JPH10242522A - 発光ダイオード駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 光ファイバを伝送媒体として通信を行う装置
の発光ダイオードＤを駆動するための回路１１におい
て、発光ダイオードＤの高速動作を可能とするために、
点灯開始時にピーキングを有する電流を印加するにあた
って、定常時における電力消費を低減する。 【解決手段】 定電流源１３からの電流Ｉ２をトランジ
スタＱ３，Ｑ４のカレントミラー回路で折返して、定常
点灯時における電流を作成するとともに、点灯開始時に
は、差動アンプＡ３からの正転出力Ｖ３のハイレベルへ
の立上がりに応答してコンデンサＣが生成したピーキン
グ波形をトランジスタＱ４のベース側に印加し、前記定
常点灯電流にピーキング電流を重畳する。したがって、
ピーキング電流値に対応した電流を常時流しておく必要
がなく、前記正転出力Ｖ３がハイレベルに立上がるとき
にのみ流れるだけであり、電力消費を低減することがで
きる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電気信号を光信号
に変換し、光ファイバを伝送媒体として信号の伝送を行
う、いわゆる光ファイバリンクにおいて好適に実施され
る発光ダイオード駆動回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】たとえば、電磁波の影響を受けやすい箇
所などで信号伝送を行うにあたって、前記光ファイバを
伝送媒体として信号伝送を行う前記光ファイバリンクの
構築が行われている。このような光ファイバリンクにお
いて、伝送速度を高速化するために、従来から、発光素
子として、高速応答可能な半導体レーザが使用されてい
るけれども、低価格化のために、該半導体レーザよりも
安価な発光ダイオードの使用が望まれている。しかしな
がら、発光ダイオードは、前記半導体レーザに比べて、
応答が遅く、したがって高速駆動のために、駆動電流に
ピーキングを持たせる必要がある。

【０００３】図６は、ピーキング電流を発生することが
できる典型的な従来技術の発光ダイオード駆動回路１の
電気回路図である。この発光ダイオード駆動回路１は、
大略的に、入力用の差動アンプａと、発光ダイオードｄ
への駆動電流ｉ１をＯＮ／ＯＦＦするゲート回路ｇと、
前記発光ダイオードｄの定常駆動電流を規定する定電流
源２と、前記定電流源２の電流値を折返して前記ゲート
回路ｇに与えるカレントミラー回路ｃｍと、ピーキング
波形を発生するためのコンデンサｃと、前記コンデンサ
ｃで発生されたピーキング電流を制御して発光ダイオー
ドｄに与えるピーキング電流制御回路３とを備えて構成
されている。

【０００４】一対の入力端子ｐ１，ｐ２には、相互に逆
相の入力信号ｖ０，／ｖ０が入力される。たとえば、入
力信号ｖ０を正相側とすると、該正相の入力信号ｖ０
は、差動アンプａの非反転入力端に入力され、逆相の入
力信号／ｖ０は、前記差動アンプａの反転入力端に入力
される。差動アンプａからの正相出力ｖ１は、前記ゲー
ト回路ｇのトランジスタｑ１のベースに与えられ、逆相
出力／ｖ１は、前記ゲート回路ｇのトランジスタｑ２の
ベースに与えられる。

【０００５】ゲート回路ｇは、前記トランジスタｑ１，
ｑ２の一対の差動対から構成されるスイッチング回路で
あり、一方のトランジスタｑ１のコレクタは、発光ダイ
オードｄのカソードに接続され、前記駆動電流ｉ１の吸
込みを行う。発光ダイオードｄのアノードは、ハイレベ
ルの電源電圧Ｖｃｃの電源ライン９に接続されている。
また、前記トランジスタｑ２のコレクタも、前記電源ラ
イン９に接続されている。トランジスタｑ１，ｑ２のエ
ミッタは、共通に接続され、カレントミラー回路ｃｍの
出力側のトランジスタｑ３のコレクタに接続される。

【０００６】カレントミラー回路ｃｍは、前記トランジ
スタｑ３と、対を成すトランジスタｑ４と、抵抗ｒ１，
ｒ２とを備えて構成されている。トランジスタｑ３のエ
ミッタは抵抗ｒ１を介して接地され、ベースはトランジ
スタｑ４のベースと接続されている。トランジスタｑ４
のベースとコレクタとは、相互に接続されてダイオード
接続となっており、このトランジスタｑ４のコレクタに
は、前記電源ライン９から、定電流源２を介して定電流
ｉ２が供給されている。トランジスタｑ４のエミッタ
は、抵抗ｒ２を介して接地されている。

【０００７】したがって、定電流源２からの電流ｉ２
が、トランジスタｑ３，ｑ４の面積比や、抵抗ｒ１，ｒ
２の抵抗値などに対応した倍数比で折返されて、前記ト
ランジスタｑ１，ｑ２のエミッタから引抜かれる。

【０００８】一方、前記ピーキング電流制御回路３は、
トランジスタｑ５，ｑ６から成る差動対と、定電流源４
と、分圧抵抗ｒ３，ｒ４と、プルアップ抵抗ｒ５とを備
えて構成されている。トランジスタｑ５のベースには、
予め定める基準電圧Ｖｒｅｆを、分圧抵抗ｒ３，ｒ４で
分圧した電圧Ｖｒｅｆ’が与えられている。前記基準電
圧Ｖｒｅｆはまた、プルアップ抵抗ｒ５を介して、トラ
ンジスタｑ６のベースに与えられている。

【０００９】トランジスタｑ６のベースはまた、コンデ
ンサｃの一方の端子に接続され、このコンデンサｃの他
方の端子には、前記逆相出力／ｖ１が与えられる。トラ
ンジスタｑ５，ｑ６のエミッタは、共通に接続されて、
定電流源４を介して接地される。トランジスタｑ６のコ
レクタは前記電源ライン９に接続され、これに対して、
トランジスタｑ５のコレクタは前記発光ダイオードｄの
カソードに接続されている。

【００１０】上述のように構成される発光ダイオード駆
動回路１において、図７（ａ）で示す正相の入力信号ｖ
０および図７（ｂ）で示す逆相の入力信号／ｖ０に対し
て、差動アンプａからの正相出力ｖ１は図７（ｃ）で示
すようになり、逆相出力／ｖ１は図７（ｄ）で示すよう
になる。

【００１１】前記正相の入力信号ｖ０がハイレベルに立
ち上がると、逆相出力／ｖ１がローレベルとなってトラ
ンジスタｑ２が遮断し、正相出力ｖ１がハイレベルとな
ってトランジスタｑ１が導通し、図７（ｆ）で示すよう
な電流ｉ３が、カレントミラー回路ｃｍによって、発光
ダイオードｄのカソードから吸込まれる。

【００１２】一方、前記逆相出力／ｖ１がハイレベルで
あるときに前記基準電圧Ｖｒｅｆに保持されていたトラ
ンジスタｑ６のベース電圧ｖ２は、該逆相出力／ｖ１の
立下がりによって、図７（ｅ）で示すように落込み、ピ
ーキング波形を発生する。これによって、発光ダイオー
ドｄのカソードからは、トランジスタｑ５によって、図
７（ｇ）で示すようなピーキング電流ｉ４が吸込まれ
る。

【００１３】したがって、前記正相の入力信号ｖ０がハ
イレベルに立上がることによって、発光ダイオードｄに
は、図７（ｈ）で示すような、立上がり時にピーキング
を有する駆動電流ｉ１が供給されることになる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】上述のような従来技術
の発光ダイオード駆動回路１では、ピーキング電流ｉ４
を発生するために、ピーキング電流制御回路３内の定電
流源４は、逆相信号／ｖ１のレベルに拘らず、常時、前
記ピーキング電流ｉ４のピーク値に対応した電流、たと
えば３０ｍＡを供給している。したがって、該発光ダイ
オード駆動回路１は、カレントミラー回路ｃｍが供給す
る電流の、たとえば３０ｍＡと併せて、６０ｍＡ以上の
消費電流となり、電力消費が大きいという問題がある。

【００１５】本発明の目的は、電力消費を低減すること
ができる発光ダイオード駆動回路を提供することであ
る。

【００１６】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る発
光ダイオード駆動回路は、駆動信号に応答して、発光ダ
イオードへの駆動電流をＯＮ／ＯＦＦ制御するゲート回
路と、前記発光ダイオードの定常駆動電流を規定する定
電流源と、前記定電流源がダイオード接続された一方の
トランジスタに接続され、他方のトランジスタが前記ゲ
ート回路に接続され、両トランジスタのベース間に抵抗
が介在され、前記定電流源の電流値を予め定める倍数比
で折返すカレントミラー回路と、前記他方のトランジス
タのベースに前記駆動信号を入力するコンデンサとを含
むことを特徴とする。

【００１７】上記の構成によれば、たとえばエミッタが
共通に接続され、一方のコレクタが発光ダイオードに接
続され、各ゲートには相互に逆相の駆動信号が入力され
る差動対などで実現されるゲート回路を介して、発光ダ
イオードへの駆動電流をＯＮ／ＯＦＦ制御するにあたっ
て、定電流源によって規定された電流をカレントミラー
回路で予め定める倍数比で折返して作成した電流を定常
駆動のための電流として該カレントミラー回路の出力側
のトランジスタから前記ゲート回路へ供給し、さらにコ
ンデンサによって前記駆動信号を微分して得られたピー
キング波形を、前記カレントミラー回路の出力側のトラ
ンジスタのゲートに与えて、前記定常駆動のための電流
にピーキング電流を重畳してゲート回路に供給し、カレ
ントミラー回路が供給する駆動電流をピーキングを有す
る電流とする。

【００１８】したがって、発光ダイオードの非駆動時お
よび定常点灯時には、前記ピーキングを発生させるため
の電流は流れておらず、電力消費を低減することができ
る。また、コンデンサの静電容量や抵抗の抵抗値を調整
することによって、ピーキング電流の時定数の調整を容
易に行うことができる。

【００１９】また請求項２の発明に係る発光ダイオード
駆動回路では、前記カレントミラー回路の両トランジス
タは、ＭＯＳトランジスタであることを特徴とする。

【００２０】上記の構成によれば、ＭＯＳトランジスタ
のゲートからは、バイポーラトランジスタのベースから
に比べて、電流の流入量が極めて小さいので、前記定常
駆動電流およびピーキング電流の高精度な調整を可能と
することができる。

【００２１】

【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について、
図１および図２に基づいて説明すれば以下のとおりであ
る。

【００２２】図１は、本発明の実施の一形態の発光ダイ
オード駆動回路１１の電気回路図である。この発光ダイ
オード駆動回路１１は、大略的に、入力段の差動アンプ
Ａ１，Ａ２，Ａ３と、発光ダイオードＤへの駆動電流Ｉ
１をＯＮ／ＯＦＦ制御するためのスイッチング回路であ
るゲート回路Ｇと、ピーキング波形を作成するためのコ
ンデンサＣと、前記発光ダイオードＤの定常点灯時の電
流を規定する定電流源１３と、前記駆動電流Ｉ１を規定
するための駆動電流制御回路１２とを備えて構成されて
いる。

【００２３】入力端子Ｐ１，Ｐ２へは、相互に逆相の入
力信号Ｖ０，／Ｖ０がそれぞれ入力される。たとえば、
入力信号Ｖ０を正相側とすると、該正相の入力信号Ｖ０
は、差動アンプＡ１の非反転入力端に入力され、逆相の
入力信号／Ｖ０は、前記差動アンプＡ１の反転入力端に
入力される。差動アンプＡ１からの正相出力Ｖ１は、相
互に並列に配置される差動アンプＡ２，Ａ３の非反転入
力端に共通に入力される。同様に、差動アンプＡ１から
の逆相出力／Ｖ１は、差動アンプＡ２，Ａ３の反転入力
端に共通に入力される。

【００２４】前記差動アンプＡ１，Ａ２，Ａ３は、イン
ピーダンス変換用のバッファとして機能し、これによっ
て立上がりおよび立下がり時間等の特性を、入力信号Ｖ
０，／Ｖ０に依存しない所望とする特性とすることがで
きる。また、前記差動アンプＡ２，Ａ３は、ゲート回路
Ｇによる駆動電流の切換えタイミングと、コンデンサＣ
によるピーキング波形の発生タイミングとを揃える機能
を有している。

【００２５】差動アンプＡ２からの正相出力Ｖ２は、前
記ゲート回路Ｇの一方のトランジスタＱ１のベースに与
えられ、逆相出力／Ｖ２は、ゲート回路Ｇの他方のトラ
ンジスタＱ２のベースに与えられる。トランジスタＱ
１，Ｑ２は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタであ
り、差動対を構成し、トランジスタＱ１のコレクタは、
前記発光ダイオードＤのカソードに接続され、この発光
ダイオードＤのアノードは、ハイレベルの電源電圧Ｖｃ
ｃの電源ライン１９に接続されている。トランジスタＱ
２のコレクタは、前記電源ライン１９に接続される。ト
ランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタは、共通に接続され
て、前記駆動電流制御回路１２の出力側のトランジスタ
Ｑ４のコレクタに接続されている。

【００２６】したがって、入力信号／Ｖ０がハイレベル
となり、入力信号Ｖ０がローレベルとなると、すなわち
逆相出力／Ｖ２がハイレベルとなり、正相出力Ｖ２がロ
ーレベルとなると、トランジスタＱ２が導通し、トラン
ジスタＱ１が遮断し、駆動電流制御回路１２へは、トラ
ンジスタＱ２から電流が供給される。これに対して、正
相出力Ｖ２がハイレベルとなり、逆相出力／Ｖ２がロー
レベルとなると、トランジスタＱ１が導通し、トランジ
スタＱ２が遮断し、駆動電流制御回路１２へはトランジ
スタＱ１から電流が流れ、発光ダイオードＤに前記駆動
電流Ｉ１が流れることになる。

【００２７】前記駆動電流制御回路１２は、カレントミ
ラー回路を構成する一対のＮＰＮ型のバイポーラトラン
ジスタＱ３，Ｑ４と、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３とを備えて
構成されている。トランジスタＱ３のベースは、コレク
タと接続されて、該トランジスタＱ３はダイオード接続
となっており、前記コレクタは、定電流源１３を介して
前記電源ライン１９に接続されている。このトランジス
タＱ３のエミッタは、抵抗Ｒ１を介して接地されてい
る。したがって、該トランジスタＱ３には、定電流源１
３で規定された定電流Ｉ２が、常時流れている。

【００２８】前記トランジスタＱ３のベースはまた、抵
抗Ｒ２を介してトランジスタＱ４のベースに接続されて
おり、このトランジスタＱ４のエミッタは、抵抗Ｒ３を
介して接地されている。トランジスタＱ４のベースには
また、コンデンサＣを介して、前記差動アンプＡ３の正
相出力Ｖ３が与えられる。

【００２９】したがって、入力信号／Ｖ０がハイレベル
であり、入力信号Ｖ０がローレベルであるとき、すなわ
ち逆相出力／Ｖ２がハイレベルであり、正相出力Ｖ２，
Ｖ３がローレベルであるときには、トランジスタＱ２か
ら、駆動電流制御回路１２のトランジスタＱ４へは、前
記定電流源１３からの電流Ｉ２を、前記トランジスタＱ
３，Ｑ４の面積比や抵抗Ｒ１，Ｒ３の抵抗値の比などに
対応した倍数で折返えした電流Ｉｃが吸込まれる。

【００３０】これに対して、入力信号Ｖ０がハイレベル
となり、入力信号／Ｖ０がローレベルとなったとき、す
なわち正相出力Ｖ２，Ｖ３がハイレベルとなり、逆相出
力／Ｖ２がローレベルとなると、トランジスタＱ１か
ら、駆動電流制御回路１２のトランジスタＱ４へは、前
記定電流源１３の電流Ｉ２に対応した電流Ｉｃに、前記
正相出力Ｖ３をコンデンサＣが微分したピーキング波形
Ｖ４に対応した電流を加算した電流Ｉｐが流れ、前記駆
動電流Ｉ１となる。

【００３１】図２は、上述のように構成される発光ダイ
オード駆動回路１１の動作を説明するための波形図であ
る。正相の入力信号Ｖ０および逆相の入力信号／Ｖ０が
それぞれ図２（ａ）および図２（ｂ）で示されるとき、
各正相出力Ｖ１，Ｖ２は図２（ｃ）で示すようになり、
逆相出力／Ｖ１，／Ｖ２は図２（ｄ）で示すようにな
る。これに連動して、トランジスタＱ１は正相出力Ｖ２
がハイレベル、すなわち逆相出力／Ｖ２がローレベルで
あるときに導通し、トランジスタＱ２は正相出力Ｖ２が
ローレベル、すなわち逆相出力／Ｖ２がハイレベルであ
るときに導通する。また、差動アンプＡ３からの正相出
力Ｖ３は、図２（ｅ）で示すように、図２（ｃ）で示す
差動アンプＡ２からの正相出力Ｖ２と相似の波形とな
る。

【００３２】一方、駆動電流制御回路１２内のトランジ
スタＱ４では、定常時には、定電流源１３からの電流Ｉ
２を折返すように電流が流れており、そのベース電圧
は、図２（ｆ）で示すように、該トランジスタＱ４のベ
ース−エミッタ間電圧である略０．７Ｖとなっている。
このトランジスタＱ４のベース電圧は、前記正相出力Ｖ
３がハイレベルに立上がるときに、コンデンサＣによっ
て該正相出力Ｖ３が微分されて立上がり、この図２
（ｆ）で示すように、ピーキングを有する波形となる。

【００３３】これによって、トランジスタＱ１を介して
流れる発光ダイオードＤの前記駆動電流Ｉ１は、図２
（ｇ）で示すように、前記正相出力Ｖ３の立上がりに応
答して、急激に立上がって、ピーキングを呈し、その
後、定常点灯レベルに収束する電流となる。

【００３４】したがって、駆動電流制御回路１２の出力
側を流れる電流は、正相信号Ｖ３がハイレベルに立上が
る過渡時には、ピーク値Ｉｐ、たとえば６０ｍＡとな
り、ピーキングが収束した発光ダイオードＤの定常点灯
時および正相出力Ｖ３がローレベルである消灯時には、
所定の定電流Ｉｃ、たとえば３０ｍＡとすることができ
る。これによって、ピーキング電流Ｉｐの作成のため
に、常時、該ピーキング電流Ｉｐと等しい電流を流して
おく必要がなく、電力消費を格段に低減することができ
る。

【００３５】また、前記ピーキング電流Ｉｐの時定数
は、コンデンサＣの静電容量および抵抗Ｒ２の抵抗値で
決定することができる。

【００３６】さらにまた、前記ピーキング電流Ｉｐは、
正相出力Ｖ３のハイレベル時の電圧レベルをＶ３Ｈと
し、抵抗Ｒ３の抵抗値を参照符と同一で示すとき、ほ
ぼ、 Ｉｐ＝Ｖ３Ｈ／Ｒ３ で調整することができる。

【００３７】このようにして、ピーキング電流Ｉｐの時
定数および電流量を容易に制御することができる。

【００３８】なお、上述の発光ダイオード駆動回路１１
では、発光ダイオードＤのアノードをハイレベルの電源
ライン１９に接続し、カソードからゲート回路Ｇが駆動
電流Ｉ１を吸込むように構成しているけれども、前記発
光ダイオードＤのカソードを接地電位側に接続し、アノ
ードに前記駆動電流Ｉ１を流し出す場合には、図３の駆
動電流制御回路１２ａで示すように、カレントミラー回
路を構成する一対のトランジスタＱ３ａ，Ｑ４ａをＰＮ
Ｐ型のバイポーラトランジスタとし、トランジスタＱ３
ａのエミッタを抵抗Ｒ１ａを介して前記電源ライン１９
に接続し、ベースはコレクタに接続するとともに、定電
流源１３を介して接地ラインに接続し、トランジスタＱ
４ａのエミッタを抵抗Ｒ３ａを介して前記電源ライン１
９に接続し、コレクタからは前記ゲート回路Ｇへ前記駆
動電流Ｉ１を流し出すようにすればよい。

【００３９】ただしこの場合には、差動アンプＡ３から
コンデンサＣへは、逆相出力／Ｖ３を与える必要があ
る。

【００４０】また、図１で示す駆動電流制御回路１２に
代えて、図４で示す駆動電流制御回路１２ｂを用いても
よく、図３で示す駆動電流制御回路１２ａに代えて、図
５で示す駆動電流制御回路１２ｃを用いてもよい。これ
ら駆動電流制御回路１２ｂにおけるトランジスタＱ３
ｂ，Ｑ４ｂおよび駆動電流制御回路１２ｃのトランジス
タＱ３ｃ，Ｑ４ｃは、ＭＯＳトランジスタである。

【００４１】このようにＭＯＳトランジスタとすると、
ゲートからの電流の流込みがほとんどないので、前記ピ
ーキング電流Ｉｐおよび定常時における電流Ｉｃを、所
望とする値に、容易、かつ高精度に制御することができ
る。

【００４２】

【発明の効果】請求項１の発明に係る発光ダイオード駆
動回路は、以上のように、一方のトランジスタがダイオ
ード接続されて定電流源に接続され、他方のトランジス
タが発光ダイオードへの駆動電流をＯＮ／ＯＦＦ制御す
るゲート回路に接続され、両トランジスタのベース間に
抵抗が介在されるカレントミラー回路によって、前記定
電流源で規定された電流を折返して定常駆動のための電
流を作成し、駆動信号をコンデンサによって微分して得
られたピーキング波形を前記カレントミラー回路の出力
側のトランジスタのゲートに与えて、前記定常駆動のた
めの電流にピーキング電流を重畳して、発光ダイオード
への駆動電流を作成する。

【００４３】それゆえ、発光ダイオードの非駆動時およ
び定常点灯時には、前記ピーキングを発生させるための
電流は流れておらず、電力消費を低減することができ
る。また、コンデンサの静電容量や抵抗の抵抗値を調整
することによって、前記ピーキング電流の時定数を容易
に調整することができる。

【００４４】また請求項２の発明に係る発光ダイオード
駆動回路は、以上のように、前記カレントミラー回路の
両トランジスタを、ＭＯＳトランジスタとする。

【００４５】それゆえ、バイポーラトランジスタのベー
スからに比べて、該ＭＯＳトランジスタのゲートから
は、電流の流入量が極めて小さいので、定常駆動電流お
よびピーキング電流の高精度な調整を可能とすることが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の一形態の発光ダイオード駆動回
路の電気回路図である。

【図２】図１で示す発光ダイオード駆動回路の動作を説
明するための波形図である。

【図３】本発明の実施の他の形態の発光ダイオード駆動
回路における駆動電流制御回路の電気回路図である。

【図４】本発明の実施のさらに他の形態の発光ダイオー
ド駆動回路における駆動電流制御回路の電気回路図であ
る。

【図５】本発明の実施のさらに他の形態の発光ダイオー
ド駆動回路における駆動電流制御回路の電気回路図であ
る。

【図６】典型的な従来技術の発光ダイオード駆動回路の
電気回路図である。

【図７】図６で示す発光ダイオード駆動回路の動作を説
明するための波形図である。

【符号の説明】

１１ 発光ダイオード駆動回路 １２ 駆動電流制御回路（カレン
トミラー回路） １２ａ 駆動電流制御回路（カレン
トミラー回路） １２ｂ 駆動電流制御回路（カレン
トミラー回路） １２ｃ 駆動電流制御回路（カレン
トミラー回路） １３ 定電流源 Ａ１，Ａ２，Ａ３ 差動アンプ Ｃ コンデンサ Ｄ 発光ダイオード Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ トランジスタ Ｑ３ａ，Ｑ４ａ トランジスタ Ｑ３ｂ，Ｑ４ｂ トランジスタ Ｑ３ｃ，Ｑ４ｃ トランジスタ Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３ 抵抗 Ｒ１ａ，Ｒ３ａ 抵抗

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/06 10/00

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】駆動信号に応答して、発光ダイオードへの
   駆動電流をＯＮ／ＯＦＦ制御するゲート回路と、 前記発光ダイオードの定常駆動電流を規定する定電流源
   と、 前記定電流源がダイオード接続された一方のトランジス
   タに接続され、他方のトランジスタが前記ゲート回路に
   接続され、両トランジスタのベース間に抵抗が介在さ
   れ、前記定電流源の電流値を予め定める倍数比で折返す
   カレントミラー回路と、 前記他方のトランジスタのベースに前記駆動信号を入力
   するコンデンサとを含むことを特徴とする発光ダイオー
   ド駆動回路。
2. 【請求項２】前記カレントミラー回路の両トランジスタ
   は、ＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項
   １記載の発光ダイオード駆動回路。