JPH10290117A - 電圧制御回路及びこれを用いた温度補償型圧電発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 温度補償型圧電発振器等に適用するための、
急激な電圧変化率を伴わずに第１から第２の電圧に変化
させることができる電圧制御回路を提供する。 【解決手段】 入力電圧Ｖｉは、演算増幅器２１を介し
てノードＮ１に与えられる。ノードＮ１には、複数の異
なる抵抗値Ｒ２２ａ〜Ｒ２２ｈを有する抵抗器２２ａ〜
２２ｈの一端が共通接続され、これらの抵抗器２２ａ〜
２２ｈの他端が、それぞれスイッチ２３ａ〜２３ｈを介
してノードＮ２に接続されている。スイッチ制御回路２
５から一定時間間隔で制御信号Ｓ１〜Ｓ８が順次出力さ
れて、スイッチ回路２３ａ〜２３ｈの順にオン状態にな
り、選択された抵抗器２２ａ〜２２ｈとキャパシタ２４
とによって、最初は大きく、その後徐々に小さくなる時
定数を有する積分回路が構成される。この積分回路によ
って入力電圧Ｖｉが平滑化されて出力電圧Ｖｏとして出
力される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル制御に
よる電圧制御回路とこれを用いた温度補償型圧電発振器
（Temperature Compensated Crystal Oscillator、以
下、「ＴＣＸＯ」という）、特に階段状に変化する制御
電圧に対して急激な周波数変化を伴わずに追随すること
ができるＴＣＸＯに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図２は、従来のディジタル制御によるＴ
ＣＸＯの一例を示す構成図である。ＴＣＸＯは、その周
囲の温度検出を行うための、温度センサ１及びアナログ
／ディジタル（以下、「Ａ／Ｄ」という）変換器２から
なる温度検出回路を有している。温度センサ１は、周囲
温度に応じて出力電圧がアナログ的に変化する温度信号
ＴＡを出力するものであり、この出力側がＡ／Ｄ変換器
２の入力側に接続されている。Ａ／Ｄ変換器２は、与え
られた温度信号ＴＡをディジタル値に変換して離散的な
温度データＴＤを出力するものである。Ａ／Ｄ変換器２
の出力側は、補正回路（例えば、読出し専用メモリ、以
下、「ＲＯＭ」という）３のアドレス端子に接続されて
いる。ＲＯＭ３は、周囲温度に基づいた制御電圧を生成
するための制御データＣＤが格納されたメモリであり、
アドレス端子に与えられた温度データＴＤに従って、そ
の温度データＴＤに対応する制御データＣＤを読出して
データ端子に出力するものである。補正回路はＲＯＭ３
に限らず、例えばマイクロプロセッサ等を用いて、予め
定められた基準に従って温度データＴＤに対応する制御
データＣＤを算出する構成のものもある。

【０００３】ＲＯＭ３のデータ端子は、ディジタル／ア
ナログ（以下、「Ｄ／Ａ」という）変換回路４の入力側
に接続されている。Ｄ／Ａ変換回路４は、ディジタル値
で与えられた制御データＣＤに対応する電圧を出力する
ものであり、この出力側が電圧制御回路（例えば、低域
通過フィルタ、以下、「ＬＰＦ」という）５の入力側に
接続されている。ＬＰＦ５は、Ｄ／Ａ変換回路４から与
えられた階段状に変化する入力電圧Ｖｉの変化を緩和し
て、出力電圧Ｖｏを出力するためのものであり、急峻な
変化に伴って発生する高周波成分を除去するようになっ
ている。ＬＰＦ５の出力側には、電圧制御型の圧電発振
回路（以下、「ＶＣＸＯ」という）１０が接続されてい
る。ＶＣＸＯ１０は、例えば、帰還回路を構成する圧電
発振子（例えば、水晶発振子）１１、反転増幅回路であ
るインバータ１２、このインバータ１２に対する負荷回
路を構成する負荷容量１３，１４、及び可変容量ダイオ
ード１５で構成されており、この可変容量ダイオード１
５の陰極にＬＰＦ５の出力側から、制御電圧として出力
電圧Ｖｏが与えられている。ＶＣＸＯ１０は、制御電圧
として与えられる出力電圧Ｖｏによって、可変容量ダイ
オード１５の容量が変化し、インバータ１２にかかる負
荷が制御されて出力信号ＯＵＴの周波数が制御されるよ
うになっている。なお、圧電発振回路には、このＶＣＸ
Ｏ１０に限らず、各種の回路構成のものがある。

【０００４】図３（ａ），（ｂ）は、図２中のＬＰＦ５
の一例を示すものであり、同図（ａ）はＬＰＦ５の回路
図、及び同図（ｂ）はその入出力信号の波形図である。
図３（ａ）に示すように、ＬＰＦ５は、入力電圧Ｖｉが
一端に印加される抵抗器５ａ、及びこの抵抗器５ａの他
端と接地電位ＧＮＤとの間に接続されたキャパシタ５ｂ
による積分回路で構成されており、このキャパシタ５ｂ
に充電された電圧が出力電圧Ｖｏとして出力されるよう
になっている。このようなＬＰＦ５に、階段状に変化す
る入力電圧Ｖｉが印加されると、図３（ｂ）に示すよう
に、出力電圧Ｖｏは指数関数的に変化する。即ち、抵抗
器５ａの抵抗値をＲ［Ω］、キャパシタ５ｂの容量をＣ
［Ｆ］とし、時刻ｔ＝０に入力電圧Ｖｉが０からＡ
［Ｖ］に変化した場合、時刻ｔにおける出力電圧Ｖｏ
（ｔ）は、次の（１）式で表される。 Ｖｏ（ｔ）＝Ａ｛１−ｅｘｐ（−ｔ／ＲＣ）｝ ・・・（１） このように、出力電圧Ｖｏは、抵抗器５ａとキャパシタ
５ｂの値で決定される時定数ＴＣ（＝ＲＣ［ｓ］）に従
って、徐々に入力電圧Ｖｉに収束するようになってい
る。このようなＴＣＸＯにおいて、ＶＣＸＯ１０が特定
の周波数の出力信号ＯＵＴを出力するときの周囲温度と
制御電圧の関係が予め実験等によって求められて、ＲＯ
Ｍ３に制御データＣＤとして格納されている。このた
め、ＴＣＸＯの動作中に周囲温度が変化すると、温度セ
ンサ１から出力される温度信号ＴＡの電圧が変化し、Ｒ
ＯＭ３から変化後の周囲温度に対する制御データＣＤが
出力される。この制御データＣＤはＤ／Ａ変換回路４で
アナログの電圧に変換され、更にＬＰＦ５によってその
急激な電圧変化が緩和されて、ＶＣＸＯ１０に対する制
御電圧として与えらる。これにより、ＶＣＸＯ１０の発
振周波数は一定の値に保たれる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
電圧制御回路であるＬＰＦ５とそれを用いたＴＣＸＯで
は、次のような課題があった。ＲＯＭ３から出力される
制御データＣＤはディジタル値であり、離散的な値とな
っている。従って、Ｄ／Ａ変換回路４で変換されてＬＰ
Ｆ５に与えられる入力電圧Ｖｉも、階段状に変化する電
圧となる。この階段状の電圧変化を緩和するためにＬＰ
Ｆ５が設けられているが、このＬＰＦ５は、図３に例示
するように抵抗器５ａとキャパシタ５ｂによる積分回路
で構成されているので、入力電圧Ｖｉが変化した時点で
の出力電圧Ｖｏの電圧変化率が不連続に変化する。ＴＣ
ＸＯの発振周波数は、ＬＰＦ５の出力電圧Ｖｏで制御さ
れるので、発振周波数の変動の速度を一定に制御するこ
とが困難である。また、変動速度を緩やかにするために
は、時定数ＴＣを大きくする方法があるが、この時定数
ＴＣを大きくすると温度変化に対する追随性が悪くなる
という問題が生ずる。一方、このようなＴＣＸＯは、例
えば携帯電話等の移動体通信機器の基準発振器として使
用され、このＴＣＸＯの出力信号ＯＵＴは、通話用の搬
送波を作る電圧制御発振器の周波数を位相固定ループ
（以下、「ＰＬＬ」という）を用いてロックするための
基準信号として用いられる。そのため、ＴＣＸＯの出力
信号ＯＵＴの周波数が急峻な変化をすると、周波数変調
雑音が発生して通話に不快音が混じったり、極端な場合
にはＰＬＬがロック外れとなって、通話が一時途切れた
りすることがある。本発明は、前記従来技術が持ってい
た課題として、急激な電圧変化率を伴わずに第１の電圧
から第２の電圧に変化させる電圧制御回路と、このよう
な電圧制御回路を用いたＴＣＸＯを提供するものであ
る。

【０００６】

【課題を解決するための手段】前記課題を解決するた
め、本発明の内の第１の発明は、電圧制御回路におい
て、第１の電圧から第２の電圧へ階段状に変化する入力
電圧が与えられる第１のノードと、複数の抵抗値を有
し、逐次与えられる選択信号に従って、該複数の抵抗値
の中から該選択信号に対応する抵抗値で第２のノードと
前記第１のノードとの間を接続する抵抗手段と、前記抵
抗手段の複数の抵抗値の中から順番に抵抗値を選択する
ための前記選択信号を出力する選択制御手段と、基準電
圧と前記第２のノードとの間に接続され、前記抵抗手段
を通して該第２のノードに与えられる電圧に対応する電
荷を蓄積することにより、該第２のノードの電圧中に含
まれる高周波成分を除去して、緩やかに変化する出力電
圧を生成する静電容量手段とを備えている。第２の発明
は、第１の発明における選択制御手段を、前記抵抗手段
の複数の抵抗値の中から、最大のものから最小のものま
で、その順番に従って順次選択するための前記選択信号
を出力すること構成にしている。第３の発明は、ＴＣＸ
Ｏにおいて、周囲温度を検出して温度データを出力する
温度検出回路と、前記温度データが与えられ、予め定め
られた基準に従って該温度データに対応する発振周波数
制御用の制御データを出力する補正回路と、前記制御デ
ータをそれに対応するアナログの入力電圧に変換するＤ
／Ａ変換回路と、前記入力電圧が与えられ出力電圧を出
力する前記第１または第２の発明の電圧制御回路と、前
記出力電圧によって発振周波数が制御される圧電発振回
路とを備えている。

【０００７】第１及び第２の発明によれば、以上のよう
に電圧制御回路を構成したので、次のような作用が行わ
れる。第１のノードに与えられる入力電圧が第１の電圧
から第２の電圧に階段状に変化すると、この入力電圧
は、複数の抵抗値を有する抵抗手段を介して第２のノー
ドに伝達される。この抵抗手段は、選択制御手段によっ
て、その抵抗値が最大のものから最小のものまで、所定
の順番に選択されるようになっている。このように順次
異なる抵抗値を通して第２のノードに印加された電圧
は、静電容量手段によって、その電圧中に含まれる高周
波成分が除去され、緩やかに変化する出力電圧が生成さ
れる。第３の発明によれば、以上のようにＴＣＸＯを構
成したので、次のような作用が行われる。温度検出回路
によって周囲温度が検出され、補正回路によってその温
度データに対応する制御データが出力される。制御デー
タはＤ／Ａ変換回路によってアナログ電圧に変換され、
第１の発明の電圧制御回路の入力電圧として与えられ
る。電圧制御回路によって入力電圧の急激な電圧変化が
緩和され、緩やかな電圧変化率を有する出力電圧に制御
されて、圧電発振回路に対して制御電圧として与えられ
る。

【０００８】

【発明の実施の形態】第１の実施形態 図１は、本発明の第１の実施形態を示す電圧制御回路の
構成図である。この電圧制御回路２０は、例えば、図２
中のＬＰＦ５に代えて用いられる回路であり、Ｄ／Ａ変
換回路４等から階段状に変化する入力電圧Ｖｉが印加さ
れる演算増幅器２１を有している。演算増幅器２１の非
反転入力端子＋に入力電圧Ｖｉが印加され、反転入力端
子−にはこの演算増幅器２１の出力信号がフィードバッ
クされており、いわゆるボルテージフォロワによる高入
力低出力インピーダンス回路が構成されている。演算増
幅器２１の出力側はノードＮ１に接続され、このノード
Ｎ１には抵抗手段２２が接続されている。抵抗手段２２
は、それぞれ異なる抵抗値Ｒ２２ａ，Ｒ２２ｂ，Ｒ２２
ｃ，Ｒ２２ｄ，Ｒ２２ｅ，Ｒ２２ｆ，Ｒ２２ｇ，Ｒ２２
ｈを有する抵抗器２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄ，２
２ｅ，２２ｆ，２２ｇ，２２ｈを備えている。そして、
抵抗器２２ａ〜２２ｈの一端がノードＮ１に共通に接続
されている。抵抗器２２ａ〜２２ｈの他端は、それぞれ
スイッチ２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３ｄ，２３ｅ，２
３ｆ，２３ｇ，２３ｈの接点を介してノードＮ２に接続
されている。ノードＮ２と基準電圧（例えば、接地電
位）ＧＮＤとの間には、静電容量手段（例えば、キャパ
シタ）２４が接続されている。キャパシタ２４は容量値
Ｃ２４を有し、例えば、抵抗器２２ａ及びスイッチ２３
ａを介してノードＮ２に与えられる電圧に対応する電荷
を蓄積し、このノードＮ２の電圧中に含まれる高周波成
分を除去して、緩やかに変化する出力電圧Ｖｏを生成す
るために用いられるものである。この電圧制御回路２０
は、更に、選択制御手段（例えば、スイッチ制御回路）
２５を有している。スイッチ制御回路２５は、クロック
信号ＣＫに同期して、順次１つだけが活性化される選択
信号Ｓ１〜Ｓ８を出力する機能を有している。これらの
選択信号Ｓ１〜Ｓ８は、それぞれスイッチ２３ａ〜２３
ｈに対するオン／オフ制御用の制御信号となっている。

【０００９】図４は、図１の電圧制御回路２０の動作を
示す信号電圧波形図である。ここでは、入力電圧Ｖｉが
第１の電圧Ｖａ［Ｖ］から第２の電圧Ｖｂ［Ｖ］に変化
したときに、出力電圧Ｖｏがほぼ正弦曲線（ＳＩＮ）状
に変化し、かつ、５秒で入力電圧Ｖｉの変化分（Ｖａ−
Ｖｂ）［Ｖ］の９９％の電圧変化が得られるように、抵
抗器２２ａ〜２２ｈの抵抗値Ｒ２２ａ〜Ｒ２２ｈ、及び
キャパシタ２４の容量値Ｃ２４が、次のように設定され
ている。 Ｒ２２ａ＝ １９ＭΩ Ｒ２２ｂ＝ ８ＭΩ Ｒ２２ｃ＝ ３ＭΩ Ｒ２２ｄ＝ ２ＭΩ Ｒ２２ｅ＝ １ＭΩ Ｒ２２ｆ＝０．８ＭΩ Ｒ２２ｇ＝０．４ＭΩ Ｒ２２ｈ＝０．２ＭΩ Ｃ２４ ＝ １μＦ 以下、図４を参照しつつ、図１の電圧制御回路２０の動
作を説明する。

【００１０】時刻０ｓにおいて、Ｄ／Ａ変換回路４から
与えられる入力電圧Ｖｉが０Ｖから１Ｖに階段状に変化
したとする。入力電圧Ｖｉは、ボルテージフォロワ回路
を構成する演算増幅器２１により、そのままノードＮ１
の電圧として伝達される。また、この時点ではキャパシ
タ２４には、電荷は充電されておらず、出力電圧Ｖｏは
０Ｖとなっている。一方、この変化に同期して、クロッ
ク信号ＣＫが与えられ、スイッチ制御回路２５の制御信
号Ｓ１が活性化されて、レベル“Ｌ”からレベル“Ｈ”
に変化する。この時、他の制御信号Ｓ２〜Ｓ８はすべて
“Ｌ”である。制御信号Ｓ１が“Ｈ”となることによ
り、スイッチ２３ａがオン状態になる。これにより、抵
抗器２２ａとキャパシタ２４による積分回路が構成さ
れ、ノードＮ２の出力電圧Ｖｏは、時定数ＴＣ（＝Ｒ２
２ａ×Ｃ２４＝１９ｓ）を有する（１）式の曲線に従っ
て、徐々に上昇する。時刻０．６２５ｓにおいて、スイ
ッチ制御回路２５から出力される制御信号Ｓ１が“Ｌ”
になり、代わりに制御信号Ｓ２が“Ｈ”となる。これに
より、スイッチ２３ａはオフ状態になり、これに代わっ
てスイッチ２３ｂがオン状態になる。このため、積分回
路の時定数ＴＣはＲ２２ｂ×Ｃ２４（＝８ｓ）に変化
し、出力電圧Ｖｏはこの時定数ＴＣ（＝８ｓ）に従って
上昇を続ける。

【００１１】以下同様に、０．６２５ｓ毎に制御信号Ｓ
３〜Ｓ８が順次“Ｈ”になり、これに従って、スイッチ
２３ｃ〜２３ｈが順次オン状態になる。これらのスイッ
チ２３ｃ〜２３ｈによって、抵抗手段２２の抵抗器２２
ｃ〜２２ｈが順番にノードＮ２に接続される。各抵抗器
２２ｃ〜２２ｈは、それぞれ異なる抵抗値Ｒ２２ｃ〜Ｒ
２２ｈを有しているので、接続された抵抗器２２ｃ〜２
２ｈに応じた時定数ＴＣに従って、図４に示すように、
ほぼ正弦曲線で近似される緩やかな曲線に従って出力電
圧Ｖｏが上昇する。そして、時刻５ｓにおいて、出力電
圧Ｖｏは入力電圧Ｖｉ（＝１Ｖ）にほぼ等しい値にな
る。図４中の曲線Ｖｅは、５秒後にほぼ１Ｖとなるよう
な時定数ＴＣを有する図３（ａ）のＬＰＦ５による出力
電圧波形であるが、時刻０ｓにおいて急激な電圧変化が
生じていることが分かる。このように、この第１の実施
形態の電圧制御回路２０は、抵抗手段２２とキャパシタ
２４による積分回路の時定数ＴＣを、この抵抗手段２２
の抵抗値Ｒ２２を切替えることによって順次変化させて
いる。これにより、所望の出力電圧Ｖｏの変化曲線に対
応する時定数ＴＣに基づいて、各抵抗器２２ａ〜２２ｈ
の抵抗値Ｒ２２ａ〜Ｒ２２ｈを求めて設定することによ
り、滑らかな電圧変化を呈する出力電圧Ｖｏを容易に得
ることができる。

【００１２】第２の実施形態 図５は、本発明の第２の実施形態を示す電圧制御回路の
構成図である。この電圧制御回路３０は、図１の電圧制
御回路２０と同様に、例えば、図２中のＬＰＦ５に代え
て用いられる回路であり、Ｄ／Ａ変換回路４等から階段
状に変化する入力電圧Ｖｉが印加されるボルテージフォ
ロワ回路の演算増幅器３１を有している。演算増幅器３
１の出力側はノードＮ１１に接続され、このノードＮ１
１とノードＮ１２との間には、直列接続された８個の抵
抗器３２ａ〜３２ｈで構成された抵抗手段３２が接続さ
れ、各接続箇所及びノードＮ１２から、出力線が出てい
る。抵抗手段３２の８本の出力線は、選択回路３３の８
本の入力線にそれぞれ接続されている。選択回路３３
は、複数のＰチャネルＭＯＳトランジスタ（以下、「Ｐ
ＭＯＳ」という）３３ａ，３３ｃ，３３ｅ，３３ｇ，３
３ｉ，３３ｋ，３３ｍ、及びＮチャネルＭＯＳトランジ
スタ（以下、「ＮＭＯＳ」という）３３ｂ，３３ｄ，３
３ｆ，３３ｈ，３３ｊ，３３ｌ，３３ｎによるスイッチ
回路で構成され、与えられる制御信号Ｓ１１，Ｓ１２，
Ｓ１３の組み合わせにより、１本の入力線を選択して出
力側に接続するものである。選択回路３３の出力側は、
ノードＮ１３に接続されている。ノードＮ１３と接地電
位ＧＮＤの間には、静電容量手段（例えば、キャパシ
タ）３４が接続されている。この抵抗手段３２とキャパ
シタ３４は、積分回路を構成しており、ノードＮ１３か
ら出力電圧Ｖｏが出力されるようになっている。

【００１３】また、この電圧制御回路３０は、選択回路
３３を制御するための選択制御手段（例えば、カウン
タ）３５を有しており、Ｄ／Ａ変換回路４等からの入力
電圧Ｖｉに同期して与えられるクロック信号ＣＫ、及び
リセット信号ＲＳＴに基づいて、順次カウントアップさ
れる制御信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３が出力されるよう
になっている。このような電圧制御回路３０において、
抵抗器３２ａ〜３２ｈの抵抗値Ｒ３２ａ〜Ｒ３２ｈ、及
びキャパシタ３４の容量値Ｃ３４は、入力電圧Ｖｉが第
１の電圧Ｖａ［Ｖ］から第２の電圧Ｖｂ［Ｖ］に変化し
たときに、出力電圧Ｖｏがほぼ正弦曲線（ＳＩＮ）状に
変化し、かつ、５秒で入力電圧Ｖｉの変化分（Ｖａ−Ｖ
ｂ）［Ｖ］の９９％の電圧変化が得られるように、次の
ような値に設定されている。 Ｒ３２ａ＝ １１ＭΩ Ｒ３２ｂ＝ ５ＭΩ Ｒ３２ｃ＝ １ＭΩ Ｒ３２ｄ＝ １ＭΩ Ｒ３２ｅ＝０．２ＭΩ Ｒ３２ｆ＝０．４ＭΩ Ｒ３２ｇ＝０．２ＭΩ Ｒ３２ｈ＝０．２ＭΩ Ｃ３４ ＝ １μＦ この電圧制御回路３０の動作は、基本的には図１の電圧
制御回路２０の動作と同様であるが、以下のような点が
異なっている。

【００１４】例えば、時刻０ｓにおいて、Ｄ／Ａ変換回
路４から与えられる入力電圧Ｖｉが０Ｖから１Ｖに階段
状に変化するとともに、リセット信号ＲＳＴが与えられ
ると、カウンタ３５から出力される制御信号Ｓ１１〜Ｓ
１３は、すべて“Ｌ”になる。これにより、選択回路３
３において、ＰＭＯＳ３３ａ，３３ｉ，３３ｍによる選
択経路がオン状態になり、ノードＮ１１，Ｎ１３間は、
抵抗器３２ａ〜３２ｈを介して接続される。従って、こ
の時のノードＮ１１，Ｎ１３間の抵抗値は、Ｒ３２ａ〜
３２ｈの合計、即ち１９ＭΩとなる。また、時刻０．６
２５ｓにおいて、クロック信号ＣＫによってカウンタ３
５がカウントアップして１となると、制御信号Ｓ１１，
Ｓ１２，Ｓ１３がそれぞれ“Ｈ”，“Ｌ”，“Ｌ”にな
る。これにより、選択回路３３のＮＭＯＳ３３ｂ及びＰ
ＭＯＳ３３ｉ，３３ｍによる選択経路がオン状態とな
り、ノードＮ１１，Ｎ１３間は、抵抗器３２ｂ〜３２ｈ
を介して接続される。従って、この時のノードＮ１１，
Ｎ１３間の抵抗値は、Ｒ３２ｂ〜３２ｈの合計、即ち８
ＭΩとなる。

【００１５】以下同様に、０．６２５ｓ毎にカウンタ３
５のカウント値が１ずつカウントアップされ、これに対
応する制御信号Ｓ１１〜Ｓ１３によって選択経路が切替
えられて、抵抗器３２ｈ等による合成抵抗がノードＮ１
１，Ｎ１３間に接続される。この時、ノードＮ１１，Ｎ
１３間に接続される合成抵抗の値は、図１の各抵抗器２
２ａ〜２２ｈの抵抗値Ｒ２２ａ〜Ｒ２２ｈと等しくなる
ように、抵抗器３２ａ〜３２ｈの抵抗値Ｒ３２ａ〜Ｒ３
２ｈが設定されている。従って、ノードＮ１３に出力さ
れる出力電圧Ｖｏは、図４に示すように、ほぼ正弦曲線
に近似される緩やかな曲線に従って上昇する。このよう
に、この第２の実施形態の電圧制御回路３０は、抵抗手
段３２とキャパシタ３４とによる積分回路の時定数ＴＣ
を、抵抗器３２ａ等の合成抵抗を切替えることによって
順次変化させている。これにより、第１の実施形態と同
様の利点を有する。更に、個々の抵抗器３２ａ〜３２ｈ
の抵抗値Ｒ３２ａ〜Ｒ３２ｈは、第１の実施形態に比べ
て小さくて良いので、比較的簡単に精度良く積分回路の
時定数ＴＣを設定することが可能になる。また、第１の
実施形態と同程度の抵抗値を使用するのであれば、キャ
パシタ３４の容量値Ｃ３４を小さくすることができる。

【００１６】なお、本発明は、上記実施形態に限定され
ず、種々の変形が可能である。この変形例としては、例
えば、次の（ａ）〜（ｊ）のようなものがある。 （ａ） 図１及び図５の電圧制御回路２０，３０は、デ
ィジタル制御によるＴＣＸＯにおいて、ＶＣＸＯの制御
電圧を生成するための電圧制御回路として用いられてい
るが、ＴＣＸＯに限定されず、例えば、パルスモータの
駆動用電圧等を制御する電圧制御回路としても用いるこ
とができる。これにより、パルスモータ等の円滑な駆動
を行うことが可能である。 （ｂ） 抵抗手段２２，３２において選択可能な抵抗値
Ｒ２２，Ｒ３２の数は、８個に限定されず、目的とする
出力信号Ｖｏの波形によって自由に決めることができ
る。数を多くすれば目的の波形に近付けることができる
が、回路規模が大きくなる。 （ｃ） 電圧制御回路２０，３０では、出力電圧Ｖｏが
正弦曲線状に変化するように抵抗値Ｒ２２，Ｒ３２を設
定しているが、正弦曲線に限定されず、例えば、Ｓ字曲
線等の滑らかな曲線に従って、出力電圧Ｖｏが変化する
ものであれば、同様の効果を得ることができる。 （ｄ） 抵抗手段２２，３２に直列に高周波成分を抑制
するためのインダクタンスを挿入しても良い。これによ
り、出力電圧Ｖｏ中に含まれる高周波成分が少なくな
り、より滑らかな変化を有する出力電圧Ｖｏを得ること
ができる。 （ｅ） キャパシタ２４，３４に代えて、演算増幅器等
を用いたアクティブフィルタによるキャパシタンスを用
いても良い。

【００１７】（ｆ） ノードＮ１，Ｎ１１へ入力電圧Ｖ
ｉを供給するために、ボルテージフォロワ回路を構成す
る演算増幅器２１，３１を使用しているが、入力電圧供
給側の出力インピーダンスが抵抗手段２２，３２のイン
ピーダンスに比べて十分小さければ、これらの演算増幅
器２１，３１を省略することができる。 （ｇ） 図１のスイッチ２３ａ〜２３ｈに対する制御信
号Ｓ１〜Ｓ８は、一定の時間間隔で出力されているが、
抵抗手段２２の抵抗値Ｒ２２ａ等に応じて、最適な時間
間隔で制御すれば良い。抵抗値Ｒ２２ａ等とこれに対応
する時間間隔の設定により、更に滑らかに変化する出力
電圧Ｖｏを得ることができる。また、図５の制御信号Ｓ
１１〜Ｓ１３についても同様である。 （ｈ） 図５では、抵抗器３２ａ，３２ｂ，…の接続箇
所を切替えてノードＮ１３に接続して、その抵抗値Ｒ３
２を切替えるようにしているが、抵抗器３２ａ，３２
ｂ，…を順次短絡するようにしても良い。これにより、
抵抗値Ｒ３２の切替え時に、ノードＮ１１，Ｎ１３間が
無接続状態になる恐れがなくなる。 （ｉ） 抵抗手段２２，３２の抵抗値Ｒ２２，Ｒ３２を
切替えて積分回路の時定数ＴＣを変化させるようにして
いるが、複数のキャパシタを用いて、これらのキャパシ
タを最初に全部並列に接続し、その後順次切り離すよう
にしても、同様の効果が得られる。 （ｊ） 図２中のＶＣＸＯ１０は、水晶発振子１１を用
いているが、セラミック発振子等の圧電発振子を用いて
も良い。

【００１８】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、第１の発明
によれば、階段状に変化する入力電圧が与えられる第１
のノードと出力側の第２のノードとの間の抵抗値を順番
に切替えるための抵抗手段と選択制御手段とを有してい
る。このため、抵抗値と静電容量手段による時定数が順
次切替えられ、出力電圧の変化を抑えることが可能にな
り、入力電圧の変化に対して電圧変化率の変化が緩和さ
れた出力電圧を出力することができる。第２の発明によ
れば、階段状に変化する入力電圧が与えられる第１のノ
ードと出力側の第２のノードとの間の抵抗値を大きい値
から小さい値に順次切替えるための抵抗手段と選択制御
手段とを有している。このため、初めに大きな抵抗値と
静電容量手段による大きな時定数で出力電圧の変化を抑
え、徐々に抵抗値を減少させて小さな時定数で最終的な
出力電圧に近付けることが可能になり、入力電圧の変化
に対して電圧変化率の変化が緩和された出力電圧を出力
することができる。第３の発明によれば、ＴＣＸＯにお
けるＶＣＸＯの制御電圧として、第１または第２の発明
による電圧制御回路によって電圧変化率が緩和された電
圧が与えられるので、周囲温度の変化による急激な周波
数変動を伴わずに、ほぼ一定の発振周波数を維持するＴ
ＣＸＯを得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態を示す電圧制御回路の
構成図である。

【図２】従来のＴＣＸＯの構成図である。

【図３】図２中のＬＰＦの回路図、及びその入出力波形
図である。

【図４】図１の動作を示す信号電圧波形図である。

【図５】本発明の第２の実施形態を示す電圧制御回路の
構成図である。

【符号の説明】

１ 温度センサ ２ Ａ／Ｄ変換器 ３ ＲＯＭ ４ Ｄ／Ａ変換回路 １０ ＶＣＸＯ ２０，３０ 電圧制御回路 ２１，３１ 演算増幅器 ２２，３２ 抵抗手段 ２２ａ〜２２ｈ，３２ａ〜３２ｈ 抵抗器 ２３ａ〜２３ｈ スイッチ ２４，３４ キャパシタ ２５ スイッチ制御回路 ３３ 選択回路 ３５ カウンタ Ｎ１，Ｎ２，Ｎ１１〜Ｎ１３ ノード Ｓ１〜Ｓ８，Ｓ１１〜Ｓ１３ 制御信号 Ｖｉ 入力電圧 Ｖｏ 出力電圧

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１の電圧から第２の電圧へ階段状に変
   化する入力電圧が与えられる第１のノードと、 複数の抵抗値を有し、逐次与えられる選択信号に従っ
   て、該複数の抵抗値の中から該選択信号に対応する抵抗
   値で第２のノードと前記第１のノードとの間を接続する
   抵抗手段と、 前記抵抗手段の複数の抵抗値の中から順番に抵抗値を選
   択するための前記選択信号を出力する選択制御手段と、 基準電圧と前記第２のノードとの間に接続され、前記抵
   抗手段を通して該第２のノードに与えられる電圧に対応
   する電荷を蓄積することにより、該第２のノードの電圧
   中に含まれる高周波成分を除去して、緩やかに変化する
   出力電圧を生成する静電容量手段とを、 備えたことを特徴とする電圧制御回路。
2. 【請求項２】 前記選択制御手段は、前記抵抗手段の複
   数の抵抗値の中から、最大のものから最小のものまで、
   その順番に従って順次選択するための前記選択信号を出
   力することを特徴とする請求項１記載の電圧制御回路。
3. 【請求項３】 周囲温度を検出して温度データを出力す
   る温度検出回路と、 前記温度データが与えられ予め定められた基準に従って
   該温度データに対応する発振周波数制御用の制御データ
   を出力する補正回路と、 前記制御データをそれに対応するアナログの入力電圧に
   変換するディジタル／アナログ変換回路と、 前記入力電圧が与えられ出力電圧を出力する請求項１ま
   たは２の電圧制御回路と、 前記出力電圧によって発振周波数が制御される圧電発振
   回路とを、 備えたことを特徴とする温度補償型圧電発振器。