JPH10284783A - パルス波形整形回路及び該回路による発光素子駆動回路 - Google Patents
パルス波形整形回路及び該回路による発光素子駆動回路Info
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- JPH10284783A JPH10284783A JP9093612A JP9361297A JPH10284783A JP H10284783 A JPH10284783 A JP H10284783A JP 9093612 A JP9093612 A JP 9093612A JP 9361297 A JP9361297 A JP 9361297A JP H10284783 A JPH10284783 A JP H10284783A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 パルス波形整形回路及び該回路による発光素
子駆動回路に関し、出力にオーバシュートやパターンジ
ッタの抑圧されたパルス信号が得られることを課題とす
る。 【解決手段】 入力のパルス信号を増幅するパルス増幅
回路と、入力のパルス信号のエッジに同期して所定のタ
イミングに微小パルス信号を生成する微小信号生成回路
とを備え、前記生成した微小パルス信号をパルス増幅回
路の出力のパルス信号に合成することによりパルス増幅
回路の出力のパルス信号に重畳するオーバシュート又は
アンダシュート成分を相殺する。更に、パルス増幅回路
の出力がハイインピーダンスとなった状態の出力電圧を
所定の電圧でクランプし、入力信号のデータパターンに
よらず該出力電圧の上昇（戻り）値を一定となし、これ
により出力信号のパターンジッタを抑制する。
子駆動回路に関し、出力にオーバシュートやパターンジ
ッタの抑圧されたパルス信号が得られることを課題とす
る。 【解決手段】 入力のパルス信号を増幅するパルス増幅
回路と、入力のパルス信号のエッジに同期して所定のタ
イミングに微小パルス信号を生成する微小信号生成回路
とを備え、前記生成した微小パルス信号をパルス増幅回
路の出力のパルス信号に合成することによりパルス増幅
回路の出力のパルス信号に重畳するオーバシュート又は
アンダシュート成分を相殺する。更に、パルス増幅回路
の出力がハイインピーダンスとなった状態の出力電圧を
所定の電圧でクランプし、入力信号のデータパターンに
よらず該出力電圧の上昇（戻り）値を一定となし、これ
により出力信号のパターンジッタを抑制する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はパルス波形整形回路
及び該回路による発光素子駆動回路に関し、更に詳しく
は入力のパルス信号を所要の電力及び波形のパルス信号
に増幅整形するパルス波形整形回路及び該回路による発
光素子駆動回路に関する。近年、光通信では大量情報の
伝達を目的としてレーザダイオード（ＬＤ）をＮＲＺ符
号によりパルス駆動するディジタル光通信が普及してい
る。この場合にＬＤでは閾値電流を超えた範囲では印加
した電流パルスに比例した光出力波形となるため、高品
質の光通信を行うには、矩形電流パルスに重畳するオー
バシュート（続くリンギング）成分やデータパターンの
相違に起因して生じるパターンジッタを十分に抑制する
必要がある。
及び該回路による発光素子駆動回路に関し、更に詳しく
は入力のパルス信号を所要の電力及び波形のパルス信号
に増幅整形するパルス波形整形回路及び該回路による発
光素子駆動回路に関する。近年、光通信では大量情報の
伝達を目的としてレーザダイオード（ＬＤ）をＮＲＺ符
号によりパルス駆動するディジタル光通信が普及してい
る。この場合にＬＤでは閾値電流を超えた範囲では印加
した電流パルスに比例した光出力波形となるため、高品
質の光通信を行うには、矩形電流パルスに重畳するオー
バシュート（続くリンギング）成分やデータパターンの
相違に起因して生じるパターンジッタを十分に抑制する
必要がある。
【０００２】
【従来の技術】図１０，図１１は従来技術を説明する図
（１），（２）で、図１０（Ａ）に従来の典型的なＬＤ
駆動回路の構成を示す。図において、ｎＭＯＳ−ＦＥＴ
のＴ１，Ｔ２は差動対（電流スイッチ）をなしており、
共通のソース側を定電流源Ｔ３（駆動電流Ｉp を生成)
に接続すると共に、Ｔ１のドレインには負荷抵抗ＲＬ、
かつＴ２のドレインにはＬＤを夫々接続している。入力
信号ＤＡＴＡはバッファ回路ＢＦにより平衡型の信号に
変換され、その反転信号がＴ１のゲートに、また正転信
号がＴ２のゲートに入力する。これによりＤＡＴＡ＝１
（ハイレベル）の時はＬＤが発光し、ＤＡＴＡ＝０（ロ
ーレベル）の時はＬＤが消灯する。
（１），（２）で、図１０（Ａ）に従来の典型的なＬＤ
駆動回路の構成を示す。図において、ｎＭＯＳ−ＦＥＴ
のＴ１，Ｔ２は差動対（電流スイッチ）をなしており、
共通のソース側を定電流源Ｔ３（駆動電流Ｉp を生成)
に接続すると共に、Ｔ１のドレインには負荷抵抗ＲＬ、
かつＴ２のドレインにはＬＤを夫々接続している。入力
信号ＤＡＴＡはバッファ回路ＢＦにより平衡型の信号に
変換され、その反転信号がＴ１のゲートに、また正転信
号がＴ２のゲートに入力する。これによりＤＡＴＡ＝１
（ハイレベル）の時はＬＤが発光し、ＤＡＴＡ＝０（ロ
ーレベル）の時はＬＤが消灯する。
【０００３】図１０（Ｂ）にＬＤの電流−光出力特性を
示す。ＬＤでは閾値電流Ｉth以上の電流を流した時にレ
ーザ光出力が得られ、その後は駆動電流Ｉp にほぼ比例
した光出力が得られる。またＬＤの光出力特性（特に閾
値電流Ｉth）には温度依存性があり、温度上昇に伴い特
性（Ｉth）から特性（Ｉth´）に推移する。そこ
で、温度変動によらず常に同一パワーの光出力を得るた
めに、同図（Ａ）のＴ４からなるバイアス電流制御回路
を設け、該Ｔ４は不図示の光出力モニタ回路（又はＬＤ
の動作温度検出回路）からフィードバックされる光出力
一定制御信号ＡＰＣに従って常時ＬＤに閾値電流Ｉth／
Ｉth´付近のバイアス電流Ｉb ／Ｉb ´を流す。
示す。ＬＤでは閾値電流Ｉth以上の電流を流した時にレ
ーザ光出力が得られ、その後は駆動電流Ｉp にほぼ比例
した光出力が得られる。またＬＤの光出力特性（特に閾
値電流Ｉth）には温度依存性があり、温度上昇に伴い特
性（Ｉth）から特性（Ｉth´）に推移する。そこ
で、温度変動によらず常に同一パワーの光出力を得るた
めに、同図（Ａ）のＴ４からなるバイアス電流制御回路
を設け、該Ｔ４は不図示の光出力モニタ回路（又はＬＤ
の動作温度検出回路）からフィードバックされる光出力
一定制御信号ＡＰＣに従って常時ＬＤに閾値電流Ｉth／
Ｉth´付近のバイアス電流Ｉb ／Ｉb ´を流す。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図１１は図１０（Ａ）
のＬＤ駆動回路の動作タイミングチャートである。入力
信号ＤＡＴＡが「０」から「１」に転じると、Ｔ２はＯ
ＦＦからＯＮに転じ、該Ｔ２のドレイン電圧（即ち、Ｌ
Ｄのカソード電圧波形）は急速にローレベルに転じる。
ところで、一般にこの種の回路では回路の実装状態に応
じてＴ２の出力回路には浮遊容量やインダクタンス成分
が存在するため、これらがドレイン電圧の急峻な立ち下
がりに刺激されてＬＤカソード電圧波形の低部には図示
の様なアンダシュート（及び続くリンギング）成分が発
生する。この内、通常問題となるのは振幅の大きな最初
のアンダシュートであり、この振幅が大きいと、ＬＤ駆
動電流Ｉp に大きなオーバシュート電流が流れ、これに
伴いＬＤの光出力信号にもオーバシュート成分が表れ
る。その結果、光出力信号のパルスマスク（パルス波形
を規定する枠）を満足できず、光出力信号の品質が劣化
する。
のＬＤ駆動回路の動作タイミングチャートである。入力
信号ＤＡＴＡが「０」から「１」に転じると、Ｔ２はＯ
ＦＦからＯＮに転じ、該Ｔ２のドレイン電圧（即ち、Ｌ
Ｄのカソード電圧波形）は急速にローレベルに転じる。
ところで、一般にこの種の回路では回路の実装状態に応
じてＴ２の出力回路には浮遊容量やインダクタンス成分
が存在するため、これらがドレイン電圧の急峻な立ち下
がりに刺激されてＬＤカソード電圧波形の低部には図示
の様なアンダシュート（及び続くリンギング）成分が発
生する。この内、通常問題となるのは振幅の大きな最初
のアンダシュートであり、この振幅が大きいと、ＬＤ駆
動電流Ｉp に大きなオーバシュート電流が流れ、これに
伴いＬＤの光出力信号にもオーバシュート成分が表れ
る。その結果、光出力信号のパルスマスク（パルス波形
を規定する枠）を満足できず、光出力信号の品質が劣化
する。
【０００５】従来は、図１０（Ａ）に示す如く、容量Ｃ
からなるハイパスフィルタ１をＬＤと並列に接続するこ
とにより、該ＬＤに流れるはずの高周波電流成分（即
ち、オーバシュート電流成分）を容量Ｃ側にバイパスし
ていた。しかし、この方法はデータ伝送速度（即ち、差
動対の電流スイッチング速度）がオーバシュート信号成
分に比較して十分に低速の場合は良いが、もし伝送速度
を高速化した場合は、ＬＤ駆動電流Ｉp の立ち上がり及
び立ち下がりの高周波電流成分までもが容量Ｃ側に流れ
てしまい、光出力パルス波形が鈍ると言う不都合があっ
た。
からなるハイパスフィルタ１をＬＤと並列に接続するこ
とにより、該ＬＤに流れるはずの高周波電流成分（即
ち、オーバシュート電流成分）を容量Ｃ側にバイパスし
ていた。しかし、この方法はデータ伝送速度（即ち、差
動対の電流スイッチング速度）がオーバシュート信号成
分に比較して十分に低速の場合は良いが、もし伝送速度
を高速化した場合は、ＬＤ駆動電流Ｉp の立ち上がり及
び立ち下がりの高周波電流成分までもが容量Ｃ側に流れ
てしまい、光出力パルス波形が鈍ると言う不都合があっ
た。
【０００６】また、一般にＬＤのインピーダンスは印加
電圧に応じて非線形に変化するものであり、このためＴ
２がＯＦＦした時のＬＤのカソード電圧波形は図示の如
く非線形に上昇する。即ち、ＬＤ消灯直後の未だインピ
ーダンスが小さい区間ではＬＤのカソード電圧は速やか
に上昇し、その後はＬＤのインピーダンス増加に伴いＬ
Ｄのカソード電圧は緩やかに上昇する。従来は、このこ
とが光出力信号におけるパターンジッタの原因となって
いた。
電圧に応じて非線形に変化するものであり、このためＴ
２がＯＦＦした時のＬＤのカソード電圧波形は図示の如
く非線形に上昇する。即ち、ＬＤ消灯直後の未だインピ
ーダンスが小さい区間ではＬＤのカソード電圧は速やか
に上昇し、その後はＬＤのインピーダンス増加に伴いＬ
Ｄのカソード電圧は緩やかに上昇する。従来は、このこ
とが光出力信号におけるパターンジッタの原因となって
いた。
【０００７】具体的に言うと、入力データの変化パター
ンが高速「１０１０１」の場合は、ＬＤのカソード電圧
波形はＤＡＴＡ＝０の区間が短いため高い電圧にまで上
昇する前に再度低レベルに駆動される。従って、この場
合のカソード電圧は比較的早めに所要値まで低下し、こ
の時の光出力パルスが得られるまでの遅延時間を△ｔ1
とする。一方、入力データの変化パターンが低速「１０
００１」の場合は、ＬＤのカソード電圧波形はＤＡＴＡ
＝０の区間が長いために高い電圧にまで上昇した後に再
度低レベルに駆動される。従って、この場合のカソード
電圧は上記よりも遅れて所要値に低下することとなり、
この時の光出力パルスが得られるまでの遅延時間は△ｔ
2 （＞△ｔ1 ）となる。
ンが高速「１０１０１」の場合は、ＬＤのカソード電圧
波形はＤＡＴＡ＝０の区間が短いため高い電圧にまで上
昇する前に再度低レベルに駆動される。従って、この場
合のカソード電圧は比較的早めに所要値まで低下し、こ
の時の光出力パルスが得られるまでの遅延時間を△ｔ1
とする。一方、入力データの変化パターンが低速「１０
００１」の場合は、ＬＤのカソード電圧波形はＤＡＴＡ
＝０の区間が長いために高い電圧にまで上昇した後に再
度低レベルに駆動される。従って、この場合のカソード
電圧は上記よりも遅れて所要値に低下することとなり、
この時の光出力パルスが得られるまでの遅延時間は△ｔ
2 （＞△ｔ1 ）となる。
【０００８】このように、従来は、入力データの変化パ
ターンに応じてＬＤのカソード電圧に生じる電位差△Ｖ
が光出力信号にパターンジッタを生じさせる原因となっ
ていた。なお、従来はバイアス電流制御回路Ｔ４を備え
るが、該回路Ｔ４はＬＤを常時閾値電流Ｉth付近にバイ
アスすることによりＬＤ本来の発振遅延（キャリア注入
からレーザ発振までの遅延時間）を一定にする作用は有
するものの、上記のパターンジッタを抑圧できるもので
はなかった。
ターンに応じてＬＤのカソード電圧に生じる電位差△Ｖ
が光出力信号にパターンジッタを生じさせる原因となっ
ていた。なお、従来はバイアス電流制御回路Ｔ４を備え
るが、該回路Ｔ４はＬＤを常時閾値電流Ｉth付近にバイ
アスすることによりＬＤ本来の発振遅延（キャリア注入
からレーザ発振までの遅延時間）を一定にする作用は有
するものの、上記のパターンジッタを抑圧できるもので
はなかった。
【０００９】本発明は上記従来技術の問題点に鑑み成さ
れたもので、その目的とする所は、出力にオーバシュー
ト（又はアンダシュート）やパターンジッタの十分に抑
圧されたパルス信号が得られるパルス波形整形回路及び
該回路による発光素子駆動回路を提供することにある。
れたもので、その目的とする所は、出力にオーバシュー
ト（又はアンダシュート）やパターンジッタの十分に抑
圧されたパルス信号が得られるパルス波形整形回路及び
該回路による発光素子駆動回路を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の課題は例えば図１
（Ａ）の構成により解決される。即ち、本発明（１）の
パルス波形整形回路は、入力のパルス信号を増幅するパ
ルス増幅回路と、前記入力のパルス信号のエッジに同期
して所定のタイミングに微小パルス信号を生成する微小
信号生成回路とを備え、前記生成した微小パルス信号を
前記パルス増幅回路の出力のパルス信号に合成すること
により、前記パルス増幅回路の出力のパルス信号に重畳
するオーバシュート成分又はアンダシュート成分を相殺
するものである。
（Ａ）の構成により解決される。即ち、本発明（１）の
パルス波形整形回路は、入力のパルス信号を増幅するパ
ルス増幅回路と、前記入力のパルス信号のエッジに同期
して所定のタイミングに微小パルス信号を生成する微小
信号生成回路とを備え、前記生成した微小パルス信号を
前記パルス増幅回路の出力のパルス信号に合成すること
により、前記パルス増幅回路の出力のパルス信号に重畳
するオーバシュート成分又はアンダシュート成分を相殺
するものである。
【００１１】なお、図１は一例を示すもので本発明はこ
れに限定されない。図１（Ｂ）において、パルス増幅回
路は入力のパルス信号を例えば反転増幅する。このパル
ス増幅回路には回路の実装状態に応じた浮遊容量やイン
ダクタンス成分が存在するため、このままでは出力の発
光素子駆動電圧波形の低部に図示のようなアンダシュー
ト成分が発生する。そこで、微小信号生成回路は前記入
力のパルス信号の立ち上がりエッジに同期して所定のタ
イミングに例えば正の微小パルス信号を生成し、かつこ
れをパルス増幅回路の出力に合成することで前記アンダ
シュート成分を相殺する。必要なら、前記アンダシュー
ト成分につづくリンギング成分を相殺することも同様に
考えられる。従って、本発明（１）によるパルス波形整
形回路の出力にはアンダシュート（又はオーバシュー
ト）成分の十分に抑圧されたパルス整形波形が得られ
る。
れに限定されない。図１（Ｂ）において、パルス増幅回
路は入力のパルス信号を例えば反転増幅する。このパル
ス増幅回路には回路の実装状態に応じた浮遊容量やイン
ダクタンス成分が存在するため、このままでは出力の発
光素子駆動電圧波形の低部に図示のようなアンダシュー
ト成分が発生する。そこで、微小信号生成回路は前記入
力のパルス信号の立ち上がりエッジに同期して所定のタ
イミングに例えば正の微小パルス信号を生成し、かつこ
れをパルス増幅回路の出力に合成することで前記アンダ
シュート成分を相殺する。必要なら、前記アンダシュー
ト成分につづくリンギング成分を相殺することも同様に
考えられる。従って、本発明（１）によるパルス波形整
形回路の出力にはアンダシュート（又はオーバシュー
ト）成分の十分に抑圧されたパルス整形波形が得られ
る。
【００１２】好ましくは、本発明（２）においては、上
記本発明（１）において、パルス増幅回路はパルス信号
の反転増幅回路からなり、かつ該パルス増幅回路の入力
と出力との間にパルス信号の微分回路を有する微小信号
生成回路を接続したものである。本発明（２）において
は、微小パルス信号は微分回路により容易に生成でき
る。この場合に、もし合成タイミングの合わせ込みが必
要な場合は遅延回路等を挿入すれば良い。
記本発明（１）において、パルス増幅回路はパルス信号
の反転増幅回路からなり、かつ該パルス増幅回路の入力
と出力との間にパルス信号の微分回路を有する微小信号
生成回路を接続したものである。本発明（２）において
は、微小パルス信号は微分回路により容易に生成でき
る。この場合に、もし合成タイミングの合わせ込みが必
要な場合は遅延回路等を挿入すれば良い。
【００１３】また好ましくは、本発明（３）において
は、上記本発明（１）において、パルス増幅回路は差動
対を有する電流スイッチ回路からなり、かつ該パルス増
幅回路の正転出力と反転出力との間にパルス信号の微分
回路を有する微小信号生成回路を接続したものである。
差動対からなるパルス増幅回路の正転出力と反転出力と
の間には互いにほぼ位相同期した正転信号と反転信号と
が得られる。その結果、一方の出力から他方（駆動段）
の出力信号を整形するための微小パルス信号を簡単な微
分回路等により容易に生成できる。
は、上記本発明（１）において、パルス増幅回路は差動
対を有する電流スイッチ回路からなり、かつ該パルス増
幅回路の正転出力と反転出力との間にパルス信号の微分
回路を有する微小信号生成回路を接続したものである。
差動対からなるパルス増幅回路の正転出力と反転出力と
の間には互いにほぼ位相同期した正転信号と反転信号と
が得られる。その結果、一方の出力から他方（駆動段）
の出力信号を整形するための微小パルス信号を簡単な微
分回路等により容易に生成できる。
【００１４】また本発明（４）の発光素子駆動回路は、
上記本発明（１）のパルス波形整形回路と、前記パルス
波形整形回路のパルス増幅回路の出力により駆動される
発光素子と、前記パルス増幅回路の出力がハイインピー
ダンスとなった状態の出力電圧を所定の電圧でクランプ
するクランプ回路とを備えるものである。図１（Ｂ）に
おいて、一般にＬＤ等の発光素子のインピーダンスは印
加電圧に応じて変化する非線形性を有しており、非発光
駆動時のパルス増幅回路の出力電圧（発光素子カソード
電圧）は図示の如く時間経過と共に緩やかに上昇する。
このため、入力のパルス信号の信号パターンが高速「１
０１０１」の場合と低速「１０００１」の場合とで、Ｌ
Ｄが次に発光駆動される際の上昇（戻り）電圧に差分△
Ｖが生じ、これが光出力信号における所謂パターンジッ
タの原因となっていた。
上記本発明（１）のパルス波形整形回路と、前記パルス
波形整形回路のパルス増幅回路の出力により駆動される
発光素子と、前記パルス増幅回路の出力がハイインピー
ダンスとなった状態の出力電圧を所定の電圧でクランプ
するクランプ回路とを備えるものである。図１（Ｂ）に
おいて、一般にＬＤ等の発光素子のインピーダンスは印
加電圧に応じて変化する非線形性を有しており、非発光
駆動時のパルス増幅回路の出力電圧（発光素子カソード
電圧）は図示の如く時間経過と共に緩やかに上昇する。
このため、入力のパルス信号の信号パターンが高速「１
０１０１」の場合と低速「１０００１」の場合とで、Ｌ
Ｄが次に発光駆動される際の上昇（戻り）電圧に差分△
Ｖが生じ、これが光出力信号における所謂パターンジッ
タの原因となっていた。
【００１５】この点、本発明（４）によれば、クランプ
回路はパルス増幅回路の出力がハイインピーダンスとな
った状態の出力電圧（戻り電圧）を所定の電圧ＣＬでク
ランプするので、入力の信号パターンの高速／低速によ
らずその戻り電圧は、好ましくは一定のＣＬとなり、こ
れにより光出力信号のパターンジッタを十分に抑制でき
る。
回路はパルス増幅回路の出力がハイインピーダンスとな
った状態の出力電圧（戻り電圧）を所定の電圧ＣＬでク
ランプするので、入力の信号パターンの高速／低速によ
らずその戻り電圧は、好ましくは一定のＣＬとなり、こ
れにより光出力信号のパターンジッタを十分に抑制でき
る。
【００１６】また本発明（５）のパルス波形整形回路
は、入力のパルス信号を増幅するパルス増幅回路と、前
記パルス増幅回路の出力がハイインピーダンスとなった
状態の出力電圧を所定の電圧でクランプするクランプ回
路とを備えるものである。本発明（５）によれば、出力
信号のパターンジッタを十分に抑制することで良好なパ
ルス整形波形が得られる。
は、入力のパルス信号を増幅するパルス増幅回路と、前
記パルス増幅回路の出力がハイインピーダンスとなった
状態の出力電圧を所定の電圧でクランプするクランプ回
路とを備えるものである。本発明（５）によれば、出力
信号のパターンジッタを十分に抑制することで良好なパ
ルス整形波形が得られる。
【００１７】好ましくは、本発明（６）においては、上
記本発明（５）において、パルス増幅回路は差動対を有
する電流スイッチ回路からなり、かつ該パルス増幅回路
の正転出力と反転出力との間に一方の出力のレベルで他
方の出力のレベルをクランプ可能なレベルシフト回路を
接続したものである。差動対からなるパルス増幅回路の
正転出力と反転出力との間には互いにほぼ位相同期した
正転信号と反転信号とが得られる。その結果、一方の出
力から他方（駆動段）の出力信号を整形（レベルクラン
プ）するためのクランプレベルを簡単なレベルシフト回
路により容易に生成できる。
記本発明（５）において、パルス増幅回路は差動対を有
する電流スイッチ回路からなり、かつ該パルス増幅回路
の正転出力と反転出力との間に一方の出力のレベルで他
方の出力のレベルをクランプ可能なレベルシフト回路を
接続したものである。差動対からなるパルス増幅回路の
正転出力と反転出力との間には互いにほぼ位相同期した
正転信号と反転信号とが得られる。その結果、一方の出
力から他方（駆動段）の出力信号を整形（レベルクラン
プ）するためのクランプレベルを簡単なレベルシフト回
路により容易に生成できる。
【００１８】また本発明（７）の発光素子駆動回路は、
上記本発明（５）に記載のパルス波形整形回路と、前記
パルス波形整形回路のパルス増幅回路の出力により駆動
される発光素子とを備えるものである。上記本発明
（５）のパルス波形整形回路によるパターンジッタの十
分に抑制された出力信号で発光素子を駆動すれば高品質
の光信号を送信できる。
上記本発明（５）に記載のパルス波形整形回路と、前記
パルス波形整形回路のパルス増幅回路の出力により駆動
される発光素子とを備えるものである。上記本発明
（５）のパルス波形整形回路によるパターンジッタの十
分に抑制された出力信号で発光素子を駆動すれば高品質
の光信号を送信できる。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、添付図面に従って本発明に
好適なる複数の実施の形態を詳細に説明する。なお、全
図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとす
る。図２は第１の実施の形態によるＬＤ駆動回路の構成
を示す図で、ＬＤ駆動回路が単一のスイッチングトラン
ジスタＴ１を備えると共に、該Ｔ１の出力に表れるパル
ス駆動電流Ｉp のオーバシュート成分を相殺する場合を
示している。
好適なる複数の実施の形態を詳細に説明する。なお、全
図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとす
る。図２は第１の実施の形態によるＬＤ駆動回路の構成
を示す図で、ＬＤ駆動回路が単一のスイッチングトラン
ジスタＴ１を備えると共に、該Ｔ１の出力に表れるパル
ス駆動電流Ｉp のオーバシュート成分を相殺する場合を
示している。
【００２０】図において、２は微分回路、３は遅延回路
である。ｎＭＯＳ−ＦＥＴのＴ１のソース側を定電流源
Ｔ３（駆動電流Ｉp を生成) に接続し、かつ該Ｔ１のド
レイン側をＬＤに接続している。係る構成ではＤＡＴＡ
＝１の時にＬＤが発光し、ＤＡＴＡ＝０の時にＬＤが消
灯する。また、バイアス電流制御回路の一部をなすＴ４
は、動作温度によらずＬＤに常に同一パワーの光出力を
得るために、入力の光出力一定制御信号ＡＰＣに従って
常時ＬＤに閾値電流Ｉth付近のバイアス電流Ｉb を流
す。
である。ｎＭＯＳ−ＦＥＴのＴ１のソース側を定電流源
Ｔ３（駆動電流Ｉp を生成) に接続し、かつ該Ｔ１のド
レイン側をＬＤに接続している。係る構成ではＤＡＴＡ
＝１の時にＬＤが発光し、ＤＡＴＡ＝０の時にＬＤが消
灯する。また、バイアス電流制御回路の一部をなすＴ４
は、動作温度によらずＬＤに常に同一パワーの光出力を
得るために、入力の光出力一定制御信号ＡＰＣに従って
常時ＬＤに閾値電流Ｉth付近のバイアス電流Ｉb を流
す。
【００２１】一例の微分回路２は、例えば容量Ｃから成
り、該容量Ｃはデータ信号が入力するＴ１のゲート端子
と、その反転出力信号が得られるドレイン端子との間に
接続されている。図３は第１の実施の形態によるＬＤ駆
動回路の動作タイミングチャートで、入力信号ＤＡＴＡ
の変化パターンが高速「１０１０１」の場合を示してい
る。なお、ＬＤ駆動電流のオーバシュート成分を相殺す
ることに関してはＤＡＴＡの変化パターンが低速「１０
００１」の場合も同様である。
り、該容量Ｃはデータ信号が入力するＴ１のゲート端子
と、その反転出力信号が得られるドレイン端子との間に
接続されている。図３は第１の実施の形態によるＬＤ駆
動回路の動作タイミングチャートで、入力信号ＤＡＴＡ
の変化パターンが高速「１０１０１」の場合を示してい
る。なお、ＬＤ駆動電流のオーバシュート成分を相殺す
ることに関してはＤＡＴＡの変化パターンが低速「１０
００１」の場合も同様である。
【００２２】図において、入力信号ＤＡＴＡが「０」か
ら「１」に転じると、Ｔ１はＯＦＦからＯＮに転じ、該
Ｔ１のドレイン電圧（ＬＤカソード電圧波形）は急速に
ローレベルに転じる。この場合に回路の実装状態に応じ
てＴ１の出力回路に浮遊容量やインダクタンス成分が存
在すると、これらによる共振回路が上記ドレイン電圧の
急速な立ち下がりにより刺激されて振動を起こし、これ
がＬＤカソード電圧波形の低部に図示のようなアンダシ
ュート（及び続くリンギング）成分を重畳させる。この
内、通常問題となるのは、振幅の大きな最初のアンダシ
ュートであり、この振幅が大きいと、ＬＤ駆動電流Ｉp
に大きなオーバシュート成分が表れ、これに伴いＬＤの
光出力にもオーバシュートが表れる。その結果、光出力
信号のパルスマスク（パルス波形の規定枠）を満足でき
ず、光送信の品質が劣化してしまう。
ら「１」に転じると、Ｔ１はＯＦＦからＯＮに転じ、該
Ｔ１のドレイン電圧（ＬＤカソード電圧波形）は急速に
ローレベルに転じる。この場合に回路の実装状態に応じ
てＴ１の出力回路に浮遊容量やインダクタンス成分が存
在すると、これらによる共振回路が上記ドレイン電圧の
急速な立ち下がりにより刺激されて振動を起こし、これ
がＬＤカソード電圧波形の低部に図示のようなアンダシ
ュート（及び続くリンギング）成分を重畳させる。この
内、通常問題となるのは、振幅の大きな最初のアンダシ
ュートであり、この振幅が大きいと、ＬＤ駆動電流Ｉp
に大きなオーバシュート成分が表れ、これに伴いＬＤの
光出力にもオーバシュートが表れる。その結果、光出力
信号のパルスマスク（パルス波形の規定枠）を満足でき
ず、光送信の品質が劣化してしまう。
【００２３】しかし、本第１の実施の形態によれば、Ｄ
ＡＴＡ＝０の時は、Ｔ１はＯＦＦしており、この区間に
微分回路２の容量Ｃには図示の極性の電荷が蓄積され
る。次にＤＡＴＡ＝１になると、Ｔ１はＯＮに転じ、こ
れによりＬＤのカソード電圧波形は急速にローレベルに
転じて所定のタイミングに最初のアンダシュート成分が
発生しようとするが、このタイミングに微分回路２の出
力の微分波形の正のピークを合わせ込むことで上記アン
ダシュート成分を相殺する。これをＬＤ駆動電流Ｉp で
言うと、Ｔ１がＬＤよりオーバシュート電流成分を引き
込むタイミングに容量Ｃからこれに対応する大きさの微
分電流Ｉd を供給することで、ＬＤ駆動電流Ｉp のオー
バシュート成分を相殺する。微分電流Ｉd の大きさは容
量Ｃの大きさにより決定可能である。
ＡＴＡ＝０の時は、Ｔ１はＯＦＦしており、この区間に
微分回路２の容量Ｃには図示の極性の電荷が蓄積され
る。次にＤＡＴＡ＝１になると、Ｔ１はＯＮに転じ、こ
れによりＬＤのカソード電圧波形は急速にローレベルに
転じて所定のタイミングに最初のアンダシュート成分が
発生しようとするが、このタイミングに微分回路２の出
力の微分波形の正のピークを合わせ込むことで上記アン
ダシュート成分を相殺する。これをＬＤ駆動電流Ｉp で
言うと、Ｔ１がＬＤよりオーバシュート電流成分を引き
込むタイミングに容量Ｃからこれに対応する大きさの微
分電流Ｉd を供給することで、ＬＤ駆動電流Ｉp のオー
バシュート成分を相殺する。微分電流Ｉd の大きさは容
量Ｃの大きさにより決定可能である。
【００２４】従って、この場合のＬＤ駆動電流Ｉp はオ
ーバシュート成分の十分に抑制された矩形パルス電流と
なり、よってＬＤからはパルスマスクを満足できる高品
質の光出力信号が得られる。なお、上記微分波形のピー
クをＬＤカソード電圧波形のアンダシュート成分に合わ
せ込む場合に、もし必要なら遅延回路（ＤＬ）３を挿入
する。この遅延回路３は、遅延時間が比較的大きい場合
は１又は２以上のゲート回路を直列接続することで実現
でき、また遅延時間が小さい場合は単に配線長を調整す
ることで容易に実現できる。
ーバシュート成分の十分に抑制された矩形パルス電流と
なり、よってＬＤからはパルスマスクを満足できる高品
質の光出力信号が得られる。なお、上記微分波形のピー
クをＬＤカソード電圧波形のアンダシュート成分に合わ
せ込む場合に、もし必要なら遅延回路（ＤＬ）３を挿入
する。この遅延回路３は、遅延時間が比較的大きい場合
は１又は２以上のゲート回路を直列接続することで実現
でき、また遅延時間が小さい場合は単に配線長を調整す
ることで容易に実現できる。
【００２５】また、ＬＤ駆動電流Ｉp につき、上記オー
バシュート成分に続くリンギング成分（例えば第２のオ
ーバシュート成分）をも相殺したい場合には、上記同様
の微分回路２と、異なる遅延時間の遅延回路３とからな
る直列回路を上記と並列に設け、かつ第２のオーバシュ
ート成分の相殺タイミングと該オーバシュート成分の打
ち消し補償量とを合わせ込めば良い。
バシュート成分に続くリンギング成分（例えば第２のオ
ーバシュート成分）をも相殺したい場合には、上記同様
の微分回路２と、異なる遅延時間の遅延回路３とからな
る直列回路を上記と並列に設け、かつ第２のオーバシュ
ート成分の相殺タイミングと該オーバシュート成分の打
ち消し補償量とを合わせ込めば良い。
【００２６】この点は、ＬＤ駆動電流Ｉp につき、上記
第１，第２のオーバシュート成分の間に発生するボイド
成分（リンギング成分中の第１のボトム成分）を相殺し
たい場合も同様である。但し、この場合はＬＤ駆動電流
Ｉp の不足分（ボイド成分）を微分回路側に引き込むた
め、この微分回路は入力信号ＤＡＴＡの反転信号により
駆動される。
第１，第２のオーバシュート成分の間に発生するボイド
成分（リンギング成分中の第１のボトム成分）を相殺し
たい場合も同様である。但し、この場合はＬＤ駆動電流
Ｉp の不足分（ボイド成分）を微分回路側に引き込むた
め、この微分回路は入力信号ＤＡＴＡの反転信号により
駆動される。
【００２７】また、微分波形として、もし正極性のもの
だけを取り出したい場合は、図２の点線ブロックで示す
如く、容量ＣとＬＤカのソードとの間にダイオードＤを
挿入し、かつ該ダイオードＤのアノード側を抵抗Ｒを介
して＋ＶDDによりバイアスすれば良い。負極性のものだ
けを取り出したい場合も同様に考えられる。また、微分
回路（ハイパスフィルタ）２も様々に構成できる。
だけを取り出したい場合は、図２の点線ブロックで示す
如く、容量ＣとＬＤカのソードとの間にダイオードＤを
挿入し、かつ該ダイオードＤのアノード側を抵抗Ｒを介
して＋ＶDDによりバイアスすれば良い。負極性のものだ
けを取り出したい場合も同様に考えられる。また、微分
回路（ハイパスフィルタ）２も様々に構成できる。
【００２８】以上、この第１の実施の形態につき述べた
様々な変形例は以下の各実施の形態にも適用可能なもの
である。図４は第２の実施の形態によるＬＤ駆動回路の
構成を示す図で、ＬＤ駆動回路がＴ１，Ｔ２よりなる差
動対（電流スイッチ）を備えると共に、該Ｔ２の出力に
表れるパルス駆動電流Ｉp のオーバシュート成分を相殺
する場合を示している。
様々な変形例は以下の各実施の形態にも適用可能なもの
である。図４は第２の実施の形態によるＬＤ駆動回路の
構成を示す図で、ＬＤ駆動回路がＴ１，Ｔ２よりなる差
動対（電流スイッチ）を備えると共に、該Ｔ２の出力に
表れるパルス駆動電流Ｉp のオーバシュート成分を相殺
する場合を示している。
【００２９】ＬＤ駆動回路の基本的な構成は図１０
（Ａ）と同様で良い。但し、本第２の実施の形態では、
差動対をなすＴ１とＴ２のドレイン間に例えば容量Ｃか
らなる微分回路２を設けている。差動対をなすＴ１，Ｔ
２の各ドレイン電圧は位相がπだけ反転しているので、
両端子間に微分回路２を設けることで、ＬＤ駆動電流Ｉ
p のオーバシュート成分を有効に抑圧できる。
（Ａ）と同様で良い。但し、本第２の実施の形態では、
差動対をなすＴ１とＴ２のドレイン間に例えば容量Ｃか
らなる微分回路２を設けている。差動対をなすＴ１，Ｔ
２の各ドレイン電圧は位相がπだけ反転しているので、
両端子間に微分回路２を設けることで、ＬＤ駆動電流Ｉ
p のオーバシュート成分を有効に抑圧できる。
【００３０】図５は第２の実施の形態によるＬＤ駆動回
路の動作タイミングチャートで、入力信号ＤＡＴＡの変
化パターンが高速「１０１０１」の場合を示している。
なお、ＬＤ駆動電流のオーバシュート成分を相殺するこ
とに関してはＤＡＴＡの変化パターンが低速「１０００
１」の場合も同様である。図において、Ｔ１のドレイン
は抵抗負荷ＲＬに接続するため、そのＲＬ端子電圧波形
には立ち上がり立ち下がり共に比較的急峻なエッジのパ
ルス信号が得られる。従って、このＲＬ端子電圧波形か
ら良好な微分波形を容易に生成できる。しかも、このＲ
Ｌ端子電圧波形には、ＬＤに対するカソード電圧波形と
同様の条件で、既にバッファ回路ＢＦやＴ１による遅延
が折り込まれているので、上記図２で述べた様な別段の
遅延回路３を設けなくても、オーバシュート成分を相殺
するためのタイミングの合わせ込みが比較的容易に得ら
れる。
路の動作タイミングチャートで、入力信号ＤＡＴＡの変
化パターンが高速「１０１０１」の場合を示している。
なお、ＬＤ駆動電流のオーバシュート成分を相殺するこ
とに関してはＤＡＴＡの変化パターンが低速「１０００
１」の場合も同様である。図において、Ｔ１のドレイン
は抵抗負荷ＲＬに接続するため、そのＲＬ端子電圧波形
には立ち上がり立ち下がり共に比較的急峻なエッジのパ
ルス信号が得られる。従って、このＲＬ端子電圧波形か
ら良好な微分波形を容易に生成できる。しかも、このＲ
Ｌ端子電圧波形には、ＬＤに対するカソード電圧波形と
同様の条件で、既にバッファ回路ＢＦやＴ１による遅延
が折り込まれているので、上記図２で述べた様な別段の
遅延回路３を設けなくても、オーバシュート成分を相殺
するためのタイミングの合わせ込みが比較的容易に得ら
れる。
【００３１】図６は第３の実施の形態によるＬＤ駆動回
路の構成を示す図で、上記第１の実施の形態の構成に加
え、更に光出力信号のパターンジッタを抑制する場合を
示している。ＬＤ駆動回路の基本的な構成は上記図２と
同様で良い。但し、本第３の実施の形態では、スイッチ
ングトランジスタＴ１のドレインに例えば抵抗ＲＢとツ
ェナダイオードＺＤとの直列回路よりなる電圧クランプ
回路４を設けている。
路の構成を示す図で、上記第１の実施の形態の構成に加
え、更に光出力信号のパターンジッタを抑制する場合を
示している。ＬＤ駆動回路の基本的な構成は上記図２と
同様で良い。但し、本第３の実施の形態では、スイッチ
ングトランジスタＴ１のドレインに例えば抵抗ＲＢとツ
ェナダイオードＺＤとの直列回路よりなる電圧クランプ
回路４を設けている。
【００３２】図７は第３の実施の形態によるＬＤ駆動回
路の動作タイミングチャートで、入力信号ＤＡＴＡの変
化パターンが低速「１０００１」の場合を示している。
なお、ＤＡＴＡの変化パターンが高速「１０１０１」の
場合のＬＤカソード電圧波形を図の点線で示してある。
図において、ＤＡＴＡ＝０が１区間以上続くと、ＬＤの
カソード電圧波形は、ＤＡＴＡの変化パターンが高速
「１０１０１」の場合の戻り電圧（例えば４．３Ｖ）よ
りも更に上昇して＋ＶDD（例えば＋５Ｖ）に近づこうと
する。
路の動作タイミングチャートで、入力信号ＤＡＴＡの変
化パターンが低速「１０００１」の場合を示している。
なお、ＤＡＴＡの変化パターンが高速「１０１０１」の
場合のＬＤカソード電圧波形を図の点線で示してある。
図において、ＤＡＴＡ＝０が１区間以上続くと、ＬＤの
カソード電圧波形は、ＤＡＴＡの変化パターンが高速
「１０１０１」の場合の戻り電圧（例えば４．３Ｖ）よ
りも更に上昇して＋ＶDD（例えば＋５Ｖ）に近づこうと
する。
【００３３】しかし、本第３の実施の形態によれば、Ｌ
Ｄのカソード電圧が所定のクランプレベルＣＬ（例えば
４．３Ｖ）よりも高く上昇しようとすると、該電圧は抵
抗ＲＢでバイアスされたツェナダイオードＺＤにより該
クランプレベルＣＬにクランプされるため、それ以上に
は上昇できない。従って、図のｔ１のタイミングでは、
従来、入力信号の変化パターンにより生じていた様な電
位差△Ｖは生じておらず、よって続くＤＡＴＡ＝１のタ
イミングにはカソード電圧波形の立ち下がりの遅れは生
じない。従って、光出力信号のパターンジッタを十分に
抑制できる。
Ｄのカソード電圧が所定のクランプレベルＣＬ（例えば
４．３Ｖ）よりも高く上昇しようとすると、該電圧は抵
抗ＲＢでバイアスされたツェナダイオードＺＤにより該
クランプレベルＣＬにクランプされるため、それ以上に
は上昇できない。従って、図のｔ１のタイミングでは、
従来、入力信号の変化パターンにより生じていた様な電
位差△Ｖは生じておらず、よって続くＤＡＴＡ＝１のタ
イミングにはカソード電圧波形の立ち下がりの遅れは生
じない。従って、光出力信号のパターンジッタを十分に
抑制できる。
【００３４】図８は第４の実施の形態によるＬＤ駆動回
路の構成を示す図で、上記第２の実施の形態の構成に加
え、更に光出力信号のパターンジッタを抑制する場合を
示している。ＬＤ駆動回路の基本的な構成は上記図４と
同様で良い。但し、本第４の実施の形態では、差動対を
なすＴ１とＴ２の各ドレイン間に図示の如く例えばダイ
オードＤからなるクランプ回路５を設けている。なお、
このクランプ回路５は抵抗ＲＬの端子電圧を所定レベル
上昇させるレベルシフト回路と考えても良い。
路の構成を示す図で、上記第２の実施の形態の構成に加
え、更に光出力信号のパターンジッタを抑制する場合を
示している。ＬＤ駆動回路の基本的な構成は上記図４と
同様で良い。但し、本第４の実施の形態では、差動対を
なすＴ１とＴ２の各ドレイン間に図示の如く例えばダイ
オードＤからなるクランプ回路５を設けている。なお、
このクランプ回路５は抵抗ＲＬの端子電圧を所定レベル
上昇させるレベルシフト回路と考えても良い。
【００３５】差動対をなすＴ１，Ｔ２の各ドレイン電圧
は位相がπだけ反転しているので、両端子間にクランプ
回路５を設けることで、ＲＬの端子電圧によりＬＤのカ
ソード電圧を有効にクランプできる。図９は第４の実施
の形態によるＬＤ駆動回路の動作タイミングチャート
で、入力信号ＤＡＴＡの変化パターンが低速「１０００
１」の場合を示している。なお、ＤＡＴＡの変化パター
ンが高速「１０１０１」の場合のＬＤカソード電圧波形
を図の点線で示してある。
は位相がπだけ反転しているので、両端子間にクランプ
回路５を設けることで、ＲＬの端子電圧によりＬＤのカ
ソード電圧を有効にクランプできる。図９は第４の実施
の形態によるＬＤ駆動回路の動作タイミングチャート
で、入力信号ＤＡＴＡの変化パターンが低速「１０００
１」の場合を示している。なお、ＤＡＴＡの変化パター
ンが高速「１０１０１」の場合のＬＤカソード電圧波形
を図の点線で示してある。
【００３６】入力信号のＤＡＴＡ＝１の時はＴ１はＯＦ
Ｆし、Ｔ２はＯＮしている。この状態ではダイオードＤ
はバックバイアスされ、クランプ動作は行わない。次に
ＤＡＴＡ＝０になると、Ｔ１はＯＮし、Ｔ２はＯＦＦに
なる。これにより、ダイオードＤのカソード電圧は（Ｖ
DD−Ｉp ＲＬ）にまで低下し、一方ＬＤのカソード電圧
は＋ＶDDに向かって非直線的に上昇する。しかし、この
ＬＤのカソード電圧が所定の電圧ＣＬを越えようとする
と、該電圧はダイオードＤによりクランプされ、それ以
上は上昇できない。このクランプ電圧レベルＣＬは、好
ましくはＤＡＴＡの変化パターンが高速「１０１０１」
の場合のＬＤカソード電圧の戻り電圧（例えば４．３
Ｖ）と等しく選ぶ。これはＬＤを発光させない十分に高
い電圧でもある。この場合に、もし必要ならこのクラン
プ電圧レベルＣＬを調整するために、複数のダイオード
Ｄを直列に接続しても良い。
Ｆし、Ｔ２はＯＮしている。この状態ではダイオードＤ
はバックバイアスされ、クランプ動作は行わない。次に
ＤＡＴＡ＝０になると、Ｔ１はＯＮし、Ｔ２はＯＦＦに
なる。これにより、ダイオードＤのカソード電圧は（Ｖ
DD−Ｉp ＲＬ）にまで低下し、一方ＬＤのカソード電圧
は＋ＶDDに向かって非直線的に上昇する。しかし、この
ＬＤのカソード電圧が所定の電圧ＣＬを越えようとする
と、該電圧はダイオードＤによりクランプされ、それ以
上は上昇できない。このクランプ電圧レベルＣＬは、好
ましくはＤＡＴＡの変化パターンが高速「１０１０１」
の場合のＬＤカソード電圧の戻り電圧（例えば４．３
Ｖ）と等しく選ぶ。これはＬＤを発光させない十分に高
い電圧でもある。この場合に、もし必要ならこのクラン
プ電圧レベルＣＬを調整するために、複数のダイオード
Ｄを直列に接続しても良い。
【００３７】なお、図８の構成のクランプ回路５に代え
て、図６のクランプ回路４を設けても良い。またクラン
プ（レベルシフト）回路５、クランプ回路４は他にも様
々に構成できる。また、上記各実施の形態ではＬＤ駆動
回路をｎＭＯＳ−ＦＥＴで構成したが、これに限らな
い。他のＦＥＴ（ｐＭＯＳ−ＦＥＴ，ジャンクションＦ
ＥＴ等）やバイポーラトランジスタで構成する場合も本
発明を適用できることは言うまでも無い。
て、図６のクランプ回路４を設けても良い。またクラン
プ（レベルシフト）回路５、クランプ回路４は他にも様
々に構成できる。また、上記各実施の形態ではＬＤ駆動
回路をｎＭＯＳ−ＦＥＴで構成したが、これに限らな
い。他のＦＥＴ（ｐＭＯＳ−ＦＥＴ，ジャンクションＦ
ＥＴ等）やバイポーラトランジスタで構成する場合も本
発明を適用できることは言うまでも無い。
【００３８】また、上記各実施の形態ではパルス波形整
形回路のＬＤ駆動回路への適用例を述べたが、本発明に
よるパルス波形整形回路は、その出力にオーバシュート
（又はアンダシュート）やパターンジッタの十分に抑制
されたより一般的なパルス整形波形を生成するパルス波
形整形回路として用い得る。また、上記各実施の形態で
はＬＤ駆動回路への適用例を述べたが、本発明によるパ
ルス波形整形回路は発光ダイオード（ＬＥＤ）の駆動に
も適用できる。但し、ＬＥＤでは最初から注入電流にほ
ぼ比例した光出力が得られるので、閾値電流Ｉth付近に
バイアスするためのＴ４の構成は必要無い。
形回路のＬＤ駆動回路への適用例を述べたが、本発明に
よるパルス波形整形回路は、その出力にオーバシュート
（又はアンダシュート）やパターンジッタの十分に抑制
されたより一般的なパルス整形波形を生成するパルス波
形整形回路として用い得る。また、上記各実施の形態で
はＬＤ駆動回路への適用例を述べたが、本発明によるパ
ルス波形整形回路は発光ダイオード（ＬＥＤ）の駆動に
も適用できる。但し、ＬＥＤでは最初から注入電流にほ
ぼ比例した光出力が得られるので、閾値電流Ｉth付近に
バイアスするためのＴ４の構成は必要無い。
【００３９】また、上記本発明に好適なる複数の実施の
形態を述べたが、本発明思想を逸脱しない範囲内で、各
部の構成、制御、及びこれらの組合せの様々な変更が行
えることは言うまでも無い。
形態を述べたが、本発明思想を逸脱しない範囲内で、各
部の構成、制御、及びこれらの組合せの様々な変更が行
えることは言うまでも無い。
【００４０】
【発明の効果】以上述べた如く本発明によれば、入力信
号に同期して生成した微小パルス信号をパルス増幅回路
の出力に合成することでオーバシュート（又はアンダシ
ュート）成分の十分に抑制されたパルス整形波形が得ら
れ、またパルス増幅回路の出力がハイインピーダンスと
なった状態の出力電圧を所定の電圧でクランプすること
により、パターンジッタの十分に抑制されたパルス整形
波形が得られる。
号に同期して生成した微小パルス信号をパルス増幅回路
の出力に合成することでオーバシュート（又はアンダシ
ュート）成分の十分に抑制されたパルス整形波形が得ら
れ、またパルス増幅回路の出力がハイインピーダンスと
なった状態の出力電圧を所定の電圧でクランプすること
により、パターンジッタの十分に抑制されたパルス整形
波形が得られる。
【図１】本発明の原理を説明する図である。
【図２】第１の実施の形態によるＬＤ駆動回路の構成を
示す図である。
示す図である。
【図３】第１の実施の形態によるＬＤ駆動回路の動作タ
イミングチャートである。
イミングチャートである。
【図４】第２の実施の形態によるＬＤ駆動回路の構成を
示す図である。
示す図である。
【図５】第２の実施の形態によるＬＤ駆動回路の動作タ
イミングチャートである。
イミングチャートである。
【図６】第３の実施の形態によるＬＤ駆動回路の構成を
示す図である。
示す図である。
【図７】第３の実施の形態によるＬＤ駆動回路の動作タ
イミングチャートである。
イミングチャートである。
【図８】第４の実施の形態によるＬＤ駆動回路の構成を
示す図である。
示す図である。
【図９】第４の実施の形態によるＬＤ駆動回路の動作タ
イミングチャートである。
イミングチャートである。
【図１０】従来技術を説明する図（１）である。
【図１１】従来技術を説明する図（２）である。
１ ハイパスフィルタ ２ 微分回路 ３ 遅延回路 ４ クランプ回路 ５ クランプ回路（レベルシフト回路） ＢＦ バッファ回路 ＬＤ レーザダイオード ＺＤ ツェナダイオード
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/06 (72)発明者 千葉 孝也 北海道札幌市中央区北一条西２丁目１番地 富士通北海道ディジタル・テクノロジ株 式会社内 (72)発明者 三木 誠 北海道札幌市中央区北一条西２丁目１番地 富士通北海道ディジタル・テクノロジ株 式会社内 (72)発明者 福井 紳介 北海道札幌市中央区北一条西２丁目１番地 富士通北海道ディジタル・テクノロジ株 式会社内 (72)発明者 清水 和義 神奈川県川崎市中原区上小田中４丁目１番 １号 富士通株式会社内
Claims (7)
- 【請求項１】 入力のパルス信号を増幅するパルス増幅
回路と、 前記入力のパルス信号のエッジに同期して所定のタイミ
ングに微小パルス信号を生成する微小信号生成回路とを
備え、 前記生成した微小パルス信号を前記パルス増幅回路の出
力のパルス信号に合成することにより、前記パルス増幅
回路の出力のパルス信号に重畳するオーバシュート成分
又はアンダシュート成分を相殺することを特徴とするパ
ルス波形整形回路。 - 【請求項２】 パルス増幅回路はパルス信号の反転増幅
回路からなり、かつ該パルス増幅回路の入力と出力との
間にパルス信号の微分回路を有する微小信号生成回路を
接続したことを特徴とする請求項１に記載のパルス波形
整形回路。 - 【請求項３】 パルス増幅回路は差動対を有する電流ス
イッチ回路からなり、かつ該パルス増幅回路の正転出力
と反転出力との間にパルス信号の微分回路を有する微小
信号生成回路を接続したことを特徴とする請求項１に記
載のパルス波形整形回路。 - 【請求項４】 請求項１に記載のパルス波形整形回路
と、 前記パルス波形整形回路のパルス増幅回路の出力により
駆動される発光素子と、 前記パルス増幅回路の出力がハイインピーダンスとなっ
た状態の出力電圧を所定の電圧でクランプするクランプ
回路とを備えることを特徴とする発光素子駆動回路。 - 【請求項５】 入力のパルス信号を増幅するパルス増幅
回路と、 前記パルス増幅回路の出力がハイインピーダンスとなっ
た状態の出力電圧を所定の電圧でクランプするクランプ
回路とを備えることを特徴とするパルス波形整形回路。 - 【請求項６】 パルス増幅回路は差動対を有する電流ス
イッチ回路からなり、かつ該パルス増幅回路の正転出力
と反転出力との間に一方の出力のレベルで他方の出力の
レベルをクランプ可能なレベルシフト回路を接続したこ
とを特徴とする請求項５に記載のパルス波形整形回路。 - 【請求項７】 請求項５に記載のパルス波形整形回路
と、 前記パルス波形整形回路のパルス増幅回路の出力により
駆動される発光素子とを備えることを特徴とする発光素
子駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9093612A JPH10284783A (ja) | 1997-04-11 | 1997-04-11 | パルス波形整形回路及び該回路による発光素子駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9093612A JPH10284783A (ja) | 1997-04-11 | 1997-04-11 | パルス波形整形回路及び該回路による発光素子駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10284783A true JPH10284783A (ja) | 1998-10-23 |
Family
ID=14087162
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| JP9093612A Pending JPH10284783A (ja) | 1997-04-11 | 1997-04-11 | パルス波形整形回路及び該回路による発光素子駆動回路 |
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|---|---|---|---|---|
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-
1997
- 1997-04-11 JP JP9093612A patent/JPH10284783A/ja active Pending
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