプリング・クロックの周期Ｔ_SCより
も短い時間である。

【００９２】そして、出力回数Ｔｙから１だけ減じた値
（Ｔｙ−１）と端数ＥＤとを加算した値を実際タップ長
Ｌｆ、実際タップ長Ｌｆを小数点第１位で四捨五入した
値を整数タップ長Ｌ１、とそれぞれすると、コントロー
ラ２５内で、下記の（８）式に従って基本数列Ｒ^Tの各
数値Ｒ１_j（ｊ＝０，１，２，…，Ｔｙ−１）を演算
し、下記の（９）式に従って端数用基本数列Ｒ^T' の各
数値Ｒ１' _j（ｊ＝０，１，２，…，Ｔｙ−１）を演算
するようになっている。

【００９３】Ｒ１_j＝Ｃ＾_j＋Ｃ＾_{(j+round(Lf))}＋Ｃ＾_{(j+round(2Lf))} ＋Ｃ＾_{(j+round(3Lf))}＋Ｃ＾_{(j+round(4Lf))}＋・・・ ……（８）Ｒ１' _j＝Ｃ＾' _j＋Ｃ＾' _{(j+round(Lf))}＋Ｃ＾' _{(j+round(2Lf))} ＋Ｃ＾' _{(j+round(3Lf))}＋Ｃ＾' _{(j+round(4Lf))}＋・・・ ……（９）ただし、ｒｏｕｎｄ（Ａ）は、数値Ａを小数点以下第１
位で四捨五入した値である。また、上記（８）式、
（９）式の右辺の加算は、加算される伝達関数フィルタ
Ｃ＾、端数用伝達関数フィルタＣ＾' のフィルタ係数Ｃ
＾_*、Ｃ＾' _*の添え字（ｊ＋ｒｏｕｎｄ（ａ・Ｌ
ｆ））が、伝達関数フィルタＣ＾のタップ数Ｊ以下であ
る範囲で行えばよい。

【００９４】さらに、コントローラ２５内では、下記の
（４）式、（５）式、（６）式又は（７）式に従って、
更新用基準信号Ｒ２_jを選択するようになっている。Ｒ２_j＝Ｒ１_(i+j) （ｊ≠Ｔｙ−１，０≦ｊ≦ｉ） ……（４）Ｒ２_j＝Ｒ１_(L1+i-j) （ｊ≠Ｔｙ−１，ｊ＞ｉ） ……（５）Ｒ２_j＝Ｒ１' _(i+1) （ｊ＝Ｔｙ−１，ｊ＜ｉ） ……（６）Ｒ２_j＝Ｒ１'₀ （ｊ＝Ｔｙ−１，ｊ＝ｉ） ……（７）次に、本実施の形態の作用を説明する。

【００９５】即ち、エンジンシェイク発生時には、オリ
フィス５ａの流路形状等を適宜選定している結果、この
エンジンマウント１は高動バネ定数，高減衰力の支持装
置として機能するため、エンジン３０で発生したエンジ
ンシェイクがエンジンマウント１によって減衰され、メ
ンバ３５側の振動レベルが低減される。なお、かかる場
合には、特に可動部材１２を変位させる必要はない。

【００９６】一方、オリフィス５ａ内の流体がスティッ
ク状態となり主流体室１５及び副流体１６間での流体の
移動が不可能になるアイドル振動周波数以上の周波数の
振動が入力された場合には、コントローラ２０は、所定
の演算処理を実行し、電磁アクチュエータ１３に駆動信
号ｙを出力し、エンジンマウント１に振動を低減し得る
能動的な制御力を発生させる。

【００９７】これを、アイドル振動，こもり音振動入力
時にコントローラ２０内で実行される処理の概要を示す
フローチャートである図３に従って具体的に説明する。
先ず、そのステップ１０１において所定の初期設定を行
った後に、ステップ１０２に移行し、上記（８）式に従
って、基本数列Ｒ^Tの各数値Ｒ１_j（ｊ＝０，１，２，
…，Ｔｙ−１）を演算するとともに、上記（９）式に従
って、端数用基本数列Ｒ^T' の各数値Ｒ１' _j（ｊ＝
０，１，２，…，Ｔｙ−１）を演算する。なお、出力回
数Ｔｙは前回の処理で求められた値を用いるため、図３
の処理が開始された時点では、出力回数Ｔｙ、実際タッ
プ長Ｌｆ、整数タップ長Ｌ１は決まらないが、第１回目
の処理の際には伝達関数フィルタＣ＾の過去の応答は考
慮しなくてよいから、伝達関数フィルタＣ＾の各フィル
タ係数Ｃ＾_jをそのまま基本数列Ｒ^Tの各数値Ｒ１_jと
すればよい。

【００９８】しかし、図３に示す処理が繰り返し実行さ
れれば、出力回数Ｔｙには常に最新の値が保存されるよ
うになり、出力回数Ｔｙと、後述する端数ＥＤとが定ま
れば実際タップ長Ｌｆが求められるから、上記（８）式
に従って基本数列Ｒ^Tが演算されるようになる。

【００９９】同様に、図３の処理が開始された時点で
は、端数ＥＤが定まっていないから、端数用伝達関数フ
ィルタＣ＾' が選択されていないため、端数用基本数列
Ｒ^T'の各数値Ｒ１' _jの演算は行われない。しかし、
図３に示す処理が繰り返し実行されれば、後述のように
端数ＥＤに応じた端数用伝達関数フィルタＣ＾' が複数
の候補のうちから選択されるから、上記（９）式に従っ
て端数用基本数列Ｒ^T'が演算されるようになる。

【０１００】このステップ１０２における演算処理は、
後にさらに詳細に説明する。ステップ１０２で基本数列
Ｒ^T及び端数用基本数列Ｒ^T' が生成されたら、ステッ
プ１０３に移行してカウンタｉを零クリアし、そして、
ステップ１０４に移行して、適応ディジタルフィルタＷ
のｉ番目のフィルタ係数Ｗ_iを駆動信号ｙ_iとして出力
する。

【０１０１】駆動信号ｙ_iを出力したら、ステップ１０
５に移行して、図示しないタイマを零クリアした後に計
測をスタートさせる。そして、ステップ１０６に移行し
て残留振動信号ｅを読み込んだら、ステップ１０７に移
行してカウンタｊを零クリアし、次いで、ステップ１０
８に移行し、上記（４）〜（７）式に従って更新用基準
信号Ｒ２_jを選択するとともに、適応ディジタルフィル
タＷのｊ番目のフィルタ係数Ｗ_jを上記（３）式に従っ
て更新する。

【０１０２】ステップ１０８における更新処理を終えた
ら、ステップ１０９に移行して次の基準信号ｘが入力さ
れているか否かを判定し、ここで基準信号ｘが入力され
ていないと判定された場合には、ステップ１１０に移行
しカウンタｊが出力回数Ｔｙ（正確には、カウンタｊは
０からスタートするため、出力回数Ｔｙから１を減じた
値）に達しているか否かを判定する。この判定は、ステ
ップ１０４で適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数
Ｗ_iを駆動信号ｙ_iとして出力した後に適応ディジタル
フィルタＷのフィルタ係数全てを更新したか否かを判断
するためのものである。そこで、このステップ１１０の
判定が「ＮＯ」の場合には、ステップ１１１でカウンタ
ｊをインクリメントした後に、ステップ１０８に戻って
上述した処理を繰り返し実行する。

【０１０３】しかし、ステップ１１０の判定が「ＹＥ
Ｓ」の場合には、適応ディジタルフィルタＷの全てのフ
ィルタ係数に対する更新演算が完了したと判断できるか
ら、ステップ１１２に移行してカウンタｉをインクリメ
ントし且つ前回ステップ１０４の処理を実行してからサ
ンプリング・クロックの周期Ｔ_SCが経過するまで待機し
た後に、ステップ１０４に戻って上述した処理を繰り返
し実行する。従って、駆動信号ｙを出力するステップ１
０４以降の演算処理は、サンプリング・クロックの周期
Ｔ_SC毎に実行されることになる。

【０１０４】一方、ステップ１０９で基準信号ｘが入力
されたと判断された場合には、ステップ１１３に移行
し、ステップ１０５でクリア・スタートしたタイマの値
（端数時間）を読み込み、その端数時間をサンプリング
・クロックの周期Ｔ_SCで除算した結果を、端数ＥＤにセ
ットする。

【０１０５】次いで、ステップ１１４に移行し、カウン
タｉ（正確には、カウンタｉが０からスタートするた
め、カウンタｉに１を加えた値）を最新の出力回数Ｔｙ
として保存する。

【０１０６】そして、ステップ１１５に移行し、端数Ｅ
Ｄに応じて、端数用伝達関数フィルタ候補のうちから一
つの端数用伝達関数フィルタＣ＾' を選択する。その
後、ステップ１０２に戻って上述した処理を繰り返し実
行する。

【０１０７】このような処理を繰り返し実行する結果、
コントローラ２０から能動型エンジンマウント１に対し
ては、基準信号ｘが入力された時点から、サンプリング
・クロックに同期して、適応ディジタルフィルタＷのフ
ィルタ係数Ｗ_iが順番に駆動信号ｙ_iとして供給される
が、適応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗ
_iは、同期式Ｆｉｌｔｅｒｅｄ−ＸＬＭＳアルゴリズ
ムに従った上記（３）によって逐次更新されるため、あ
る程度の時間が経過して適応ディジタルフィルタＷの各
フィルタ係数Ｗ_iが最適値に収束した後は、駆動信号ｙ
_iが能動型エンジンマウント１に供給されることによっ
て、エンジン３０から能動型エンジンマウント１を介し
てメンバ３５側に伝達されるアイドル振動やこもり音振
動が低減されるようになる。なお、能動型エンジンマウ
ント１から発せられる制御振動は、電磁アクチュエータ
１０から発せられる電磁力によって磁路部材１２が上下
に変位し、その変位によって主流体室１５の容積が変化
し、その容積変化によって支持弾性体６の拡張ばねが変
形することにより得られるものである。

【０１０８】しかも、本実施の形態にあっては、ステッ
プ１１３の処理を実行した後に再びステップ１０２の処
理が実行される際には、ステップ１１５において端数Ｅ
Ｄに対応した端数用伝達関数フィルタＣ＾' が選択され
ているから、基本数列Ｒ^Tの他に、端数用基本数列
Ｒ^T' も演算されることになる。

【０１０９】その結果、ステップ１０８においては、適
応ディジタルフィルタＷの各フィルタ係数Ｗ₀〜Ｗ
_(Ty-1)のうち、最終タップ以外のフィルタ係数Ｗ₀〜Ｗ
_(Ty-2)の更新の際には、上記（４）式又は（５）式に従
って、基本数列Ｒ^Tから更新用基準信号Ｒ２_jが選択さ
れ、最終タップのフィルタ係数Ｗ_(Ty-1)の更新の際に
は、上記（６）式又は（７）式に従って、端数用基本数
列Ｒ^T' から更新用基準信号Ｒ２_jが選択される。

【０１１０】そして、端数用基本数列Ｒ^T' は、端数用
伝達関数フィルタＣ＾' に基づいて生成された数列であ
り、その端数用伝達関数フィルタＣ＾' としては、予め
記憶している複数の候補のうちから端数ＥＤに応じた伝
達関数フィルタＣ＾として最も好適と思われるディジタ
ルフィルタが選択されている。このため、上記（６）式
又は（７）式に従って最終タップのフィルタ係数Ｗ
_(Ty-1)の更新のために更新用基準信号Ｒ２_jを選択する
ことは、そのフィルタ係数Ｗ_(Ty-1)の更新に用いる更新
用基準信号Ｒ２_jをも基本数列Ｒ^Tから選択するように
なっている従来の比べて、適応ディジタルフィルタＷの
精度を向上させて良好な振動低減制御を実行する上で極
めて有益なのである。

【０１１１】また、本実施の形態にあっては、ステップ
１１３の処理を実行した後に再びステップ１０２の処理
が実行される際には、端数ＥＤを考慮して基本数列Ｒ^T
及び端数用基本数列Ｒ^T' の各数値Ｒ１_j、Ｒ１' _jが
演算されることになる。

【０１１２】具体的には、基準信号ｘの周期をサンプリ
ング・クロックの周期Ｔ_SCで除算した値（実際タップ長
Ｌｆ）の整数部分は、出力回数Ｔｙから１を減じた値に
等しく、その少数部分は端数ＥＤに等しいから、逆に、
出力回数Ｔｙから１を減じた値に端数ＥＤを加算すれ
ば、実際タップ長Ｌｆが求められるのである。

【０１１３】例えば、出力回数Ｔｙ＝４、端数ＥＤ＝
０．２８であれば、実際タップ長Ｌｆ＝３．２８とな
る。従って、厳密に基本数列Ｒ^T及び端数用基本数列Ｒ
^T' の各数値Ｒ１_j及びＲ１' _jを演算するのであれ
ば、例えば基本数列Ｒ^Tの数値Ｒ１₁は、Ｒ１₁＝Ｃ＾₁＋Ｃ＾_4.28＋Ｃ＾_7.56＋Ｃ＾_10.84＋… となり、ディジタル領域ではこのような演算は不可能で
あるが、本実施の形態では、上記（８）式が用いられる
結果、数値Ｒ１₁は、Ｒ１₁＝Ｃ＾₁＋Ｃ＾₄＋Ｃ＾₈＋Ｃ＾₁₁＋… として求められる。

【０１１４】ちなみに、従来の装置にあっては、端数Ｅ
Ｄを特に考慮することなく、単純に出力回数Ｔｙをタッ
プ長として考えていたため、数値Ｒ１₁は、Ｒ１₁＝Ｃ＾₁＋Ｃ＾₅＋Ｃ＾₈＋Ｃ＾₁₃＋… となってしまう。

【０１１５】つまり、本実施の形態のように、端数ＥＤ
を考慮して基本数列Ｒ^T及び端数用基本数列Ｒ^T' の各
数値Ｒ１_j及びＲ１' _jを演算するようにすると、全く
考慮しない場合に比べて、基本数列Ｒ^T及び端数用基本
数列Ｒ^T' の各数値Ｒ１_j及びＲ１' _jに含まれる誤差
を小さくすることができ、数値Ｒ１_j及びＲ１' _jの演
算精度が向上するのである。特に、振動の周波数が高く
なると、振動の周波数が低い場合に比べて、基本数列Ｒ
^T及び端数用基本数列Ｒ^Tを演算するために多くの伝達
関数フィルタＣ＾のフィルタ係数を足し合わさなけれな
らなくなるから、本実施の形態のように加算時の誤差を
小さくすることによる効果はより顕著となる。

【０１１６】さらに、本実施の形態では、基本数列Ｒ^T
や端数用基本数列Ｒ^T' の各数値Ｒ１_jやＲ１' _jから
更新用基準信号Ｒ２_jを選択する際にも端数ＥＤを考慮
しているため、適応ディジタルフィルタＷの更新処理の
精度が従来に比べて高く、良好な振動低減制御を実行す
ることができる。

【０１１７】例えば、図５（ａ）に示すように、フィル
タ係数Ｗ₄を駆動信号ｙとして出力した直後（ＥＤ＝
０．２５）に次の基準信号ｘが入力されたような場合を
考えると、この例では、出力回数Ｔｙ＝５であるが、端
数ＥＤ＝０．２５であるため、実際タップ長Ｌｆ＝４．
２５、整数タップ長Ｌ１＝４、となる。

【０１１８】すると、駆動信号ｙ_iの出力回数をカウン
トするカウンタｉ＝０，１，２，３，４のそれぞれにつ
いて、フィルタ係数Ｗ_jの更新演算を示すと、下記のよ
うになる。〔ｉ＝０〕ｊ＝０；Ｒ２₀＝Ｒ１₀→ Ｗ₀（ｎ＋１）＝Ｗ₀（ｎ）−αＲ１₀ｅｊ＝１；Ｒ２₁＝Ｒ１₃→ Ｗ₁（ｎ＋１）＝Ｗ₁（ｎ）−αＲ１₃ｅｊ＝２；Ｒ２₂＝Ｒ１₂→ Ｗ₂（ｎ＋１）＝Ｗ₂（ｎ）−αＲ１₂ｅｊ＝３；Ｒ２₃＝Ｒ１₁→ Ｗ₃（ｎ＋１）＝Ｗ₃（ｎ）−αＲ１₁ｅｊ＝４；Ｒ２₄＝Ｒ１'₁→ Ｗ₄（ｎ＋１）＝Ｗ₄（ｎ）−αＲ１'₁ｅ〔ｉ＝１〕ｊ＝０；Ｒ２₀＝Ｒ１₁→ Ｗ₀（ｎ＋１）＝Ｗ₀（ｎ）−αＲ１₁ｅｊ＝１；Ｒ２₁＝Ｒ１₀→ Ｗ₁（ｎ＋１）＝Ｗ₁（ｎ）−αＲ１₀ｅｊ＝２；Ｒ２₂＝Ｒ１₃→ Ｗ₂（ｎ＋１）＝Ｗ₂（ｎ）−αＲ１₃ｅｊ＝３；Ｒ２₃＝Ｒ１₂→ Ｗ₃（ｎ＋１）＝Ｗ₃（ｎ）−αＲ１₂ｅｊ＝４；Ｒ２₄＝Ｒ１'₂→ Ｗ₄（ｎ＋１）＝Ｗ₄（ｎ）−αＲ１'₂ｅ〔ｉ＝２〕ｊ＝０；Ｒ２₀＝Ｒ１₂→ Ｗ₀（ｎ＋１）＝Ｗ₀（ｎ）−αＲ１₂ｅｊ＝１；Ｒ２₁＝Ｒ１₁→ Ｗ₁（ｎ＋１）＝Ｗ₁（ｎ）−αＲ１₁ｅｊ＝２；Ｒ２₂＝Ｒ１₀→ Ｗ₂（ｎ＋１）＝Ｗ₂（ｎ）−αＲ１₀ｅｊ＝３；Ｒ２₃＝Ｒ１₃→ Ｗ₃（ｎ＋１）＝Ｗ₃（ｎ）−αＲ１₃ｅｊ＝４；Ｒ２₄＝Ｒ１'₃→ Ｗ₄（ｎ＋１）＝Ｗ₄（ｎ）−αＲ１'₃ｅ〔ｉ＝３〕ｊ＝０；Ｒ２₀＝Ｒ１₃→ Ｗ₀（ｎ＋１）＝Ｗ₀（ｎ）−αＲ１₃ｅｊ＝１；Ｒ２₁＝Ｒ１₂→ Ｗ₁（ｎ＋１）＝Ｗ₁（ｎ）−αＲ１₂ｅｊ＝２；Ｒ２₂＝Ｒ１₁→ Ｗ₂（ｎ＋１）＝Ｗ₂（ｎ）−αＲ１₁ｅｊ＝３；Ｒ２₃＝Ｒ１₀→ Ｗ₃（ｎ＋１）＝Ｗ₃（ｎ）−αＲ１₀ｅｊ＝４；Ｒ２₄＝Ｒ１'₄→ Ｗ₄（ｎ＋１）＝Ｗ₄（ｎ）−αＲ１'₄ｅ〔ｉ＝４〕ｊ＝０；Ｒ２₀＝Ｒ１₀→ Ｗ₀（ｎ＋１）＝Ｗ₀（ｎ）−αＲ１₀ｅｊ＝１；Ｒ２₁＝Ｒ１₃→ Ｗ₁（ｎ＋１）＝Ｗ₁（ｎ）−αＲ１₃ｅｊ＝２；Ｒ２₂＝Ｒ１₂→ Ｗ₂（ｎ＋１）＝Ｗ₂（ｎ）−αＲ１₂ｅｊ＝３；Ｒ２₃＝Ｒ１₁→ Ｗ₃（ｎ＋１）＝Ｗ₃（ｎ）−αＲ１₁ｅｊ＝４；Ｒ２₄＝Ｒ１'₀→ Ｗ₄（ｎ＋１）＝Ｗ₄（ｎ）−αＲ１'₀ｅつまり、図５（ａ）に示すように端数ＥＤが０．５未満
の場合には、基本数列Ｒ^Tの最後の数値Ｒ１_(Ty-1)を、
更新用基準信号Ｒ２_jとしては使用しないのである。そ
の結果、ｊ＝０〜３の間で更新用基準信号Ｒ２_jとして
の数値Ｒ１₀〜Ｒ１₃が順次シフトするとともに、ｊ＝
４の更新用基準信号Ｒ２_jとしては数値Ｒ１'₀〜Ｒ１'₄
が順番に選択される。

【０１１９】これに対し、図５（ｂ）に示すように、フ
ィルタ係数Ｗ₄を駆動信号ｙとして出力してからある程
度時間が経過してから（ＥＤ＝０．７５）次の基準信号
ｘが入力されたような場合を考えると、この例では、出
力回数Ｔｙ＝５であるが、端数ＥＤ＝０．７５であるた
め、実際タップ長Ｌｆ＝４．７５、整数タップ長Ｌ１＝
５、となる。

【０１２０】すると、駆動信号ｙ_iの出力回数をカウン
トするカウンタｉ＝０，１，２，３，４のそれぞれにつ
いて、フィルタ係数Ｗ_jの更新演算を示すと、下記のよ
うになる。〔ｉ＝０〕ｊ＝０；Ｒ２₀＝Ｒ１₀→ Ｗ₀（ｎ＋１）＝Ｗ₀（ｎ）−αＲ１₀ｅｊ＝１；Ｒ２₁＝Ｒ１₄→ Ｗ₁（ｎ＋１）＝Ｗ₁（ｎ）−αＲ１₄ｅｊ＝２；Ｒ２₂＝Ｒ１₃→ Ｗ₂（ｎ＋１）＝Ｗ₂（ｎ）−αＲ１₃ｅｊ＝３；Ｒ２₃＝Ｒ１₂→ Ｗ₃（ｎ＋１）＝Ｗ₃（ｎ）−αＲ１₂ｅｊ＝４；Ｒ２₄＝Ｒ１'₁→ Ｗ₄（ｎ＋１）＝Ｗ₄（ｎ）−αＲ１'₁ｅ〔ｉ＝１〕ｊ＝０；Ｒ２₀＝Ｒ１₁→ Ｗ₀（ｎ＋１）＝Ｗ₀（ｎ）−αＲ１₁ｅｊ＝１；Ｒ２₁＝Ｒ１₀→ Ｗ₁（ｎ＋１）＝Ｗ₁（ｎ）−αＲ１₀ｅｊ＝２；Ｒ２₂＝Ｒ１₄→ Ｗ₂（ｎ＋１）＝Ｗ₂（ｎ）−αＲ１₄ｅｊ＝３；Ｒ２₃＝Ｒ１₃→ Ｗ₃（ｎ＋１）＝Ｗ₃（ｎ）−αＲ１₃ｅｊ＝４；Ｒ２₄＝Ｒ１'₂→ Ｗ₄（ｎ＋１）＝Ｗ₄（ｎ）−αＲ１'₂ｅ〔ｉ＝２〕ｊ＝０；Ｒ２₀＝Ｒ１₂→ Ｗ₀（ｎ＋１）＝Ｗ₀（ｎ）−αＲ１₂ｅｊ＝１；Ｒ２₁＝Ｒ１₁→ Ｗ₁（ｎ＋１）＝Ｗ₁（ｎ）−αＲ１₁ｅｊ＝２；Ｒ２₂＝Ｒ１₀→ Ｗ₂（ｎ＋１）＝Ｗ₂（ｎ）−αＲ１₀ｅｊ＝３；Ｒ２₃＝Ｒ１₄→ Ｗ₃（ｎ＋１）＝Ｗ₃（ｎ）−αＲ１₄ｅｊ＝４；Ｒ２₄＝Ｒ１'₃→ Ｗ₄（ｎ＋１）＝Ｗ₄（ｎ）−αＲ１'₃ｅ〔ｉ＝３〕ｊ＝０；Ｒ２₀＝Ｒ１₃→ Ｗ₀（ｎ＋１）＝Ｗ₀（ｎ）−αＲ１₃ｅｊ＝１；Ｒ２₁＝Ｒ１₂→ Ｗ₁（ｎ＋１）＝Ｗ₁（ｎ）−αＲ１₂ｅｊ＝２；Ｒ２₂＝Ｒ１₁→ Ｗ₂（ｎ＋１）＝Ｗ₂（ｎ）−αＲ１₁ｅｊ＝３；Ｒ２₃＝Ｒ１₀→ Ｗ₃（ｎ＋１）＝Ｗ₃（ｎ）−αＲ１₀ｅｊ＝４；Ｒ２₄＝Ｒ１'₄→ Ｗ₄（ｎ＋１）＝Ｗ₄（ｎ）−αＲ１'₄ｅ〔ｉ＝４〕ｊ＝０；Ｒ２₀＝Ｒ１₄→ Ｗ₀（ｎ＋１）＝Ｗ₀（ｎ）−αＲ１₄ｅｊ＝１；Ｒ２₁＝Ｒ１₃→ Ｗ₁（ｎ＋１）＝Ｗ₁（ｎ）−αＲ１₃ｅｊ＝２；Ｒ２₂＝Ｒ１₂→ Ｗ₂（ｎ＋１）＝Ｗ₂（ｎ）−αＲ１₂ｅｊ＝３；Ｒ２₃＝Ｒ１₁→ Ｗ₃（ｎ＋１）＝Ｗ₃（ｎ）−αＲ１₁ｅｊ＝４；Ｒ２₄＝Ｒ１'₀→ Ｗ₄（ｎ＋１）＝Ｗ₄（ｎ）−αＲ１'₀ｅつまり、図５（ｂ）に示すように端数ＥＤが０．５以上
の場合には、基本数列Ｒ^Tの最後の数値Ｒ１_(Ty-1)も、
更新用基準信号Ｒ２_jとして使用されるのである。その
結果、更新用基準信号Ｒ２_jとして選択される各数値Ｒ
１_j、Ｒ１' _jの添え字は連続しており（添え字だけに
着目すれば、数値Ｒ１_j、Ｒ１' _jが次々とシフトして
いるのが判る。）、ただ単に、ｊ＝４についてのみ端数
用基本数列Ｒ^T' から更新用基準信号Ｒ２_jが選択され
るだけである。

【０１２１】以上をまとめると、本実施の形態では、端
数ＥＤに応じた端数用伝達関数フィルタＣ＾' に従って
端数用基本数列Ｒ^T' を別途生成しているが、これは端
数ＥＤに対応するフィルタ係数Ｗ_(Ty-1)の更新には基本
数列Ｒ^Tから更新用基準信号Ｒ２_jを選択することを避
けるための工夫である。また、基本数列Ｒ^Tの各数値Ｒ
１_jを演算する際に端数ＥＤを考慮してフィルタ係数Ｃ
＾_jを選択するようにしているが、これは、伝達関数フ
ィルタＣ＾の時間軸上の位置関係に基づく誤差をなくす
るための工夫である。そして、基本数列Ｒ^Tの各数値Ｒ
１_jから更新用基準信号Ｒ２_jを選択する際にも端数Ｅ
Ｄを考慮しているが、これは、周期演算における演算処
理の切れ目がスムーズになるようにするための工夫であ
る。

【０１２２】そして、更新用基準信号Ｒ２_jを得るため
にこのような三つの工夫を施した結果、その更新用基準
信号Ｒ２_jの精度が従来に比べて大幅に向上するから、
良好な振動低減効果が発揮されるのである。

【０１２３】ここで、本実施の形態にあっては、エンジ
ン３０が振動源に対応し、能動型エンジンマウント１が
制御振動源に対応し、加重センサ２２が残留振動検出手
段に対応し、パルス信号生成器２６が基準信号生成手段
に対応し、図３の処理において固定サンプリング・クロ
ックに同期してステップ１０４でフィルタ係数Ｗ_iを駆
動信号ｙ_iとして出力する処理が駆動信号生成手段に対
応し、ステップ１１５において端数ＥＤに応じて端数用
伝達関数フィルタＣ＾' を選択する処理が端数用伝達関
数フィルタ生成手段に対応し、ステップ１０２において
上記（８）式に従って基本数列Ｒ^Tを生成する処理，上
記（９）式に従って端数用基本数列Ｒ^T' を生成する処
理及びステップ１０８において上記（４）〜（７）式に
従って更新用基準信号Ｒ２_jを選択する処理が更新用基
準信号生成手段に対応し、ステップ１０８において上記
（３）式に従ってフィルタ係数Ｗ_jを更新する処理が適
応処理手段に対応し、１１３において端数時間を周期Ｔ
_SCで除算する処理が端数演算手段に対応し、ステップ１
０２において上記（８）式に従って基本数列Ｒ^Tを生成
する処理が基本数列生成手段に対応し、ステップ１０２
において上記（９）式に従って端数用基本数列Ｒ^T' を
生成する処理が端数用基本数列生成手段に対応し、ステ
ップ１０８において上記（４）〜（７）式に従って更新
用基準信号Ｒ２_jを選択する処理が更新用基準信号選択
手段に対応し、ステップ１０３及び１１２の処理が駆動
信号カウント手段に対応し、ステップ１０５の処理及び
ステップ１０９の判定が「ＹＥＳ」となったときにタイ
マを停止する処理によって端数時間計測手段が構成され
る。

【０１２４】図６は本発明の第２の実施の形態を説明す
るための図である。なお、全体的な構成は上記第１の実
施の形態と同様であるため、その図示及び説明は省略す
る。また、処理の内容も特徴部分を除いて上記第１の実
施の形態と同様であるため、その図示及び重複する説明
は省略する。

【０１２５】即ち、本実施の形態は、端数用伝達関数フ
ィルタＣ＾' の生成方法が上記第１の実施の形態におけ
る生成方法とは異なっている。具体的には、コントロー
ラ２５内には、上記第１の実施の形態のように端数用伝
達関数フィルタ候補を複数種類記憶するのではなく、実
質的にデルタ関数と見なすことができる単位パルス波に
対応する伝達関数フィルタが、伝達関数フィルタ単位波
形Ｃ＾^*として記憶されている。つまり、伝達関数フィ
ルタ単位波形Ｃ＾^*は、単位パルス波を入力した場合の
伝達関数フィルタＣ＾に相当するものであって、単位パ
ルス波を駆動信号ｙとして電磁アクチュエータ１０に供
給し、その駆動信号ｙに応じて発生した制御振動を加重
センサ２２で測定した場合の応答波形（つまり、残留振
動信号ｅの波形）を、周期Ｔ_SCに比べて十分に短い時間
（例えば、Ｔ_SC／１０程度）でサンプリングすることに
より生成される。

【０１２６】そして、本実施の形態では、図３のステッ
プ１１５においては、端数用伝達関数フィルタＣ＾' を
選択するのではなく、端数ＥＤに相当する時間に渡って
伝達関数フィルタ単位波形Ｃ＾^*を、この伝達関数フィ
ルタ単位波形Ｃ＾^*のサンプリング周期で次々と出力し
た場合の各波形を積分し、その積分結果を端数用伝達関
数フィルタＣ＾' として用いるようになっている。図６
には、伝達関数フィルタ単位波形Ｃ＾^*を、この伝達関
数フィルタ単位波形Ｃ＾^*のサンプリング周期離して二
つ出力した様子を示している。

【０１２７】このような構成であっても、端数ＥＤに応
じた端数用伝達関数フィルタＣ＾'が生成され、その端
数用伝達関数フィルタＣ＾' に従って端数用基本数列Ｒ
^T'が生成されるし、その他の処理も上記第１の実施の
形態と同様に実行されるから、上記第１の実施の形態と
同様の作用効果が得られる。

【０１２８】そして、本実施の形態にあっては、複数の
端数用伝達関数フィルタ候補を記憶しておく必要がない
から、伝達関数フィルタ単位波形Ｃ＾^*のサンプリング
周期にもよるが、多数の端数用伝達関数フィルタ候補を
記憶するのに比べて、必要な記憶容量が少なくて済むよ
うになる。

【０１２９】次に、本発明の第３の実施の形態を説明す
る。なお、全体的な構成は上記第１の実施の形態と同様
であるため、その図示及び説明は省略する。また、処理
の内容も特徴部分を除いて上記第１の実施の形態と同様
であるため、その図示及び重複する説明は省略する。本
実施の形態も、端数用伝達関数フィルタＣ＾' の生成方
法が、上記第１，２の実施の形態における生成方法とは
異なっている。

【０１３０】即ち、コントローラ２５内には、伝達関数
フィルタＣ＾そのものは記憶されているが、端数用伝達
関数フィルタ候補や伝達関数フィルタ単位波形Ｃ＾^*は
記憶されていない。そして、図３のステップ１１５にお
いては、端数ＥＤに応じて伝達関数フィルタＣ＾を補正
して端数用伝達関数フィルタＣ＾' を生成するようにな
っている。具体的には、端数ＥＤが１／２を越える場合
には、伝達関数フィルタＣ＾そのものを端数用伝達関数
フィルタＣ＾' とする。この場合には、ステップ１０２
では基本数列Ｒ^Tのみを演算し、端数用基本数列Ｒ^T'
は基本数列Ｒ^Tを代入すれば済む。

【０１３１】これに対し、端数ＥＤが１／２未満の場合
には、下記の（１）式及び（２）式に従って、端数用伝
達関数フィルタＣ＾' の各フィルタ係数Ｃ＾' _jが演算
される。

【０１３２】Ｃ＾' ₀ ＝Ｃ＾' ₁ ＝０ ……（１）Ｃ＾' _j＝（Ｃ＾_(j-1)＋Ｃ＾_j）／２（ｊ≧２） ……（２）つまり、端数ＥＤが１／２以上の場合には伝達関数フィ
ルタＣ＾を補正せずに端数用伝達関数フィルタＣ＾' を
求める一方で、端数ＥＤが１／２未満の場合には伝達関
数フィルタＣ＾を補正することにより、端数用伝達関数
フィルタＣ＾'を求めるようになっているのである。

【０１３３】そして、伝達関数フィルタＣ＾を補正する
場合には、上記（２）式からも判るように、本来の伝達
関数フィルタＣ＾を幅が半分（Ｔ_SC／２）の信号で測定
した場合の応答波形に相当するものが、端数用伝達関数
フィルタＣ＾' として求められる。

【０１３４】このような構成であっても、上記第１の実
施の形態や第２の実施の形態程ではないが、端数ＥＤに
応じた端数用伝達関数フィルタＣ＾' が生成されるか
ら、従来の装置に比べて更新用基準信号Ｒ２_jの精度が
向上し、それだけ良好な振動低減制御が実行できるよう
になる。

【０１３５】なお、上記各実施の形態では、過去の端数
ＥＤを特に保存することなく、最新の端数ＥＤのみを考
慮して基本数列Ｒ^T及び端数用基本数列Ｒ^T' を生成す
ることとしているが、これは極短時間では端数ＥＤ（つ
まり、振動の周期）が変化しないと考えて差し支えない
からである。従って、振動の周期が極短時間で変化する
制御対象の場合等には、過去の端数ＥＤを保存し、それ
らを累積してフィルタ係数Ｃ＾_jを選択するようにすれ
ばよい。

【０１３６】また、上記第３の実施の形態においては、
端数時間を周期Ｔ_SCで除算することにより端数ＥＤを演
算するのではなく、端数時間と周期Ｔ_SCの１／２とを比
較する比較演算（比較手段）により、実質的に端数演算
手段を構成することが望ましい。つまり、上記第３の実
施の形態の端数演算手段に要求される最低限の機能は、
端数用伝達関数フィルタＣ＾' として、伝達関数フィル
タＣ＾をそのまま用いるか或いは補正して用いるかとい
う判断と、実際タップ長Ｌｆから整数タップ長Ｌ１を求
める際に、実際タップ長Ｌｆの小数点以下を切り上げる
べきか切り捨てるべきかという判断と、を行うために必
要な情報が得られればよいのであり、その必要な情報と
は、正に端数時間が周期Ｔ_SCの１／２以上であるか未満
であるか、という判定結果だからである。従って、端数
時間が周期Ｔ_SCの１／２以上である場合には、端数用伝
達関数フィルタＣ＾' として伝達関数フィルタＣ＾をそ
のまま用いるとともに、出力回数Ｔｙを整数タップ長Ｌ
１とし、端数時間が周期Ｔ _SCの１／２未満である場合に
は、伝達関数フィルタＣ＾を補正して端数用伝達関数フ
ィルタＣ＾' を生成するとともに、出力回数Ｔｙから１
を減算した値を整数タップ長Ｌ１とすればよいのであ
る。これにより、コントローラ２５の演算負荷を軽減す
ることができる。

【０１３７】さらに、上記各実施の形態では、駆動信号
ｙ_iが出力される度にクリア・スタートするタイマを用
いて端数時間を計測し、その端数時間と周期Ｔ_SCとに基
づいて端数ＥＤを求めるようにしているが、これに限定
されるものではなく、例えば、基準信号ｘの周期Ｔ_xを
計測するタイマ機能（周期検出手段）を設け、その周期
Ｔ_xを周期Ｔ_SCで除算する処理（実際タップ長演算手
段）により実際タップ長Ｌｆを直接求め、その実際タッ
プ長Ｌｆの小数点第１位で四捨五入する処理（整数タッ
プ長演算手段）により整数タップ長を求めるようにして
もよい。また、場合によっては、出力回数Ｔｙもカウン
トにより求めるのではなく、上記のように求められた実
際タップ長Ｌｆの小数点以下を切り上げる処理（出力回
数演算手段）により出力回数Ｔｙを求めるようにしても
よい。

【０１３８】また、上記各実施の形態では、本発明に係
る能動型騒音振動制御装置を、エンジン３０から車体３
５に伝達される振動を低減する車両用の能動型振動制御
装置に適用した場合について説明したが、本発明の適用
対象はこれに限定されるものではなく、例えば騒音源と
してのエンジン３０から車室内に伝達される騒音を低減
する能動型騒音制御装置であってもよい。かかる能動型
騒音制御装置とする場合には、車室内に制御音を発生す
るための制御音源としてのラウドスピーカと、車室内の
残留騒音を検出する残留騒音検出手段としてのマイクロ
フォンとを設け、上記実施の形態と同様の演算処理によ
って得られる駆動信号ｙ_iに応じてラウドスピーカを駆
動させるとともに、マイクロフォンの出力を残留騒音信
号ｅとして適応ディジタルフィルタＷのフィルタ係数Ｗ
_jの更新処理に用いればよい。

【０１３９】そして、本発明の適用対象は車両に限定さ
れるものではなく、エンジン３０以外で発生する周期的
な振動や騒音を低減するための能動型振動制御装置，能
動型騒音制御装置であっても本発明は適用可能である。
例えば、工作機械からフロアや室内に伝達される振動や
騒音を低減する装置等であっても、本発明は適用可能で
ある。

【０１４０】

【実施例】図７乃至図９は、上記実施の形態で示した車
両用の能動型振動制御装置を用いて本発明者が行った実
験結果を示す波形図であって、横軸には時間を、縦軸に
は残留振動信号ｅのレベルをとっている。

【０１４１】図７は、端数用伝達関数フィルタＣ＾' を
用いることなく、従って端数用基本数列Ｒ^T' を生成す
ることなく、更新用基準信号Ｒ２_jは全て基本数列Ｒ^T
から選択することにより振動低減制御を実行した場合の
結果を示している。なお、この場合には、基本数列Ｒ^T
を生成する際には端数ＥＤを考慮したが、その基本数列
Ｒ^Tから更新用基準信号Ｒ２_jを選択する際には端数Ｅ
Ｄを考慮することなく、出力回数Ｔｙをそのまま整数タ
ップ長Ｌ１としている。

【０１４２】図８も、図７と同様に更新用基準信号Ｒ２
_jは全て基本数列Ｒ^Tから選択することにより振動低減
制御を実行した場合の結果を示しているが、この場合に
は、基本数列Ｒ^Tを生成する際及びその基本数列Ｒ^Tか
ら更新用基準信号Ｒ２_jを選択する際のいずれにおいて
も端数ＥＤを考慮している。

【０１４３】これに対し、図９は、上記第２の実施の形
態と同様に、端数用伝達関数フィルタＣ＾' を用いて端
数用基本数列Ｒ^T' を生成し、更新用基準信号Ｒ２_jは
基本数列Ｒ^T又は端数用基本数列Ｒ^T' から選択するこ
とにより振動低減制御を実行した場合の結果を示してい
る。そして、この場合には、基本数列Ｒ^Tを生成する際
及びその基本数列Ｒ^Tから更新用基準信号Ｒ２_jを選択
する際のいずれにおいても端数ＥＤを考慮している。

【０１４４】図７及び図８の比較から、基本数列Ｒ^Tか
ら更新用基準信号Ｒ２_jを選択する際に端数ＥＤを考慮
すること（より望ましくは、基本数列Ｒ^Tを生成する際
及びその基本数列Ｒ^Tから更新用基準信号Ｒ２_jを選択
する際のいずれにおいても端数ＥＤを考慮すること）
が、良好な振動低減効果を得るためには極めて有効であ
ることが判る。

【０１４５】また、図８及び図９の比較から、更新用基
準信号Ｒ２_jを、基本数列Ｒ^T又は端数用基本数列
Ｒ^T' から選択することが、良好な振動低減効果を得る
ためには極めて有効であることが判る。

【０１４６】さらに、図９から、更新用基準信号Ｒ２_j
を、基本数列Ｒ^T又は端数用基本数列Ｒ^T' から選択す
るとともに、基本数列Ｒ^Tを生成する際及びその基本数
列Ｒ ^Tから更新用基準信号Ｒ２_jを選択する際のいずれ
においても端数ＥＤを考慮することが、良好な振動低減
効果を得るためには極めて有効であることが判る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態における車両の概略側面
図である。

【図２】能動型エンジンマウントの一例を示す断面図で
ある。

【図３】振動低減処理の概要を示すフローチャートであ
る。

【図４】伝達関数フィルタ及び端数用伝達関数フィルタ
の一例を示す波形図である。

【図５】実施の形態の動作を説明する波形図である。

【図６】第２の実施の形態の要点を説明するための波形
図である。

【図７】発明者が行った実験の結果を示す波形図であ
る。

【図８】発明者が行った実験の結果を示す波形図であ
る。

【図９】発明者が行った実験の結果を示す波形図であ
る。

【符号の説明】

１能動型エンジンマウント（制御振動源）２２加重センサ（残留振動検出手段）２５コントローラ２６パルス信号生成器（基準信号生成手段）３０エンジン（振動源）３５車体

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】騒音源又は振動源から発せられる周期的
な騒音又は周期的な振動と干渉する制御音又は制御振動
を発生可能な制御音源又は制御振動源と、前記干渉した
後の残留騒音又は残留振動を検出し残留騒音信号又は残
留振動信号として出力する残留騒音検出手段又は残留振
動検出手段と、前記騒音又は振動の発生状態を検出し基
準信号として出力する基準信号生成手段と、フィルタ係
数可変の適応ディジタルフィルタと、前記基準信号を前
記適応ディジタルフィルタでフィルタ処理することによ
り前記制御音源又は制御振動源を駆動する駆動信号を生
成し出力する駆動信号生成手段と、前記制御音源又は制
御振動源と前記残留騒音検出手段又は残留振動検出手段
との間の伝達関数をモデル化した伝達関数フィルタと、
前記基準信号及び前記伝達関数フィルタに基づいて更新
用基準信号を生成する更新用基準信号生成手段と、前記
残留騒音信号又は残留振動信号及び前記更新用基準信号
に基づき逐次更新型の適応アルゴリズムに従って前記適
応ディジタルフィルタのフィルタ係数を更新する適応処
理手段と、を備え、固定サンプリング・クロックに同期
して各演算処理を実行するようになっている能動型騒音
振動制御装置において、前記伝達関数フィルタは、前記固定サンプリング・クロ
ックの周期と同じ幅の基準方形波を入力とした場合の応
答波形に基づいて各フィルタ係数を生成したディジタル
フィルタであり、前記周期的な騒音又は周期的な振動の周期を前記固定サ
ンプリング・クロックの周期で割った場合の端数を求め
る端数演算手段と、前記基準方形波に代えて前記端数と
同じ幅の端数方形波を入力とした場合の前記伝達関数フ
ィルタに相当する端数用伝達関数フィルタとして求める
端数用伝達関数フィルタ生成手段と、を設けるととも
に、前記更新用基準信号生成手段は、前記基準信号と前記伝
達関数フィルタの各フィルタ係数とを畳み込んで基本数
列を生成する基本数列生成手段と、前記基準信号と前記
端数用伝達関数フィルタの各フィルタ係数とを畳み込ん
で端数用基本数列を生成する端数用基本数列生成手段
と、前記基本数列又は前記端数用基本数列から前記適応
ディジタルフィルタのフィルタ係数の更新に用いる前記
更新用基準信号を選択する更新用基準信号選択手段と、
を含んで構成され、前記更新用基準信号選択手段は、前記適応ディジタルフ
ィルタの各フィルタ係数のうち、最終タップ以外のフィ
ルタ係数の更新には前記基本数列から前記更新用基準信
号を選択し、最終タップのフィルタ係数の更新には前記
端数用基本数列から前記更新用基準信号を選択するよう
になっていることを特徴とする能動型騒音振動制御装
置。
【請求項２】前記基準方形波に代えて前記固定サンプ
リング・クロックの周期以下の幅である方形波を入力と
した場合の前記伝達関数フィルタに相当する端数用伝達
関数フィルタ候補を、複数種類予め記憶しておき、前記端数用伝達関数フィルタ生成手段は、前記端数に応
じて、前記端数用伝達関数フィルタ候補から前記端数用
伝達関数フィルタを選択するようになっている請求項１
記載の能動型騒音振動制御装置。
【請求項３】前記基準方形波に代えて実質的にデルタ
関数と見なすことができる単位パルス波を入力とした場
合の前記伝達関数フィルタに相当する伝達関数フィルタ
単位波形を、予め記憶しておき、前記端数用伝達関数フィルタ生成手段は、前記端数に相
当する時間に渡って所定間隔で前記伝達関数フィルタ単
位波形を次々と出力したように並べた各波形を重畳する
ことにより、前記端数用伝達関数フィルタを求めるよう
になっている請求項１記載の能動型騒音振動制御装置。
【請求項４】前記端数用伝達関数フィルタ生成手段
は、前記端数が前記固定サンプリング・クロックの周期
の１／２を越える場合には、前記端数用伝達関数フィル
タとして前記伝達関数フィルタを用いる一方で、前記端
数が前記固定サンプリング・クロックの周期の１／２以
下の場合には、前記伝達関数フィルタを補正して前記端
数用伝達関数フィルタを求めるようになっている請求項
１記載の能動型騒音振動制御装置。
【請求項５】前記端数用伝達関数フィルタ生成手段
は、前記端数が前記固定サンプリング・クロックの周期
の１／２以下の場合には、前記伝達関数フィルタＣ＾の
各フィルタ係数Ｃ＾_j（ｊ＝０，１，２，…，Ｊ−１；
Ｊは伝達関数フィルタＣ＾のタップ数）に基づき、下記
の（１）式又は（２）式に従って、端数用伝達関数フィ
ルタＣ＾' の各フィルタ係数Ｃ＾' _jを求めるようにな
っている請求項４記載の能動型騒音振動制御装置。Ｃ＾' ₀ ＝Ｃ＾' ₁ ＝０ ……（１）Ｃ＾' _j＝（Ｃ＾_(j-1)＋Ｃ＾_j）／２（ｊ≧２） ……（２）
【請求項６】前記更新用基準信号選択手段は、前記端
数を考慮しつつ前記更新用基準信号を選択するようにな
っている請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の能動
型騒音振動制御装置。
【請求項７】前記基本数列生成手段は、前記端数に応
じて前記畳み込み演算に用いられる前記伝達関数フィル
タのフィルタ係数を選択し、前記端数用基本数列生成手
段は、前記端数に応じて前記畳み込み演算に用いられる
前記端数用伝達関数フィルタのフィルタ係数を選択する
ようになっている請求項１乃至請求項６のいずれかに記
載の能動型騒音振動制御装置。
【請求項８】前記基準信号は、前記周期的な騒音又は
周期的な振動の基本周期に同期したインパルス信号であ
り、前記駆動信号生成手段は、前記基準信号としての最
新のインパルス信号の生成時点から前記固定サンプリン
グ・クロックに同期して前記適応ディジタルフィルタの
フィルタ係数を順番に前記駆動信号として出力するよう
になっており、前記基準信号としての最新のインパルス信号の生成時点
から次のインパルス信号の生成時点までの間の前記駆動
信号の出力回数Ｔｙをカウントする駆動信号カウント手
段と、この駆動信号カウント手段が最後にカウントした
前記駆動信号の出力時点から次のインパルス信号の生成
時点までの間の端数時間を計測する端数時間計測手段
と、を設け、前記端数演算手段は、前記端数時間計測手段が計測した
前記端数時間及び前記固定サンプリング・クロックの周
期に基づいて前記端数を演算するようになっており、前記駆動信号カウント手段がカウントした前記出力回数
Ｔｙから１だけ減算した値と前記端数演算手段が演算し
た端数とを加算した結果を実際タップ長Ｌｆ、前記実際
タップ長Ｌｆを小数点第１位で四捨五入した結果を整数
タップ長Ｌ１、前記基本数列Ｒ^Tを〔Ｒ１₀，Ｒ１₁，
Ｒ１₂，…，Ｒ１_(Ty-1)〕、前記端数用基本数列Ｒ^T'
を〔Ｒ１'₀，Ｒ１'₁，Ｒ１'₂，…，Ｒ１' _(Ty-1)〕、前
記最新のインパルス信号の生成時点から前記固定サンプ
リング・クロックに同期してｉ（＝０，１，２，…，Ｔ
ｙ−１）番目に出力する前記駆動信号をｙ_i、前記適応
ディジタルフィルタＷのｊ（＝０，１，２，…，Ｔｙ−
１）番目のフィルタ係数をＷ_j、前記残留騒音信号又は
残留振動信号をｅ、収束係数をαとそれぞれした場合、前記適応処理手段は、前記駆動信号ｙ_iを出力する度に
Ｔｙ個の前記フィルタ係数Ｗ_jを下記（３）式に基づい
て更新するようになっており、前記更新用基準信号選択
手段は、前記ｊ番目の前記フィルタ係数Ｗ_jの更新に用
いる前記更新用基準信号Ｒ２_jを下記（４）式、（５）
式、（６）式又は（７）式に従って選択するようになっ
ている請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の能動型
騒音振動制御装置。Ｗ_j（ｎ＋１）＝Ｗ_j（ｎ）−αＲ２_jｅ ……（３）Ｒ２_j＝Ｒ１_(i+j) （ｊ≠Ｔｙ−１，０≦ｊ≦ｉ） ……（４）Ｒ２_j＝Ｒ１_(L1+i-j) （ｊ≠Ｔｙ−１，ｊ＞ｉ） ……（５）Ｒ２_j＝Ｒ１' _(i+1) （ｊ＝Ｔｙ−１，ｊ＜ｉ） ……（６）Ｒ２_j＝Ｒ１'₀ （ｊ＝Ｔｙ−１，ｊ＝ｉ） ……（７）
【請求項９】前記端数演算手段は、前記端数時間計測
手段が計測した前記端数時間を前記固定サンプリング・
クロックの周期で除算することにより前記端数を演算す
るようになっている請求項８記載の能動型騒音振動制御
装置。
【請求項１０】前記端数演算手段は、前記端数時間計
測手段が計測した前記端数時間が、前記固定サンプリン
グ・クロックの周期の１／２以上か未満かを判定する比
較手段を含んでいる請求項８記載の能動型騒音振動制御
装置。
【請求項１１】前記周期的な騒音又は周期的な振動の
周期Ｔ_xを検出する周期検出手段と、前記周期Ｔ_xを前
記固定サンプリング・クロックの周期Ｔ_SCで除算した結
果である実際タップ長Ｌｆを求める実際タップ長演算手
段と、前記実際タップ長Ｌｆを小数点第１位で四捨五入
した結果である整数タップ長Ｌ１を演算する整数タップ
長演算手段と、前記実際タップ長Ｌｆの小数点以下を切
り上げた値である出力回数Ｔｙを求める出力回数演算手
段と、を設けるとともに、前記基本数列Ｒ^Tを〔Ｒ１₀，Ｒ１₁，Ｒ１₂，…，Ｒ
１_(Ty-1)〕、前記騒音又は振動の一周期内に前記固定サ
ンプリング・クロックに同期してｉ（＝０，１，２，
…，Ｔｙ−１）番目に出力する前記駆動信号をｙ_i、前
記適応ディジタルフィルタＷのｊ（＝０，１，２，…，
Ｔｙ−１）番目のフィルタ係数をＷ_j、前記残留騒音信
号又は残留振動信号をｅ、収束係数をαとそれぞれした
場合、前記適応処理手段は、前記駆動信号を出力する度にＴｙ
個の前記フィルタ係数Ｗ_jを上記請求項８記載の（３）
式に基づいて更新するようになっており、前記更新用基
準信号選択手段は、前記ｊ番目の前記フィルタ係数Ｗ_j
の更新に用いる前記更新用基準信号Ｒ２_jを上記請求項
８記載の（４）式、（５）式、（６）式又は（７）式に
従って選択するようになっている請求項１乃至請求項５
のいずれかに記載の能動型騒音振動制御装置。
【請求項１２】前記伝達関数フィルタＣ＾の各フィル
タ係数をＣ＾_j（ｊ＝０，１，２，…，Ｊ−１；Ｊは伝
達関数フィルタＣ＾のタップ数）、前記端数用伝達関数
フィルタＣ＾' の各フィルタ係数Ｃ＾' _j（ｊ＝０，
１，２，…，Ｊ−１）とした場合、前記基本数列生成手
段は、下記の（８）式に従って前記基本数列Ｒ^Tの各値
Ｒ１_j（ｊ＝０，１，２，…，Ｔｙ−１）を演算し、前
記端数用基本数列生成手段は、下記の（９）式に従って
前記端数用基本数列Ｒ^T' の各値Ｒ１' _j（ｊ＝０，
１，２，…，Ｔｙ−１）を演算するようになっている請
求項８乃至請求項１１のいずれかに記載の能動型騒音振
動制御装置。Ｒ１_j＝Ｃ＾_j＋Ｃ＾_{(j+round(Lf))}＋Ｃ＾_{(j+round(2Lf))} ＋Ｃ＾_{(j+round(3Lf))}＋Ｃ＾_{(j+round(4Lf))}＋・・・ ……（８）Ｒ１' _j＝Ｃ＾' _j＋Ｃ＾' _{(j+round(Lf))}＋Ｃ＾' _{(j+round(2Lf))} ＋Ｃ＾' _{(j+round(3Lf))}＋Ｃ＾' _{(j+round(4Lf))}＋・・・ ……（９）ただし、ｒｏｕｎｄ（Ａ）は、数値Ａを小数点以下第１
位で四捨五入した値である。
【請求項１３】車両に適用され、前記騒音源又は振動
源はエンジンであり、前記基準信号生成手段は、前記基
準信号として、前記エンジンでの燃焼タイミングに同期
したインパルス信号を生成するようになっている請求項
１乃至請求項１２のいずれかに記載の能動型騒音振動制
御装置。