JP2006040975A - Ｌｅｄ駆動回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 特性を改善可能なＬＥＤ駆動回路を提供する。
【解決手段】 ＬＥＤ駆動回路１０は、ＬＥＤ１１に接続された第１及び第２ピーキング電流発生回路１０ｅ（第２電流源），１０ｆ（第３電流源）を備えており、タイミング発生回路１０ｂは、第１及び２ピーキング電流発生回路１０ｅ，１０ｆから第１及び２ピーキング電流がＬＥＤ１１に供給されるように、トランジスタ１０ｃに駆動信号Ｔ２，Ｔ３を与える。この場合、駆動電流の立ち上がりが急峻となり、駆動電流に伴うＬＥＤ発光出力のなまりを補正することができる。また、ピーキング電流が１つの場合には、メイン電流にピーキング電流を加えると、光出力の凹みが生じる傾向にあるが、２つ以上のピーキング電流をメイン電流に対応させて加えると、凹みを著しく低減することができ、これによって、安定した光通信を行うことができる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ＬＥＤ（発光ダイオード）駆動回路に関する。

ＰＯＦ（プラスチック光ファイバ）を用いた通信において、高速で広いダイナミックレンジをもつデバイスが必要とされている。

このような用途に用いるＬＥＤ駆動回路が要望されている。従来のＬＥＤ駆動回路は、例えば、下記特許文献１に記載されている。特許文献１ではピーキング電流発生回路を用いることで応答性を改善している。
特開２０００−２２８５４３号公報

しかしながら、ＬＥＤ駆動回路は、光出力波形が方形波から歪み、受信素子側でジッタが生じることがあり、その特性は不十分である。

本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、特性を改善可能なＬＥＤ駆動回路を提供することを目的とする。

上述の課題を解決するため、第１の発明に係るＬＥＤ駆動回路は、ＬＥＤ駆動回路において、ＬＥＤに接続された第１電流源と、ＬＥＤに接続された第２電流源と、ＬＥＤに接続された第３電流源と、第１、第２及び第３電流源とＬＥＤとの間をそれぞれ流れるメイン電流、第１ピーキング電流及び第２ピーキング電流をそれぞれ制御する第１、第２及び第３トランジスタと、第１及び第２ピーキング電流の波形がメイン電流の波形の内側に位置するよう、第１、第２及び第３トランジスタの制御端子にそれぞれ与えられる第１、第２及び第３駆動信号を発生するタイミング発生回路とを備えることを特徴とする。

なお、内側とは実質的な内側を意味し、第1及び第2ピーキング電流の波形の時間方向の中心を与える時刻が、メイン電流の立ち上がりタイミングよりも遅れており、立ち下がりタイミングよりも進んでいればよい。

ピーキング電流が１つの場合には、メイン電流にピーキング電流を加えると、凹みが生じる傾向にあるが、２つ以上のピーキング電流をメイン電流に対応させて加えると、凹みを著しく低減することができ、これによって、安定した光通信を行うことができる。

第２の発明に係るＬＥＤ駆動回路では、タイミング発生回路は、第１及び第２ピーキング電流の波形は時系列に連続するよう、第２及び第３駆動信号を発生することを特徴とする。上述の効果は、第１及び第２ピーキング電流の波形が時系列に連続していればより顕著に得ることができる。

第３の発明に係るＬＥＤ駆動回路では、タイミング発生回路は、単一の差動信号の入力に同期して前記第１、第２及び第３駆動信号を発生することを特徴とする。これらの駆動信号を単一の差動信号に同期して発生させると、ノイズ耐性が向上すると共に各駆動信号間の時間差の目標値からのずれを抑制することができる。

第４の発明に係るＬＥＤ駆動回路では、タイミング発生回路は、第１ピーキング電流の波高値が、第２ピーキング電流の波高値よりも高くなるように第２及び第３駆動信号を発生することを特徴とする。この場合、光出力の低下と歪を波形に併せて補正することができる。

本発明のＬＥＤ駆動回路によれば、特性を改善することができる。

図１は、実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路の回路図である。

このＬＥＤ駆動回路１０は、差動信号（Ｑ，Ｑバー）がＬＶＤＳ（Ｌｏｗ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｓｉｇｎａｌｉｎｇ）ドライバから入力されるＬＶＤＳ受信用比較器１０ａを有している。比較器１０ａの前段には、適当なＬＶＤＳレシーバ（図示せず）を設けることとしてもよく、与えられたＬＶＤＳ入力信号は、ＬＶＤＳレシーバにて波形整形が行われる。ＬＶＤＳレシーバの前段には、ＥＳＤ（Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｓｔａｔｉｃ Ｄｉｓｃｈａｒｇｅ：静電気放電）保護素子を設けることが好ましい。ＬＶＤＳ受信用比較器１０ａは、後段のタイミング発生回路１０ｂの入力端子に接続された出力端子と、差動信号が入力される２つの入力端子とを備えている。

ＬＶＤＳレシーバで波形整形された信号は、比較器１０ａにてＬＥＤ１１を発光及び非発光させるためのＯＮ、ＯＦＦ信号（パルス信号）を生成する。このパルス信号は、電流駆動回路及びピーキング電流駆動回路にて、ＬＥＤ発光時の定常電流（メイン電流）及びＬＥＤを高速動作させるための立ち上がりピーキング電流（オーバーシュート）と、立ち下がりアンダーシュート電流のタイミングを決定している。

ＬＶＤＳでは、数百〜数千Ｍｂｐｓの速度で、単一チャネルでの差動信号データ伝送が可能であり、電流モード・駆動回路で小振幅信号を出力するため、リンギングやスイッチング・スパイクが発生しにくく、広い周波数帯域にわたって低消費電力で低ノイズの信号伝送を行うことができる。ＬＶＤＳ受信用比較器１０ａに差動信号が入力され、ＬＶＤＳ受信用比較器１０ａの出力端子から出力される信号によって、タイミング発生回路１０ｂでＬＥＤ駆動用のタイミングが生成される。ＬＶＤＳは、最終的なＬＥＤの発光出力に影響を与え、かかる方式を採用することにより、発光出力のリンギングやスイッチング・スパイクを抑制することができる。

このＬＥＤ駆動回路１０は、ＬＥＤ１１に接続されたメイン電流発生回路（第１電流源）１０ｄと、メイン電流発生回路１０ｄとＬＥＤ１１との間を流れる駆動電流（主として定常順電流）を制御するトランジスタ１０ｃ（同図では複数のトランジスタを１つのブロックで示す：ＭＯＳトランジスタのほか、バイポーラトランジスタを用いることができる）を備えている。

タイミング発生回路１０ｂが発生する駆動信号Ｔ１は、トランジスタ１０ｃの制御端子に与えられる。タイミング発生回路１０ｂからトランジスタ１０ｃの制御端子に駆動信号Ｔ１を与えると、メイン電流発生回路１０ｄとＬＥＤ１１との間の駆動電流を制御することができる。駆動電流は、電源電位ＶｃｃからＬＥＤ１１、トランジスタ１０ｃ、メイン電流発生回路１０ｄを流れてグランド電位に至り、この駆動電流によってＬＥＤ１１は発光する。

ＬＥＤ１１には、一定レベルのバイアス電流も流れている。バイアス電流は、電源電位Ｖｃｃから、ＬＥＤ１１、バイアス電流発生回路１０ｈを介してグランド電位に至る。バイアス電流は、ＬＥＤ１１を高速動作させるため、ＬＥＤ１１の非発光時にも与えておく。

駆動電流には幾つかの補正用の電流が重畳されている。

すなわち、ＬＥＤ駆動回路１０は、ＬＥＤ１１に接続された第１ピーキング電流発生回路１０ｅ（第２電流源）を備えており、タイミング発生回路１０ｂは、第１ピーキング電流発生回路１０ｅから第１ピーキング電流がＬＥＤ１１に供給されるように、トランジスタ１０ｃに駆動信号Ｔ２を与え、第１ピーキング電流発生回路１０ｅを駆動する。この場合、ＬＥＤ１１へのメイン電流発生回路からの駆動電流に、タイミング発生回路１０ｂによって制御される第１ピーキング電流発生回路１０ｅからの第１ピーキング電流が重畳されるので、駆動電流の立ち上がりが急峻となり、駆動電流に伴うＬＥＤ発光出力のなまりを補正することができる。

更に、ＬＥＤ駆動回路１０は、ＬＥＤ１１に接続された第２ピーキング電流発生回路１０ｆ（第３電流源）を備えており、タイミング発生回路１０ｂは、第２ピーキング電流発生回路１０ｆから第２ピーキング電流がＬＥＤ１１に供給されるように、トランジスタ１０ｃに駆動信号Ｔ３を与え、第２ピーキング電流発生回路１０ｆを駆動する。この場合、ＬＥＤ１１へのメイン電流発生回路１０ｄからの駆動電流に、タイミング発生回路１０ｂによって制御される第２ピーキング電流発生回路１０ｆからの第２ピーキング電流も重畳されるので、第１ピーキング電流で急峻に立ち上がった駆動電流が定常レベルへ立ち下がるが、意図して波形補正をかけようとする電流波形に対して第１ピーキング電流のみでは補正が足りず、駆動電流に伴うＬＥＤ発光出力が凹むことを更に補正することができる。

第１ピーキング電流を得るための駆動信号Ｔ２は、駆動信号Ｔ１の立ち上がりタイミングに同期して立ち上がり、駆動信号Ｔ１よりも短いパルス幅を有する。第２ピーキング電流を得るための駆動信号Ｔ３は、駆動信号Ｔ１の立ち上がりタイミングから遅延して立ち上がり、駆動信号Ｔ１よりも短いパルス幅を有する。なお、駆動信号Ｔ２のパルスと駆動信号Ｔ３のパルスは時間的に重ならないように設定されることが好ましい。すなわち、駆動信号Ｔ２の立ち下がりタイミング以後に、駆動信号Ｔ３の立ち上がりタイミングが設定されることが好ましい。

更に、ＬＥＤ駆動回路１０は、ＬＥＤ１１に接続されたアンダーシュート電流発生回路１０ｇ（第４電流源）を備えており、タイミング発生回路１０ｂは、アンダーシュート電流発生回路１０ｇからアンダーシュート電流がＬＥＤ１１に供給されるように、トランジスタ１０ｃに駆動信号Ｔ４を与え、アンダーシュート電流発生回路１０ｇを駆動する。この場合、ＬＥＤ１１へのメイン電流発生回路１０ｄからの駆動電流に、タイミング発生回路１０ｂによって制御されるアンダーシュート電流発生回路１０ｇからのアンダーシュート電流も重畳されるので、駆動電流の立ち下がりが急峻となり、駆動電流に伴うＬＥＤ発光出力のなまりを更に補正することができる。

アンダーシュート電流を得るための駆動信号Ｔ４は、駆動信号Ｔ１の立ち下がりタイミングにほぼ同期して、互いの駆動信号Ｔ１，Ｔ４による駆動電流が逆方向となるように立ち上がり、駆動信号Ｔ１の立ち下がりタイミングよりも後のタイミングにおいて、互いの駆動信号Ｔ１，Ｔ４による駆動電流が逆方向となるように、立ち下がる。

また、タイミング発生回路１０ｂは、単一の差動信号の入力に同期して第１、第２及び第３駆動信号Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３を発生している。これらの駆動信号を単一の差動信号に同期して発生させると、ノイズ耐性が向上すると共に各駆動信号間の時間差の目標値からのずれを抑制することができる。

各電流発生回路はカレントミラー回路を構成しているが、その一方のラインには、温度補償電流発生回路１０ｉから、温度補償電流が供給される。

すなわち、温度補償電流発生回路１０ｉは、メイン電流発生回路１０ｄに温度補償電流Ｉ_Ｔ１を与えている。これにより駆動電流に基づく発光出力の温度変動が補償される。すなわち、温度上昇に伴って駆動電流及び発光出力が低下するのを、温度補償電流Ｉ_Ｔ１の駆動電流への重畳によって補償する。

温度補償電流発生回路１０ｉは、第１ピーキング電流発生回路１０ｅに温度補償電流Ｉ_Ｔ２を与え、第２ピーキング電流発生回路１０ｆに温度補償電流Ｉ_Ｔ３を与え、バイアス電流発生回路１０ｈにメイン電流発生回路１０ｄと共通に温度補償電流Ｉ_Ｔ１を与えている。これにより、第１及び第２ピーキング電流、バイアス電流に基づく発光出力の温度変動分も補償される。すなわち、温度上昇に伴って、これらの電流が変動するのを、各温度補償電流の第１ピーキング電流、第２ピーキング電流及びバイアス電流への重畳によって補償する。

温度補償電流発生回路１０ｉは、ＬＥＤの光パワーの制御を行っている。温度補償電流発生回路１０ｉは、ＢＧＲ（バンドギャップリファレンス）回路で得られる熱電圧を利用した温度検出を行う。それは、仕様である温度範囲の全温度に対して、何分割かした温度範囲を設定し、素子の温度状態を判定する。本例では、２分割を例に説明するが、これは３以上の分割としてもよい。

トーン検出回路１０ｊでは、ＬＶＤＳ信号（Ｑ，Ｑバー）が無入力時（両方零入力）を検出すると、各回路にバイアス電圧を供給するバイアス回路１０ｋを停止させて、低消費電力モードを実現する。スリープ回路１０ｍは、ＣＭＯＳレベルの電気的信号入力を受信し、トーン検出回路１０ｊ、温度補償電流発生回路１０ｉ、バイアス回路１０ｋの動作を停止させ、ほぼ消費電流零の状態を実現する。なお、本駆動回路１０は、ＬＶＤＳ入力信号のＤＣレベルを決定させることのできるＤＣレベル決定回路も内蔵してもよい。

図２は、一例としてのＬＶＤＳドライバの回路図である。

家庭のデジタル・ビデオデッキに接続されるＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）、電話回線、および衛星回線を介して、カメラからＰＣやプリンタにビデオ映像や３−Ｄグラフィックスや画像データを伝送する技術にＬＶＤＳがある。ＬＶＤＳは、１本の平衡ケーブルか、ＰＣＢ（プリント回路基板）で形成した２本の配線パターンを通じて、超小振幅の差動信号でデータ通信を行う方式の１つであり、この差動データ伝送方式は同相ノイズの影響を受けにくいという特性を有する。ＬＶＤＳでは、数百〜数千Ｍｂｐｓの速度で、単一チャネルでのデータ伝送が可能あり、電流モード・駆動回路で小振幅信号を出力するため、リンギングやスイッチング・スパイクが発生しにくく、広い周波数帯域にわたって低消費電力で低ノイズの信号伝送を行うことができる。

同図では代表的なＬＶＤＳドライバを図示しており、電流源から分岐した２つのラインの右上及び左下に位置するトランジスタをＯＮにすると、矢印の方向に沿って電流が流れ、ＬＶＤＳレシーバの入力側負荷に電流が流れる。また、左上及び右下に位置するトランジスタをＯＮにすると、入力側負荷には逆方向に電流が流れる。これらのトランジスタのスイッチングにより、０及び１の論理反転を行うことができる。

図３は、タイミング発生回路１０ｂの回路図である。

ＬＶＤＳ入力信号が、本駆動ＩＣの前段にあるＰＨＹ（物理層）チップから与えられる。このＬＶＤＳ入力信号は、差動形式であり本規格では、ＤＣ１．８Ｖ中心の振幅がＶｐｐ（ピーク〜ピーク）で±２００ｍＶ〜±８００ｍＶである。ＬＶＤＳ差動入力信号を、比較器１０ａによって、単一信号に変換して、駆動信号の基準となるパルスを生成する。

比較器１０ａの後段には、３つのＮＯＴ回路が連続して前段増幅器１０ｂ１を構成し、その出力は電源電位Ｖｃｃと共にＮＡＮＤ回路１０ｂ２に入力され、ＮＡＮＤ回路１０ｂ２の後段には、連続した５段のＮＯＴ回路からなる後段増幅器１０ｂ３が設けられている。

前段増幅器１０ｂ１の出力は、調整回路１０ｂ７に入力され、調整回路１０ｂ７の出力と前段増幅器１０ｂ１の出力は、ＮＡＮＤ回路１０ｂ８に入力され、ＮＡＮＤ回路１０ｂ８の出力は、後段増幅器１０ｂ４に入力される。

調整回路１０ｂ７の最終出力反転前の信号は、調整回路１０ｂ９に入力され、調整回路１０ｂ９の初期反転後の出力は、調整回路１０ｂ９の出力と共にＮＡＮＤ回路１０ｂ１０に入力され、ＮＡＮＤ回路１０ｂ１０の出力は、後段増幅器１０ｂ５に入力される。

前段増幅器１０ｂ１の出力は、調整回路１０ｂ１１に入力され、調整回路１０ｂ１１の出力と共にＮＯＲ回路１０ｂ１２に入力され、ＮＯＲ回路１０ｂ１２の出力は、後段増幅器１０ｂ６に入力される。

上述の５段のＮＯＴ回路１０ｂ３，１０ｂ４，１０ｂ５，１０ｂ６は、理想波形を得るための信号増幅を行っており、その出力は駆動信号Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４をそれぞれ構成する。なお、アンダーシュート電流の駆動信号Ｔ４は、ｐ−ＭＯＳトランジスタの制御端子（ゲート）に入力され、駆動信号Ｔ４が「Ｌレベル」の場合に、アンダーシュート電流は供給される。本例では、駆動信号Ｔ４がゲートに入力されるトランジスタは、ｐ−ＭＯＳトランジスタとし、駆動信号Ｔ１，Ｔ２、Ｔ３がゲートに入力されるトランジスタは、ｎ−ＭＯＳトランジスタとする。

図４は、各種駆動信号のタイミングチャートである。

駆動信号（タイミングパルス）Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４が、時系列に発生する様子が示されている。駆動信号Ｔ２のパルスと、駆動信号Ｔ３のパルスとは、時系列に連続的に発生しており、また重ならないように構成してある。これらが重ならないように構成させているという点は、通信の安定性を確保するという観点からは、特に厳密性が要求されるものではなく、多少の重なりがあってもよい。なお、アンダーシュート電流を与える駆動信号Ｔ４の逆方向立ち上がりタイミングは、駆動信号Ｔ１の立ち下がりタイミングの近傍に位置している。駆動信号の大きさは、駆動電流の大きさに比例する。

図５は、タイミング発生回路における各種電圧のタイミングチャートである。

上述の調整回路の機能について説明する。基準となる電圧波形Ｖｐ１が前段増幅器１０ｂ１から出力される。調整回路では、インバータ、ＮＯＴゲート遅延と容量を利用して、電圧波形Ｖｐ１から遅らせた電圧波形Ｖｐ２を生成する。電圧波形Ｖｐ３は、電圧波形Ｖｐ２を反転させた波形である。電圧波形Ｖｐ４を得るには、電圧波形Ｖｐ１と電圧波形Ｖｐ３の波形のＮＡＮＤを取ってさらに反転させればよい。

このように、電圧波形Ｖｐ１の基本パルスからワンショットパルスの電圧波形Ｖｐ４を形成するためには、基本パルスを遅延させ、反転させて、元の基本パルスとのＮＡＮＤ（やＮＯＲ）等の論理回路により生成する。これを基本方式とする。

この所望するパルスを実現させる組み合わせは何通りもある。パルスを遅延させる方法としては、ゲート遅延と容量の組み合わせの他、ゲートの段数や容量を調整する方法が挙げられ、カウンタを用いることもできる。

本例では、上述した基本方式から、駆動信号Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４を生成している。駆動信号Ｔ２の生成に必要な所定の遅延量Δｔ１は、ゲート遅延を利用して作成される。ゲート遅延は、ＮＯＴ回路などの反転出力を出す論理回路で実現される。反転動作は、入力反転だけでなく波形遅延に利用できるということである。ゲート遅延と容量の適当な組み合わせにより、場合によっては容量を使用することなく、所望の遅延量Δｔ１を生み出し、駆動信号Ｔ２の遅延波形Ｖｐ２を生成することができる。

駆動信号Ｔ１から、調整回路１０ｂ７におけるＮＯＴ回路及びキャパシタを介することで、Δｔ１の遅延波形を形成し、基の波形とのＮＡＮＤをとることで、駆動信号Ｔ２を生成できる。図３においては、符号１，２，３で囲まれた部分で、Δｔ１、Δｔ２、Δｔ３の遅延を行うことができる。すなわち、駆動信号Ｔ３のタイミングパルスは、Δｔ１の遅延量が与えられたパルスと、Δｔ１の遅延量が与えられたパルスにΔｔ２の遅延量をさらに与えたパルスとを、ＮＡＮＤ回路１０ｂ１０にてデジタル処理することで得ている。駆動信号Ｔ４のタイミングパルスは、遅延量が何ら与えられていない基準パルスと、遅延量が何ら与えられていない基準パルスにΔｔ３の遅延量を与えたパルスとを、ＮＯＲにてデジタル処理して得ている。

図６は、電流発生回路の回路図である。

ＬＥＤ１１のカソードに接続されているスイッチング用のトランジスタＴＲ１、ＴＲ２，ＴＲ３、ＴＲ４の制御端子（ゲート）には、駆動信号Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４が入力される。駆動信号は、Ｖｃｃからグランド電位まで振れるような大振幅のデジタル信号であるのを理想とする。

ＬＥＤ１１のカソード側とグランド電位との間には、メイン電流発生回路１０ｄ、第１ピーキング電流発生回路１０ｅ、第２ピーキング電流発生回路１０ｆ、バイアス電流発生回路１０ｈが設けられている。

メイン電流発生回路１０ｄは、一対のトランジスタ１０ｄ１，１０ｄ２からなるカレントミラー回路を備え、その出力側（ミラー側）ライン上にスイッチング用のトランジスタ（本例ではＭＯＳ型）ＴＲ１（１０ｃ）を備えている。このカレントミラー回路の入力側（リファレンス側）ライン上には電流源Ｉｒｅｆ１から電流が供給されると共に、温度補償電流Ｉ_Ｔ１が供給される。

カレントミラー回路では、入力側ラインと出力側ラインに比例関係のある電流が流れる。すなわち、基準電流に温度補償電流Ｉ_Ｔ１が加算された電流が、トランジスタ１０ｄ２に流れ、トランジスタＴＲ１の駆動信号Ｔ１による駆動によって、温度補償された駆動電流がＬＥＤ１１に流れることとなる。

第１ピーキング電流発生回路１０ｅは、一対のトランジスタ１０ｅ１，１０ｅ２からなるカレントミラー回路を備え、その出力側ライン上にスイッチング用のトランジスタ（本例ではＭＯＳ型）ＴＲ２（１０ｃ）を備えている。このカレントミラー回路の入力側ライン上には電流源Ｉｒｅｆ２から電流が供給されると共に、温度補償電流Ｉ_Ｔ２が供給される。

すなわち、基準電流に温度補償電流Ｉ_Ｔ２が加算された電流が、トランジスタ１０ｅ２に流れ、トランジスタＴＲ２の駆動信号Ｔ２による駆動によって、温度補償された第１ピーキング電流がＬＥＤ１１に流れることとなる。

第２ピーキング電流発生回路１０ｆは、一対のトランジスタ１０ｆ１，１０ｆ２からなるカレントミラー回路を備え、その出力側ライン上にスイッチング用のトランジスタ（本例ではＭＯＳ型）ＴＲ３（１０ｃ）を備えている。このカレントミラー回路の入力側ライン上には電流源Ｉｒｅｆ３から電流が供給されると共に、温度補償電流Ｉ_Ｔ３が供給される。

すなわち、基準電流に温度補償電流Ｉ_Ｔ３が加算された電流が、トランジスタ１０ｆ２に流れ、トランジスタＴＲ３の駆動信号Ｔ３による駆動によって、温度補償された第２ピーキング電流がＬＥＤ１１に流れることとなる。

バイアス電流発生回路１０ｈは、トランジスタＴＲＢ（１０ｃ）を備えており、メインのトランジスタ１０ｄ２とゲートを共通にし、トランジスタ１０ｄ１と共にカレントミラーを構成する。バイアス電流発生回路１０ｈは、ＬＥＤ１１の応答性を上げるため、バイアス電流Ｉｂｉａｓを供給する。バイアス電流発生回路１０ｈは、カレントミラー回路を構成しているので、温度補償電流Ｉ_Ｔ１が供給され、温度補償されたバイアス電流がトランジスタＴＲＢを流れる。

なお、アンダーシュート電流発生回路１０ｇは、電源電位ＶｃｃとＬＥＤ１１のカソードとを接続するトランジスタＴＲ４及び抵抗Ｒからなり、このトランジスタＴＲ４の制御端子に駆動信号Ｔ４が与えられる。トランジスタＴＲ４の駆動によって、ＬＥＤ１１にアンダーシュート電流が供給される。

本例では、メイン電流、ピーキング電流に関しては、カレントミラー回路の入力側のトランジスタを流れる電流を供給する電流源Ｉｒｅｆ１，Ｉｒｅｆ２、Ｉｒｅｆ３を設定しておき、これを出力側（ミラー側）で電流増幅し、ミラー増倍された電流をトランジスタＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３でＯＮ、ＯＦＦさせている。なお、アンダーシュート電流発生回路１０ｇにおいても、ピーキング電流発生回路と同様の制御を行ってもよい。

電流源Ｉｒｅｆ１、Ｉｒｅｆ２、Ｉｒｅｆ３側のライン上には、温度補償電流Ｉ_Ｔ１，Ｉ_Ｔ２、Ｉ_Ｔ３が流れ込み、カレントミラー回路の入力側ライン上には、ＢＧＲ電圧と温度特性が調整された抵抗を利用して、温度と電源電圧の変動による影響を受けにくいような定電流供給が行われている。

このように、第１、第２及び第３トランジスタＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３は、メイン電流発生回路１０ｄ、第１ピーキング電流発生回路１０ｅ及び第２ピーキング電流発生回路１０ｆとＬＥＤ１１との間をそれぞれ流れるメイン電流、第１ピーキング電流及び第２ピーキング電流をそれぞれ制御する。タイミング発生回路１０ｂは、第１及び第２ピーキング電流の波形がメイン電流の波形の内側に位置するよう、第１、第２及び第３トランジスタＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３の制御端子にそれぞれ与えられる第１、第２及び第３駆動信号Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３を発生している（図４、図７参照）。なお、内側とは実質的な内側を意味し、第1及び第2ピーキング電流の波形の時間方向の中心を与える時刻が、メイン電流の立ち上がりタイミングよりも遅れており、立ち下がりタイミングよりも進んでいればよい。ピーキング電流が１つの場合には、メイン電流にピーキング電流を加えると、凹みが生じる傾向にあるが、２つ以上のピーキング電流をメイン電流に対応させて加えると、凹みを著しく低減することができ、これによって、安定した光通信を行うことができる。

図７は、駆動電流のタイミングチャートである。

ＬＥＤ１１に供給されるトータルＬＥＤ電流は、（ａ）のように示される。また、駆動信号Ｔ１に対応してＬＥＤ１１に供給されるメイン電流は（ｂ）のように方形波であり、これだけを駆動電流とすると、発光出力波形は、なまることになる。駆動信号Ｔ２に対応してＬＥＤ１１に供給される第１ピーキング電流（ｃ）は、メイン電流の立ち上がり時刻付近に存在するワンショットパルスとなる。

駆動信号Ｔ３に対応してＬＥＤに供給される第２ピーキング電流（ｄ）は、第１ピーキング電流よりも遅延しており、同図中ではパルス幅は広い。駆動信号Ｔ４に対応してＬＥＤ１１に供給されるアンダーシュート電流（ｅ）は、電流の向きが他とは逆であるが、第２ピーキング電流よりも更に遅延し、メイン電流の立ち下がり付近で立ち下がる。なお、駆動電流の大きさは駆動信号の大きさに比例する。また、第１ピーキング電流の波高値は、第２ピーキング電流の波高値よりも高く、光出力の歪と低下を波形に併せて補正することができる。

ＬＥＤ１１の発光の有無に拘らずＬＥＤ１１に供給されるバイアス電流（ｆ）は、ＬＥＤの消光比に基づき決定されるが、この値は、適宜設計調整することができる。

このように、タイミング発生回路１０ｂは、第１及び第２ピーキング電流の波形が時系列に連続するよう、第２及び第３駆動信号Ｔ２，Ｔ３を発生している。上述の効果は、第１及び第２ピーキング電流の波形が時系列に連続していればより顕著に得ることができる。

タイミング発生回路１０ｂは、第１ピーキング電流の波高値（ｃ）が、第２ピーキング電流の波高値（ｄ）よりも高くなるように第２及び第３駆動信号を発生しており、光出力の低下と歪を波形に併せて補正することができる。

図８は、ＬＥＤから出力される光強度の波形を示すグラフである。

（ａ）はメイン電流のみを与えた場合に得られる光波形、（ｂ）はメイン電流及び第１ピーキング電流を与えたときに得られる光波形、（ｃ）はトータルＬＥＤ電流をＬＥＤに与えたときに得られる光波形を示す。

ＬＥＤの特性には、ばらつきがある。特に、ＬＥＤの応答性を早くするためピーキングをかけて使用すると、（ｂ）に示されているような光波形の凹みが生じる。

なお、第２ピーキング電流をＬＥＤ１１に与えず、第１ピーキング電流のみをＬＥＤに与えた場合、メイン電流と第１ピーキング電流を重畳させた駆動電流では、その凹みを抑えることができず、また、光出力の調整が容易とならない。従って、（ｃ）のように、第２ピーキング電流を、第１ピーキング電流に更に重畳させることで、凹みを抑制することができるという効果を奏する。

図９は、ＬＥＤのＶ−Ｉ特性を示すグラフである。横軸は電圧Ｖｆ、縦軸は電流Ｉｆである。

バイアス電流（Ｉｂｉａｓ）をＬＥＤ１１に供給するのは、スイッチング動作の高速性を確実にするためである。同図に示されているように、ＬＥＤ１１の発光時の電圧Ｖｆ２を得るため、これを電圧基準値（例えば０Ｖ）から変化させるのではなく、ＬＥＤ１１に所定の電圧Ｖｆ１を予め与えておき、電圧Ｖｆ１に、駆動信号（二値の光送信信号）に対応する駆動信号電流をＬＥＤ１１に与えれば、通信に必要な光出力を極短時間に得ることができ、高速なスイッチングを実現することができる。

図１０は、温度補償電流発生回路の回路図である。

温度補償電流発生回路１０ｉは、温度検出回路１０ｉ_１と、温度検出回路１０ｉ_１の出力が入力される第１比較器１０ｉ_２と、第１比較器１０ｉ_２の出力切り替わり時から温度補償電流を徐々に増加させる第１電流増加回路１０ｉ_４とを備えている。温度補償電流発生回路１０ｉの比較器１０ｉ_２，１０ｉ_３の部分は、温度検出回路１０ｉ_１で検出された温度情報を基に予め設定した電流値を、各電流発生回路へ供給するＡＤ変換を行う。

温度検出回路１０ｉ_１は、ＢＧＲ回路からなり、アンプＡの２つの入力端子にそれぞれ接続されたダイオードＤ１，Ｄ２を備える。アンプＡの一方の入力端子は出力端子に抵抗Ｒ１を介して接続されており、出力端子と一方のダイオードＤ２とを接続するＲ２，Ｒ３の接続電位は、検出温度電圧（熱電圧）Ｖｔとして後段のアンプ１０ｉ_５に入力される。また、ダイオードＤ２とアンプＡの入力端子との間には抵抗Ｒ４が介在する。

アンプＡの出力端子とグランド電位との間には、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８が介在しており、抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続電位が基準電位Ｖａとなり、抵抗Ｒ７と抵抗Ｒ８の接続電位が基準電位Ｖｂとなる。なお、抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ７の接続電位は抵抗Ｒ９を介してアンプ１０ｉ_５の他方の入力端子に入力され、この入力端子とアンプ１０ｉ_５の出力端子との間には抵抗Ｒ１０が介在している。

温度検出回路１０ｉ_１の出力（検出温度電圧Ｖｔ）が第１比較器（本例ではヒステリシスコンパレータ）１０ｉ_２に入力されると、設定温度において第１比較器１０ｉ_２の出力は切り替わる。検出温度電圧Ｖｔは、温度に比例している。第１比較器１０ｉ_２には、アンプ１０ｉ_５によってｋ倍にされた検出温度電圧（＝ｋ×Ｖｔ）が入力される。第１比較器１０ｉ_２には、検出温度電圧と共に、温度検出回路１０ｉ_１から作られた基準電位Ｖａが入力される。検出温度電圧ｋ×Ｖｔが、基準電位Ｖａを超えると、第１比較器１０ｉ_２の出力電圧Ｖｃは、入力電圧のスムージングを行う第１緩慢制御部１０ｉ_４１に入力される。

第１電流増加回路１０ｉ_４は、第１緩慢制御部１０ｉ_４１と後段の第１供給回路１０ｉ_４３からなり、第１比較器１０ｉ_２の出力切り替わり時から、すなわち、基準電位Ｖａを超える設定温度になると、温度補償電流Ｉ_Ｔ１（ΔＩ１）を徐々に増加させ、発光出力の低下を抑制する。ここで、温度補償電流Ｉ_Ｔ１はキャパシタの充電／放電機能等を利用して徐々に増加させることで、すなわち、ＬＥＤ１１の光が入射する光検出素子の応答可能なパルス幅よりも長時間をかけて温度補償電流Ｉ_Ｔ１を増加させることで、パルス幅歪やジッタを抑制する。また、温度が下がることによって、駆動電流及び発光出力が過大になるのを、温度補償電流を徐々に減少させることでパルス幅歪みやジッタを抑制することができる。

第1電流増加回路１０ｉ_４は、第１比較器１０ｉ_２の出力切り替わり時から電圧変化する第1キャパシタＣ１と、第1キャパシタＣ１の電圧Ｖｅが制御端子に入力され温度補償電流Ｉ_Ｔ１の少なくとも一部分を与える第１電流制御用トランジスタＴＲ_Ｉ１とを備えている。

第１比較器１０ｉ_２の出力ＶｃをトランジスタＴＲ_Ｖｅの制御端子に与えることで、電流源ｘＩから第１キャパシタＣ１に電荷を蓄積し、或いは、第１キャパシタＣ１に蓄積された電荷を電流源Ｉを介して放電することで、トランジスタＴＲ_Ｉ１が動作するように電圧Ｖｅを設定する。トランジスタとしては、このｐ型のＭＯＳトランジスタを用いることができる。

比較器１０ｉ_２の出力電圧Ｖｃは、間接的にキャパシタＣ１に与えられているが、これは、電圧Ｖｅが徐々に増加するのであれば、直接的に与えられることとしてもよい。すなわち、出力電圧ＶｃをキャパシタＣ１に直接的に与え、後段側に適当な回路を配置することで、トランジスタＴＲ_Ｉ１の制御端子への入力電圧Ｖｅを生成し、トランジスタＴＲ_Ｉ１を流れる電流ΔＩ１を発生させることもできる。

温度補償電流発生回路１０ｉは、温度検出回路１０ｉ_１の出力が入力される第２比較器（本例ではヒステリシスコンパレータ）１０ｉ_３と、第２比較器１０ｉ_３出力切り替わり時から温度補償電流Ｉ_Ｔ１（ΔＩ２）を徐々に増加させる第２電流増加回路１０ｉ_６とを備えている。

温度検出回路１０ｉ_１の出力（検出温度電圧Ｖｔ）が第２比較器１０ｉ_３に入力されると、設定温度において第２比較器１０ｉ_３の出力は切り替わる。第２比較器１０ｉ_３には、アンプ１０ｉ_５によってｋ倍にされた検出温度電圧（＝ｋ×Ｖｔ）が入力される。第２比較器１０ｉ_３には、検出温度電圧と共に、温度検出回路１０ｉ_１から作られた基準電位Ｖｂが入力される。検出温度電圧ｋ×Ｖｔが、基準電位Ｖｂを超えると、第２比較器１０ｉ_３の出力電圧Ｖｄは、入力電圧のスムージングを行う第１緩慢制御部１０ｉ_４２に入力される。

第２電流増加回路１０ｉ_６は、第２比較器１０ｉ_３の出力切り替わり時から電圧変化する第２キャパシタＣ２と、第1キャパシタＣ２の電圧Ｖｆが制御端子に入力され温度補償電流Ｉ_Ｔ１の少なくとも一部分を与える第２電流制御用トランジスタＴＲ_Ｉ２とを備えている。

第２比較器１０ｉ_３の出力ＶｄをトランジスタＴＲ_Ｖｆの制御端子に与えることで、電流源ｘＩから第２キャパシタＣ２に電荷を蓄積し、或いは、第１キャパシタＣ２に蓄積された電荷を電流源Ｉを介して放電することで、トランジスタＴＲ_Ｉ２が動作するように電圧Ｖｆを設定する。

比較器１０ｉ_３の出力電圧Ｖｄは、間接的にキャパシタＣ２に与えられているが、これは、電圧Ｖｆが徐々に増加するのであれば、直接的に与えられることとしてもよい。すなわち、出力電圧ＶｄをキャパシタＣ２に直接的に与え、後段側に適当な回路を配置することで、トランジスタＴＲ_Ｉ２の制御端子への入力電圧Ｖｆを生成し、トランジスタＴＲ_Ｉ２を流れる電流ΔＩ２を発生させることもできる。

第1電流増加回路１０ｉ_４及び第2電流増加回路１０ｉ_６の出力電流ΔＩ１、ΔＩ２は、重畳されて温度補償電流Ｉ_Ｔ１を構成している。なお、温度補償電流Ｉ_Ｔ１は他の成分を含んでいても良い。また、第１比較器１０ｉ_２及び第２比較器１０ｉ_３の基準電位Ｖａ，Ｖｂは、異なる設定温度に対応させて設定されており、温度補償電流Ｉ_Ｔ１の制御目標値を２段階にすることができる。なお、比較器の数を増加させれば、温度補償電流の制御目標値に更に多くの段階を設定することができる。

なお、温度補償電流Ｉ_Ｔ２，Ｉ_Ｔ３は、それぞれ、電流ΔＩ３＋ΔＩ４、電流ΔＩ５＋ΔＩ６からなる。

電流ΔＩ３は、トランジスタＴＲ_Ｉ３の制御端子に電圧Ｖｅを入力し、トランジスタＴＲ_Ｉ３をＯＮすることにより生成できる。

電流ΔＩ４は、トランジスタＴＲ_Ｉ４の制御端子に電圧Ｖｆを入力し、トランジスタＴＲ_Ｉ４をＯＮすることにより生成できる。

電流ΔＩ５は、トランジスタＴＲ_Ｉ５の制御端子に電圧Ｖｅを入力し、トランジスタＴＲ_Ｉ５をＯＮすることにより生成できる。

電流ΔＩ６は、トランジスタＴＲ_Ｉ６の制御端子に電圧Ｖｆを入力し、トランジスタＴＲ_Ｉ６をＯＮすることにより生成できる。

電圧Ｖｅ、Ｖｆの生成手法は上述の通りである。

温度補償切り替えに対応してどの程度の電流補償を行うかは、ΔＩ１、ΔＩ２（ΔＩ３、ΔＩ４、ΔＩ５、ΔＩ６）の大きさによって決定される。これらの値は、固定値であるが、マスクを再設計することで、容易に調整が可能となる。本例では、ＬＥＤの特性にばらつきがあることに鑑みて、ＬＥＤの特性に応じて調整が適宜なしえる回路構成を採用している。

上述の構成によれば、ＬＥＤ光出力の温度補償のための切り替え温度（検出温度電圧Ｖｔが基準電位Ｖａ，Ｖｂ等しくなる温度）と各温度範囲（切り替え温度で区切られる温度範囲）でのＬＥＤの駆動電流の制御を分別しており、特性の異なるＬＥＤに対応するためのマスク改定による調整を容易とすることができ、回路構成の単純化及び最小化ができるため、温度補償切り替えにはデジタル化を採用している。また、ＬＥＤの駆動電流が、図示しない判定回路によって増減変化する際の受信素子とのビットエラー（通信エラー）を無くすために、緩慢にＬＥＤ電流の増減を操作している。

なお、電流源ｘＩは、電流源Ｉのｘ倍の電流を発生する。定電流源Ｉに並列に接続されたキャパシタＣ１，Ｃ２は電流量に応じて電荷の蓄積放電が行える。例えば、キャパシタＣ１の定電流源はｘ＝２倍とする。２倍の定電流を流しておき、トランジスタＴＲ_ｖｅが閉じれば（ＯＮ）、１倍は定電流源Ｉへ、残りの１倍は、キャパシタＣ１に蓄積される。そして、トランジスタＴＲ_ｖｅが開けば（ＯＦＦ）、キャパシタＣ１に蓄積された電荷は、１倍の定電流Ｉが吸い取り、この電荷の蓄積、放電を繰り返すことで、充放電の時間分だけＶｅの電圧は時間軸に対して傾きを持った電圧変化をさせることができる。キャパシタＣ２及び電圧Ｖｆの変化も、これと同様である。なお、電圧の傾斜の周波数は、受信素子の最小応答周波数以下、すなわち、かかる周波数成分では受信素子が応答できない程度にする。電圧Ｖｅ、Ｖｆの電圧の傾き調整は、キャパシタの容量や定電流源の調整によって行うことができる。

なお、電圧Ｖｅ、Ｖｆは、バイアス電流、メイン電流、ピーキング電流を決めるスイッチＭＯＳトランジスタＴＲ_Ｉ１〜ＴＲ_Ｉ６の同時ゲート入力となるが、このスイッチＭＯＳトランジスタサイズによっても受信素子の応答周波数以下の調整は影響を受ける。

図１１は、温度（℃）とＬＥＤのファイバ結合出力（ｄＢｍ）との関係を示すグラフである。

出力範囲ＲＥＧＩＯＮは、光通信をエラーが生じないように行うために、必要なファイバ結合光出力の範囲（仕様である規格範囲から求められたＩＣ設計に要求される温度変化に対するファイバ結合光出力範囲）を示している。

データＬ１は、上述の温度補償しない場合のファイバ結合光出力特性を示している。点線矢印は、所定温度の際にＬＥＤ電流の切り替えを行うことで、ファイバ結合光出力が上昇することを示している。データＬ２〜Ｌ５は、点線矢印に示されている温度補償された後の光ファイバ結合光出力温度特性を示している。

データＬ１に示されているように、ＬＥＤは所定の温度特性を有する。光通信に用いる際においては、通信が切断されないような範囲でファイバ結合光出力を保つ必要があるため、点線矢印に示されているように、ファイバ結合光出力に温度補償をかける。

ＬＥＤ光出力の温度補償は、温度検出、ＡＤ変換、緩慢操作を経て、ＬＥＤ電流出力段回路の電流源選択部に与えられている。上述の多段階の比較器出力の切り替えは、温度上昇に伴って発光出力が増加するように、すなわち、結合光出力が同図に示すＬ２〜Ｌ５となるように行われる。許容できる出力範囲ＲＥＧＩＯＮが狭くなる場合には、これに応じてスライスレベルＶａ，Ｖｂ・・・及びこれらが入力される比較器の数を増加すればよい。例えば、車載用の光リンクに用いる場合には、外部環境の温度が−４０℃〜＋１０５℃程度の範囲で変動するので、これに対応するようにスライスレベルの数、同様に比較器の数を構成させる。

図１２は、時間（μｓ）と信号印加時の駆動電流（ｍＡ）との関係を示すグラフである。
同図は、温度によるＬＥＤ電流切り替えの際に、メイン電流発生回路から発生する電流をモニター（シミュレーション）したものである。グラフ左端から右端にかけて、ＬＥＤのメイン電流（駆動電流）が緩慢に上昇していることが認められる。意図的にこのような動作をさせることで、受信側のパルス幅歪やジッタの発生をおさえることができ、通信エラーを有効に防止することができる。

具体的には、ここでは光通信に用いられる受信側最小応答パルス幅は、実力値で２μｓを想定し、緩慢に上昇させている時間は１０μｓ程度としている。なお、ピーキング電流発生回路及びバイアス回路も、メイン電流発生回路と同様の温度制御をしている。本実施例では、ＬＥＤ電流切り替え開始（ｋ×ＶｔがＶａを超えた時刻）から所定のＬＥＤ電流増減完了までの時間を、例えば受信素子の最小応答周波数１００ｋＨｚより算出し、１０μｓに設定した。

図１３は、温度（℃）とＤＣレベルの駆動電流（ｍＡ）との関係を示すグラフである。

温度変化に対して、ＬＥＤの光出力を補償するために、ＬＥＤ駆動電流が階段状に変化している状態を示している。このような変化の場合、上述の受信側のパルス幅歪みやジッタの発生等の特性劣化の問題が生じるため、望ましくない。

図１４は、アイパターンを示す波形図である。

受信側では仕様で決められている出力波形のアイパターンを規格内にいれるため、又は、受信素子の規格のパルス幅歪及びジッタを低減させるため、ＬＥＤファイバ結合光出力の変化が受信素子の最小応答以下となるようにする。例えば、急にＬＥＤファイバ結合光出力が増加すると、これが受信素子の応答範囲内であれば、アイパターンの縦軸方向の振幅もそれに合わせて増加する。これは、振幅の急な変化がある場合、受信側のパルス幅歪及びジッタとなって発生するが、上述の構成ではかかる現象を極力抑えることができる。なお、波形図の横軸は１ｎｓ、縦軸は５００ｍＶを一目盛りとする。

図１５は、温度補償電流発生回路の部分回路図である。

ＬＥＤ駆動電流の切り替えを行うトランジスタ（ＭＯＳトランジスタ）ＴＲ_ｖｅに対し、キャパシタＣ１に蓄積された電荷の放電に費やす時間を与えることで、緩慢に駆動電流を増加させている。通常、トランジスタＴＲ_ｖｅは閉じており、電流Ｘ１が図示の如く流れ、電位Ｖｅは「Ｈレベル」の状態となっている。切り替え信号としての比較器出力ＶｃがトランジスタＴＲ_ｖｅのゲートに与えられると、これはＯＦＦして、キャパシタＣ１の電荷が放電され、「Ｌレベル」となる。この場合、後段のトランジスタはＬレベルでＯＮとなるように設定することができる。

図１６は、キャパシタの放電に伴う電圧の時間的変化を示すグラフである。

キャパシタＣ１の放電を開始すると、電位Ｖｅは時間の経過と共に徐々に低下する。キャパシタＣ１の容量を調整することで、緩慢な電圧変化をさらに調整することが可能である。また、トランジスタＴＲ_ｖｅの種類により、抵抗の大きさを変えて電流量を調整することにより、緩慢な電圧変化をさせることも可能である。なお、ここでは一例として、トランジスタＴＲ_ｖｅとキャパシタＣ１について示すが、これはトランジスタＴＲ_ｖｆとキャパシタＣ２についても同様である。なお、電流源ｘＩの一例は複数のトランジスタを図のように接続しているが、これは種々の構成を採用することが可能である。

以上、説明したように、上述のＬＥＤ駆動回路においては、温度変化に比例して生じる電圧値を用いて、一つ（または複数）の比較器から構成されるＡ／Ｄ変換器を通じて温度に応じたデジタル出力を発生させ、これに基づいて、ＬＥＤ駆動電流量を選択しており、温度変化に基づいて、ＬＥＤ駆動電流量を変化させる際の条件を送受信ペアの光通信として考え、受信素子が応答するパルス幅よりも長い時間にゆっくりと変化させることで、受信側のパルス幅歪やジッタを低減することができる。

なお、パルス幅・ジッタは各規格によって、それぞれ定めるところの要求を満たす必要があり、本例では温度補償電流をゆっくり変化させている。また、目標とする帯域に対して、帯域の狭いＬＥＤを高速動作させるために、ＬＥＤにピーキングをかけた。この帯域の狭いＬＥＤにピーキングをかけると発光出力は高速に立ち上がるが、その反面、凹みも多少生じる。その凹みを抑えるために、ピーキング電流発生回路は少なくとも２つ備え、ＬＥＤの応答を速める（補正する）ために、２段階からなる時分割の定量ピーキングを実施している。

ピーキング補正回路を一つ用いた場合には、パルス波形にピーキング後に凹みが生じるが、２つ以上のピーキング補正を行うと凹みは著しく低減される。これによって、安定した光通信の実現に必要不可欠なパルス波形が得られる。上述の構成により、光通信がエラーなしに行うことができる。

なお、上述の装置は、海底ケーブル用光通信機器、ジャイロスコープ、情報記録媒体書き込み装置などに広く用いることができる。

本発明は、ＬＥＤ駆動回路に利用することができる。

実施の形態に係るＬＥＤ駆動回路の回路図である。 ＬＶＤＳドライバの回路図である。 タイミング発生回路の回路図である。 各種駆動信号のタイミングチャートである。 各種電圧のタイミングチャートである。 電流発生回路の回路図である。 駆動電流のタイミングチャートである。 光強度の波形を示すグラフである。 ＬＥＤのＶ−Ｉ特性を示すグラフである。 温度補償電流発生回路の回路図である。 温度（℃）とファイバ結合出力（ｄＢｍ）との関係を示すグラフである。 時間（μｓ）と信号印加時の駆動電流（ｍＡ）との関係を示すグラフである。 温度（℃）とＤＣレベルの駆動電流（ｍＡ）との関係を示すグラフである。 アイパターンを示す波形図である。 温度補償電流発生回路の部分回路図である。 キャパシタの放電に伴う電圧の時間的変化を示すグラフである。

符号の説明

１０ｇ・・・アンダーシュート電流発生回路、１０ｉ_５・・・アンプ、１０ｍ・・・スリープ回路、１０ｂ・・・タイミング発生回路、１０ｊ・・・トーン検出回路、１０ｋ・・・バイアス回路、１０ｈ・・・バイアス電流発生回路、１０ｅ・・・第１ピーキング電流発生回路、１０ｆ・・・第２ピーキング電流発生回路、１０ｄ・・・メイン電流発生回路、１０ａ・・・受信用比較器、１０ｂ３・・・後段増幅器、１０ｂ４・・・後段増幅器、１０ｂ５・・・後段増幅器、１０ｂ６・・・後段増幅器、１０・・・ＬＥＤ駆動回路、１０ｉ_２・・・比較器、１０ｉ_１・・・温度検出回路、１０ｉ・・・温度補償電流発生回路、１０ｉ_４１・・・緩慢制御部、１０ｉ_４２・・・緩慢制御部、１０ｂ７・・・調整回路、１０ｂ９・・・調整回路、１０ｂ１１・・・調整回路、１０ｉ_４・・・電流増加回路、１０ｉ_６・・・電流増加回路、Ａ・・・アンプ、Ｃ１・・・キャパシタ、Ｃ２・・・キャパシタ、Ｄ１，Ｄ２・・・ダイオード、Ｉ_Ｔ１・・・温度補償電流、Ｉ_Ｔ２・・・温度補償電流。

Claims (4)

1. ＬＥＤ駆動回路において、
   ＬＥＤに接続された第１電流源と、
   前記ＬＥＤに接続された第２電流源と、
   前記ＬＥＤに接続された第３電流源と、
   前記第１、第２及び第３電流源と前記ＬＥＤとの間をそれぞれ流れるメイン電流、第１ピーキング電流及び第２ピーキング電流をそれぞれ制御する第１、第２及び第３トランジスタと、
   前記第１及び第２ピーキング電流の波形が前記メイン電流の波形の内側に位置するよう、前記第１、第２及び第３トランジスタの制御端子にそれぞれ与えられる第１、第２及び第３駆動信号を発生するタイミング発生回路と、
   を備えることを特徴とするＬＥＤ駆動回路。
2. 前記タイミング発生回路は、前記第１及び第２ピーキング電流の波形は時系列に連続するよう、前記第２及び第３駆動信号を発生することを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤ駆動回路。
3. 前記タイミング発生回路は、単一の差動信号の入力に同期して前記第１、第２及び第３駆動信号を発生することを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤ駆動回路。
4. 前記タイミング発生回路は、前記第１ピーキング電流の波高値が、第２ピーキング電流の波高値よりも高くなるように前記第２及び第３駆動信号を発生することを特徴とする請求項１に記載のＬＥＤ駆動回路。
   

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