JPH0969288A - 半導体装置およびその試験装置 - Google Patents
半導体装置およびその試験装置Info
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Abstract
ことができる半導体装置を提供する。 【解決手段】 DRAMチップに設けた信号出力端子5
にテスタ6を接続し、内部タイマ1から出力されるクロ
ック信号φの周波数をモニタする。3ビットの信号TA
1〜TA3の組合せを変えてクロック信号φの周波数を
変化させ、設定値に最も近い周波数が得られる信号TA
1〜TA3を求める。その信号TA1〜TA3を与えた
のと同じ状態が得られるように、内部タイマ1内のヒュ
ーズ43を切断し、クロック信号φの周波数を設定す
る。
Description
その試験装置に関し、特に、クロック信号に同期して所
定の動作を行なう半導体装置およびその試験装置に関す
る。
アクセスメモリ(以下、DRAMと称す)チップの構成
を示す回路ブロック図である。図29を参照して、この
DRAMチップは、電源端子201、接地端子202、
内部タイマ203および内部回路204を備える。内部
タイマ203および内部回路204は、ともに電源端子
201および接地端子202を介して外部から電源電位
Vccおよび接地電位GNDを受ける。内部タイマ20
3は、リングオシレータのような自己発振型の発振器を
含み、所定の周波数のクロック信号φを内部回路204
に与える。内部回路204は、そのクロック信号φに同
期して所定の動作(たとえばリフレッシュ動作)を行な
う。
Mチップでは、製造ばらつきによりクロック信号φの周
波数が本来の設定値からずれた値になり、所望の動作特
性が得られない場合があるという問題があった。たとえ
ばクロック信号φの周波数が不必要に大きくなると、消
費電力が不必要に大きくなったり、内部回路204と外
部との連動性がとれず、DRAMを含むシステムの誤動
作が生じる。それにも拘らず、従来のDRAMチップに
は、クロック信号φを外部に取出してクロック信号φの
周波数を測定する手段さえも設けられていなかった。
蔵の発振器の発振周波数を外部で測定することができる
半導体装置を提供することである。
クロック信号を与えて内部回路の試験を行なうことがで
きる半導体装置を提供することである。
振器の発振周波数の変更および設定または制御が可能な
半導体装置を提供することである。
置の発振器の発振周波数を測定するための試験装置を提
供することである。
装置では、発振器から出力されるクロック信号を外部に
取出すための出力手段が設けられる。したがって、クロ
ック信号を外部に取出してクロック信号の周波数を測定
することができる。
外部から入力される外部クロック信号と発振器から出力
される内部クロック信号のうちの一方のクロック信号を
選択するための選択手段が設けられる。したがって、外
部からクロック信号を与えて内部回路の試験をすること
ができる。
ロック信号が選択されたことに応じて内部クロック信号
を内部回路に与えるとともに外部に出力させ、選択手段
によって外部クロック信号が選択されたことに応じて内
部クロック信号の内部回路への入力を遮断するとともに
外部クロック信号を内部回路に与える信号入出力手段が
さらに設けられる。これにより、内部クロック信号を外
部に取出してクロック信号の周波数を測定することも可
能となる。
発振周波数の変更が可能な発振器と、発振器の発振周波
数の変更および設定を行なうための設定手段とが設けら
れる。したがって、発振器の発信周波数の変更および設
定が可能となり、たとえ発振器の発振周波数が本来の設
定値からずれた場合でも、発振器の発振周波数を本来の
設定値に設定することができる。
続された複数のインバータと、各インバータの出力ノー
ドの接続された可変容量回路とを含む。この場合は、設
定手段によって、可変容量回路の容量値の変更および設
定を行なうことにより、発振器の発振周波数の変更およ
び設定を容易に行なうことが可能となる。
貫通電流を防止するためのトランジスタが設けられる。
トランジスタは、インバータの電源ノードと電源ライン
の間およびインバータの接地ノードと接地ラインの間の
うちの少なくとも一方に接続され、そのゲートに電源電
位と接地電位の中間電位が与えられる。これにより消費
電力が低減化される。
続されたトランスファゲートおよびキャパシタを複数含
み、設定手段は、各トランスファゲートに対応して設け
られ、切断されることによって対応のトランスファゲー
トを導通状態または非導通状態に固定するためのヒュー
ズを含む。これにより、可変容量回路の容量値の設定を
容易かつ確実に行なうことが可能となる。
ズに対応して設けられ、対応のヒューズが切断される前
に対応のトランスファゲートを導通状態または非導通状
態にして、対応のヒューズが切断された後の発振器の発
振周波数を予め検出するためのテスト手段をさらに含
む。これにより、ヒューズの切断を失敗することが防止
される。
続された複数のインバータと、各インバータに駆動電流
を与えるための第1および第2のトランジスタとを含
む。この場合は、設定手段は、第1および第2のトラン
ジスタの入力電圧の変更および設定を行なうことにより
発振器の発振周波数の変更および設定を容易に行なうこ
とができる。
と、定電流源と直列接続され、第1および第2のトラン
ジスタの一方とカレントミラー回路を構成する第3のト
ランジスタと、第3のトランジスタに並列接続された複
数の第4のトランジスタと、各第4のトランジスタに対
応して設けられ、外部信号に応答して対応の第4のトラ
ンジスタを導通状態または非導通状態にする信号発生回
路とを含む。これにより、第1および第2のトランジス
タの入力電圧の変更および設定を容易に行なうことが可
能となる。
されることによって対応の第4のトランジスタを導通状
態または非導通状態に固定するためのヒューズを含む。
これにより、第1および第2の入力電圧の設定を容易か
つ確実に行なうことができる。
一定の電流を流すための複数の定電流源と、複数の定電
流源の各々の出力ノードに接続され、第1および第2の
トランジスタのうちの一方とともにカレントミラー回路
を構成する第3のトランジスタと、各定電流源に対応し
て設けられ、対応の定電流源を活性状態または非活性状
態に固定するためのヒューズを含む。これにより、第1
および第2のトランジスタの入力電圧の変更および設定
を容易かつ確実に行なうことができる。
ズに対応して設けられ、対応のヒューズが切断される前
に対応の定電流源を活性状態または非活性状態にして、
対応のヒューズが切断された後の発振器の発振周波数を
予め検出するためのテスト手段をさらに含む。これによ
り、ヒューズの切断を失敗することが防止される。また
好ましくは、さらに、直列接続された複数の信号変換手
段、選択手段および内部回路が設けられる。初段の信号
変換手段には、発振器から出力されたクロック信号が入
力される。各信号変換手段は、前段から入力されたクロ
ック信号を、そのクロック信号の周期の複数倍の周期を
有するクロック信号に変換して後段に出力する。選択手
段は、発振器から出力されたクロック信号と、複数の信
号変換手段から出力された複数のクロック信号とのうち
のいずれか1つのクロック信号を選択する。内部回路
は、選択手段によって選択されたクロック信号に同期し
て所定の動作を行なう。これにより、発振器の発振周波
数のチューニング範囲が複数倍以上に大きくなる。
が、発振器と複数の信号変換手段のうちのいずれかに対
応して設けられ、対応の発振器または信号変換手段から
出力されたクロック信号が入力される複数のゲート手段
と、各ゲート手段に対応して設けられ、切断されること
によって対応のゲート手段を導通状態または非導通状態
に固定するためのヒューズを含む。これにより、選択手
段は容易に構成される。
されるクロック信号を外部に取出すための出力手段が設
けられる。これにより、出力手段から外部に出力される
クロック信号の周波数を測定しながら、発振器の発振周
波数の変更および設定を行なうことが可能となる。
極がクロック信号を受け、発振器の発振周波数の設定時
に導通状態になるトランスファゲートと、トランスファ
ゲートの他方電極に接続された信号出力端子とを含む。
これにより、出力手段が容易に構成される。
極がクロック信号を受け、試験時に非導通状態にされる
トランスファゲートと、トランスファゲートの他方電極
に接続され、発振器の発振周波数の設定時にクロック信
号を外部に取出すとともに、試験時に試験用のクロック
信号を外部から入力するための信号入出力端子とを含
む。これにより、出力手段が容易に構成され、かつ試験
用のクロック信号を外部から入力することも可能にな
る。
発振周波数の制御が可能な発振器と、選択された動作モ
ードを検知するための検知手段とが設けられ、検知手段
の検知結果に基づいて発振器の発振周波数が制御され
る。したがって、選択された動作モードを実行するため
に適した周波数のクロック信号が生成され、各動作モー
ドが正確に実行される。
発振周波数の制御が可能な発振器と、発振器から出力さ
れたクロック信号によって駆動される内部電位生成手段
と、内部電位と予め定められた目標電位との差を検出す
る検出手段とが設けられ、検出手段の検出結果に基づい
て発振器の発振周波数が制御される。したがって、安定
した内部電位が得られる。
較手段は、クロック信号のレベルが基準レベルよりも低
いか高いかに応じて第1または第2の信号を出力し、記
憶手段は、比較手段の出力を所定のサンプリング周期で
順次記憶する。読出手段は、記憶手段に記憶された信号
を順次読出し、検出手段は、読出結果が第1の信号から
第2の信号に変化する変化点を検出し、2つの変化点の
間のサンプリング数からクロック信号の周期を検出す
る。したがって、半導体装置の発振器の発振周波数を容
易に検出できる。
ロック信号に同期した内部クロック信号を出力する電圧
制御型発振器が設けられ、その電圧制御型発振器の動作
パラメータに基づいて発振器の発振周波数が検出され
る。したがって、半導体装置の発振器の発振周波数を簡
単な構成で容易に検出できる。
ロック信号に同期した内部クロック信号を出力する電圧
制御型遅延手段が設けられ、その電圧制御型遅延手段の
動作パラメータに基づいて発振器の発振周波数が検出さ
れる。したがって、半導体装置の発振器の発振周波数を
簡単な構成で容易に検出できる。
るDRAMチップおよびその使用状態を示す回路ブロッ
ク図である。図1を参照して、このDRAMチップが図
29で示したDRAMチップと異なる点は、内部タイマ
203が内部タイマ1で置換されている点と、増幅器
2、トランスファゲート3、インバータ4および信号出
力端子5が新たに設けられている点である。
φは内部回路204に入力されるとともに、増幅器2に
入力される。トランスファゲート3は増幅器2の出力ノ
ードと信号出力端子5との間に接続される。テスト信号
TESTは、トランスファゲート3のNチャネルMOS
トランジスタ側のゲート3aに直接入力されるととも
に、インバータ4を介してPチャネルMOSトランジス
タ側のゲート3bに入力される。信号出力端子5には、
内部タイマ1から出力されるクロック信号φの周波数を
測定するためのテスタ6が接続される。
試験時では、トランスファゲート3が導通状態となり、
内部タイマ1から出力されたクロック信号φは、増幅器
2、トランスファゲート3および信号出力端子5を介し
てテスタ6に入力される。テスト信号TESTが「L」
レベルとなる非試験時では、トランスファゲート3が非
導通状態となり、クロック信号φは外部に出力されな
い。
周波数の変更が可能な発振器7と、発振器7の発振周波
数の変更および設定を行なうためのアドレス取込部10
およびチューニング制御部11〜13とを含む。発振器
7は、リング状に接続された奇数段のインバータ8と、
各インバータ8の出力ノード8aに接続された可変容量
回路9とを含む。
数(図では3つ)のトランスファゲート14〜16と、
複数対(図では3対)のキャパシタ17,17;18,
18;19,19とを含む。キャパシタ16と17と1
8の容量値の比率は、1対2対4になっている。
は、ともにインバータ8の出力ノード8aに接続され、
その他方電極はそれぞれキャパシタ17,17;18,
18;19,19の一方電極に接続される。キャパシタ
17,17;18,18;19,19の他方電極は、そ
れぞれ電源電位Vccのライン(以下、電源ラインと称
す)91および接地電位GNDのライン(以下、接地ラ
インと称す)92に接続される。トランスファゲート1
4のNチャネルMOSトランジスタ側のゲート14aお
よびPチャネルMOSトランジスタ側のゲート14b
は、それぞれチューニング制御部11の出力信号TTA
1,/TTA1を受ける。トランスファゲート15のN
チャネルMOSトランスファゲート側のゲート15aお
よびPチャネルMOSトランジスタ側のゲート15b
は、それぞれチューニング制御部12の出力信号TTA
2,/TTA2を受ける。トランスファゲート16のN
チャネルMOSトランジスタ側のゲート16aおよびP
チャネルMOSトランジスタ側のゲート16bは、それ
ぞれチューニング制御部13の出力信号TTA3,/T
TA3を受ける。
が1対2対4であるので、3ビットの信号TTA1,/
TTA1;TTA2,/TTA2;TTA3,/TTA
3の組合せにより0〜7の8段階の容量値が設定され
る。たとえば信号TTA1が「H」レベルで信号/TT
A1が「L」レベルになると、トランスファゲート14
が導通状態になりキャパシタ17,17の容量値Cがイ
ンバータ8の出力ノード8aに付加される。発振器7の
発振周波数は、インバータ8の出力ノード8aに付加さ
れる容量値が大きいほど小さくなる。
ンスファゲート14〜16のうちトランスファゲート1
6のみが導通状態となり、インバータ8の出力ノード8
aには8段階のうちの5番目の容量値が付加される。し
たがって、発振器7の発振周波数が設定値よりも大きい
場合でも小さい場合でも発振器7の発振周波数の変更が
可能となっている。
を示す回路図である。図4を参照して、アドレス取込部
10は、NANDゲート21〜26、インバータ27〜
36およびトランスファゲート37〜39を含む。NA
NDゲート21〜23、インバータ27〜30およびト
ランスファゲート37〜39は、チューニング信号TU
NEが「H」レベルになったことに応じて導通するゲー
ト回路40を構成する。NANDゲート24〜26およ
びインバータ31〜36は、チューニング信号TUNE
が「H」レベルである間、入力されたチューニングアド
レス信号TA1〜TA3をラッチするラッチ回路41を
構成する。
NEは、NANDゲート21〜26の一方入力ノードに
入力される。また、チューニング信号TUNEは、トラ
ンスファゲート37〜39のNチャネルMOSトランジ
スタ側のゲート37a〜39aに直接入力されるととも
に、インバータ30を介してトランスファゲート37〜
39のPチャネルMOSトランジスタ側のゲート37b
〜39bに入力される。
は、それぞれNANDゲート21〜23の他方入力ノー
ドに入力される。NANDゲート21の出力は、インバ
ータ27およびトランスファゲート37を介してNAN
Dゲート24の他方入力ノードに入力される。NAND
ゲート22の出力は、インバータ28およびトランスフ
ァゲート38を介してNANDゲート25の他方入力ノ
ードに入力される。NANDゲート23の出力は、イン
バータ29およびトランスファゲート39を介してNA
NDゲート26の他方入力ノードに入力される。NAN
Dゲート24〜26の出力は、それぞれインバータ31
〜33を介してNANDゲート24〜26の他方入力ノ
ードに入力される。また、NANDゲート24〜26の
出力は、それぞれインバータ34〜36を介して図2の
チューニング制御部11〜13に入力される。
になると、ゲート回路40が導通状態になり、チューニ
ングアドレス信号TA1〜TA3がラッチ回路41に伝
達される。このとき、ラッチ回路41も活性化され、ゲ
ート回路40から与えられたチューニングアドレス信号
TA1〜TA3をラッチする。ラッチされたチューニン
グアドレス信号TA1〜TA3は、それぞれチューニン
グ制御部11〜13に与えられる。
レベルになると、ゲート回路40が非導通状態になる。
また、このときラッチ回路41が非活性化され、ラッチ
回路41の出力は「L」レベルにリセットされる。
構成を示す回路図である。図5を参照して、このチュー
ニング制御部11は、PチャネルMOSトランジスタ4
2、ヒューズ43、NチャネルMOSトランジスタ44
〜46、インバータ47,48およびNORゲート4
9,50を含む。ヒューズ43はたとえばポリシリコン
層で形成されており、レーザ光で切断可能になってい
る。
ーズ43およびNチャネルMOSトランジスタ44は、
電源ライン91と接地ライン92の間に直列接続され
る。PチャネルMOSトランジスタ42とNチャネルM
OSトランジスタ44のゲートは、ともに接地ライン9
2に接続される。ヒューズ43とNチャネルMOSトラ
ンジスタ44の接続ノードN43は、インバータ47の
入力ノードに接続される。NチャネルMOSトランジス
タ45は、ノードN43と接地ライン92の間に接続さ
れ、そのゲートはインバータ47の出力を受ける。Nチ
ャネルMOSトランジスタ46は、ノードN43と接地
ライン92の間に接続され、そのゲートは固定電位Vg
を受ける。NチャネルMOSトランジスタ46は、ノー
ドN43から接地ライン92に微小電流IL を流す。
UNEの反転信号/TUNEと、チューニングアドレス
信号TA1とを受ける。NORゲート50は、インバー
タ47の出力φ47と、NORゲート49の出力φ49
とを受ける。NORゲート50の出力は信号/TTA1
となり、NORゲート50の出力はインバータ48で反
転され、信号TTA1となる。信号TTA1,/TTA
1は、図3で示した可変容量回路9のトランスファゲー
ト13のゲート13a,3bにそれぞれ入力される。
ノードN43は「H」レベルとなり、インバータ47の
出力φ47は「L」レベルとなる。ヒューズ43が切断
されておらず、かつ信号/TUNEが「H」レベルであ
る非チューニング時では、NORゲート49の出力φ4
9が「L」レベルとなり、信号TTA1,/TTA1
は、それぞれ「L」レベルおよび「H」レベルとなる。
したがって、可変容量回路9のトランスファゲート14
は非導通状態となり、キャパシタ17,17の容量値C
はインバータ8の出力ノード8aに付加されない。
かつ信号/TUNEが「L」レベルであるチューニング
時では、NORゲート49の出力φ49はチューニング
アドレス信号TA1の反転信号となる。したがって、チ
ューニングアドレス信号TA1のレベルを変えることに
より、可変容量回路9のトランスファゲート14を導通
状態または非導通状態に変えることができる。
ノードN43が「L」レベルとなり、インバータ47の
出力φ47は「H」レベルとなる。これにより、NOR
ゲート50の出力すなわち信号/TTA1は、信号/T
UNE,TA1に関係なく、常に「L」レベルとなる。
したがって、可変容量回路9のトランスファゲート14
は導通状態となり、キャパシタ17,17の容量値Cが
インバータ8の出力ノード8aに付加される。
制御部11と同じ構成である。但し、チューニングアド
レス信号TA1の代わりにチューニングアドレス信号T
A2が入力され、信号TTA1,/TTA1の代わりに
信号TTA2,/TTA2が出力される。
構成を示す回路図である。図6を参照して、このチュー
ニング制御部13が図5で示したチューニング制御部1
1と異なる点は、NORゲート49,50がそれぞれN
ANDゲート51,52で置換されている点と、インバ
ータ53が新たに設けられている点である。インバータ
53は、インバータ47の出力ノードおよびNチャネル
MOSトランジスタ45のゲートと、NANDゲート5
2の一方入力ノードとの間に接続される。NANDゲー
ト51は、信号TUNEとTA3を受ける。NANDゲ
ート52は信号/TTA3を出力し、インバータ48は
信号TTA3を出力する。
ノードN43は「H」レベルとなり、インバータ53の
出力φ53は「H」レベルとなる。ヒューズ43が切断
されておらずかつ信号TUNEが「L」レベルである非
チューニング時では、NANDゲート51の出力φ51
は「H」レベルとなり、信号TTA3,/TTA3は、
それぞれ「H」レベルおよび「L」レベルとなる。した
がって、可変容量回路9のトランスファゲート16は導
通状態となり、キャパシタ19,19の容量値4Cがイ
ンバータ8の出力ノード8aに付加される。
かつ信号TUNEが「H」レベルであるチューニング時
では、NANDゲート51の出力φ51は、チューニン
グアドレス信号TA3の反転信号となる。したがって、
チューニングアドレス信号TA3のレベルを変えること
により、可変容量回路9のトランスファゲート16を導
通状態または非導通状態に変えることができる。
ノードN43が「L」レベルとなり、インバータ53の
出力φ53は「L」レベルとなる。これにより、NAN
Dゲート52の出力すなわち信号/TTA3は、信号T
UNE,TA3に関係なく、常に「H」レベルとなる。
したがって、可変容量回路9のトランスファゲート16
は非導通状態となり、キャパシタ19,19の容量値4
Cはインバータ8の出力ノード8aに付加されない。
するためのタイムチャートである。外部から与えられる
制御信号/CASと/RASの立上りの順が通常動作と
逆になると、DRAMチップの内部で信号CBR(/C
AS before /RAS)が発生される。内部タ
イマ1は、信号CBRが発生してから所定時間(100
μs程度)後に動作を開始し、クロック信号φを出力す
る。
2、制御信号/WE,/OE、テスト信号TESTおよ
びチューニングアドレス信号TA1〜TA3は、ともに
非活性化状態に固定される。また、データDQの入出力
は停止される。
を説明するタイムチャートである。図7で説明した方法
で内部タイマ1を活性化させた後、テスト信号TEST
を活性化状態である「H」レベルに固定して図1のトラ
ンスファゲート3を導通状態にし、クロック信号φをテ
スタ6に入力させる。
した結果、クロック信号φの周波数が設定値を中心とす
る許容範囲内にある場合はチューニングは終了し、その
チップは正常品として出荷される。
する許容範囲から外れている場合は、チューニングアド
レス信号TA1〜TA3を順次変えてインバータ8の出
力ノード8aの容量を切換え、クロック信号φの周波数
が設定値に最も近くなるチューニングアドレス信号TA
1〜TA3を求める。次いで、そのチューニングアドレ
ス信号TA1〜TA3を入力するのと同じ信号TTA
1,/TTA1;TTA2,/TTA2;TTA3,/
TTA3が得られるようにチューニング制御部11〜1
3のヒューズ43を切断する。これにより、発振器7の
発振周波数が設定値に略等しい値に設定される。
品よりも小さな被試験品の付加容量が標準値(4)より
も2段階小さな値(2)に設定され、クロック信号φの
周波数が設定値になった状態が示される。
部タイマ1内の発振器7の発振周波数が製造ばらつきに
より設定値から外れていても、ヒューズ43の切断によ
り発振器7の発振周波数を設定値に近づけることができ
るので、消費電力が不必要に大きくなったり、誤動作を
生じることはない。
合は、チップ上に信号入力用のパッドを設けておき、プ
ローブカードからプローブおよびパッドを介して信号T
EST,TUNE,TA1〜TA3をチップに入力する
とよい。
ーニングする場合は、アドレスキーやコマンドレジスタ
を使用して信号TEST,TUNE,TA1〜TA3を
入力してもよい。
後関係を判別して信号TEST,TUNEを発生する信
号発生回路をチップ内に設けてもよい。
順序は逆でもよい。また、信号TESTを増幅器2にも
入力して、試験時のみ増幅器2が活性化されるようにし
てもよい。この場合は、通常時には増幅器2は動作しな
いので、低消費電力化が図られる。
きい場合は、増幅器2は必要ない。また、増幅器2をテ
スタ6側に設ければ、増幅器2をDRAMチップ内に設
ける必要はない。
インバータ8の電源ノードと電源ライン91の間にPチ
ャネルMOSトランジスタ56を接続し、各インバータ
8の接地ノードと接地ライン92の間にNチャネルMO
Sトランジスタ57を接続し、電源電位ライン91と接
地ライン92の間にPチャネルMOSトランジスタ54
およびNチャネルMOSトランジスタ55を直列接続
し、MOSトランジスタ54〜56のゲートに電源電位
Vccと接地電位GNDの中間電位Vcc/2を印加す
れば、各インバータ8の電源ノードから接地ノードに流
れる貫通電流を制限することができ、消費電流の低減化
を図ることができる。また、図11に示すように、Pチ
ャネルMOSトランジスタ54,56のゲートに中間電
位Vcc/2を印加し、NチャネルMOSトランジスタ
55,57のゲートに電源電位Vccを印加しても同様
の効果が得られる。また、図12に示すように、Nチャ
ネルMOSトランジスタ55,57のゲートに中間電位
Vcc/2を印加し、PチャネルMOSトランジスタ5
4,56のゲートに接地電位GNDを印加しても同様の
効果が得られる。
部タイマ1を含むDRAMに適用された場合について説
明したが、これに限らず、この発明はセルフリフレッシ
ュ用タイマを含むDRAMおよびSDRAM(シンクロ
ナスDRAM)、同期クロック生成回路を含むSDRA
MおよびSRAM(スタティックランダムアクセスメモ
リ)、ならびに試験時に内部回路を自動的にサイクル動
作させるための内部動作制御用タイマを含むDRAM、
SDRAM、SRAMにも適用可能である。また、メモ
リに限らず、同期クロック生成回路を含むATM用AS
ICデバイスおよびプロセッサチップにも適用可能であ
る。また、発振器を含むPLL回路、および遅延回路を
含むDLL回路にも適用可能である。
ック信号φの周波数は所定の値に固定される。しかし、
チップの動作状態のマージンを試験する場合は、クロッ
ク信号φの周期を短くする必要がある。また、その場合
は、クロック信号φの周波数を確実に把握しておく必要
がある。そこで、この実施の形態では、外部からテスト
用のクロック信号φTESTを入力することができるDRA
Mチップを実現する。
DRAMチップの構成を示すブロック図である。図13
を参照して、このDRAMチップは、図1のDRAMチ
ップと同様、電源端子201、接地端子202、内部回
路204、内部タイマ1、増幅器2、トランスファゲー
ト3およびインバータ4を含む。また、このDRAMチ
ップは、さらに制御信号入力端子58および信号入出力
端子59を含む。
φは増幅器2に入力される。トランスファゲート3の一
方電極は増幅器2の出力ノードに接続され、その他方電
極は信号入出力端子59および内部回路204に接続さ
れる。制御信号入力端子58には外部から制御信号TF
RCが入力される。制御信号TFRCは、インバータ4
を介してトランスファゲート3のNチャネルMOSトラ
ンジスタ側のゲート3aに入力されるとともに、トラン
スファゲート3のPチャネルMOSトランジスタ側のゲ
ート3bに直接入力される。
制御信号TFRGが「L」レベルに設定され、内部タイ
マ1で発生されたクロック信号φは、トランスファゲー
ト3および信号入出力端子59を介して外部に出力され
る一方、トランスファゲート3を介して内部回路204
に入力される。
RCが「H」レベルに設定され、トランスファゲート3
が非導通状態に固定される。次いで、外部から信号入出
力端子59を介して内部回路204にテスト用のクロッ
ク信号φTESTが入力され、DRAMチップの動作状態の
マージンが試験される。
の効果が得られる他、外部からテスト用のクロック信号
φTESTを入力してDRAMチップの動作マージンを試験
することもできる。
器を構成するインバータの出力ノード8aに付加される
容量値を変化させることにより発振器の発振周波数を変
化させたが、この実施の形態2では、インバータの駆動
電流を変化させることにより発振器の発振周波数を変化
させる。
DRAMチップの内部タイマの要部を示す一部省略した
回路図である。図14を参照して、この内部タイマは、
電流設定部60および電圧制御型発振器75を含み、電
圧制御型発振器75は、バイアス発生回路68と、リン
グ状に接続されたK段(Kは3以上の奇数である)の遅
延時間可変素子71.1〜71.Kとを含む。
チャネルMOSトランジスタ62〜67を含む。定電流
源61は、電源ライン91とノードN61の間に接続さ
れる。NチャネルMOSトランジスタ62と63、64
と65、66と67は、それぞれノードN61と接地ラ
イン92の間に直列接続される。NチャネルMOSトラ
ンジスタ62,64,66のゲートは共通接続されると
ともに、ノードN61に接続される。NチャネルMOS
トランジスタ63,65,66のゲートは、それぞれ信
号TTA1,TTA2,TTA3を受ける。信号TTA
1〜TTA3は、図2で示したアドレス取込部10およ
びチューニング制御部11〜13で生成される。
と接地ライン92の間に直列接続されたPチャネルMO
Sトランジスタ69およびNチャネルMOSトランジス
タ70を含む。PチャネルMOSトランジスタ69のゲ
ートは、そのドレインに接続される。NチャネルMOS
トランジスタ70のゲートはノードN61に接続され
る。
73.1と、インバータ73.1の電源ノードと電源ラ
イン91の間に接続されたPチャネルMOSトランジス
タ72.1と、インバータ73.1の接地ノードと接地
ライン92の間に接続されたNチャネルMOSトランジ
スタ74.1とを含む。PチャネルMOSトランジスタ
72.1のゲートは、バイアス発生回路68のPチャネ
ルMOSトランジスタ69のゲートに接続される。Nチ
ャネルMOSトランジスタ74.1のゲートは、バイア
ス発生回路68のNチャネルMOSトランジスタ70の
ゲートに接続される。他の遅延時間可変素子71.2〜
71.Kも遅延時間可変素子71.1と同じ構成であ
る。
2,64,66,70,74.1〜74.Kは互いにカ
レントミラー回路を構成し、PチャネルMOSトランジ
スタ69,72.1〜72.Kは互いにカレントミラー
回路を構成している。また、NチャネルMOSトランジ
スタ70とPチャネルMOSトランジスタ69は直列接
続されているので、MOSトランジスタ69,70,7
2.1〜72.K,74.1〜74.Kには同じ値の電
流が流れる。
3のみが「H」レベルに設定された場合は、Nチャネル
MOSトランジスタ63,65,67のうちNチャネル
MOSトランジスタ67のみが導通状態となり、定電流
源61の電流IcがすべてNチャネルMOSトランジス
タ66,67に流入し、NチャネルMOSトランジスタ
66のゲートには電流Icに応じた電位が現われる。し
たがって、MOSトランジスタ69,70,72.1〜
72.K,74.1〜74.Kには同じ値の電流Icが
流れる。このとき、各インバータ73.1〜73.Kの
駆動電流が最大になり、電圧制御型発振器75の発振周
波数は最大になる。
「H」レベルに設定された場合は、NチャネルMOSト
ランジスタ63,65,67のすべてが導通状態とな
る。この場合は、定電流源61の電流Icが3等分され
てNチャネルMOSトランジスタ62と63,64と6
5,66と67に流入し、NチャネルMOSトランジス
タ62,64,65のゲートには、電流Ic/3に応じ
た電位が現われる。したがって、MOSトランジスタ6
9,70,72.1〜72.K,74.1〜74.Kに
は電流Ic/3が流れる。このとき、各インバータ7
3.1〜73.Kの駆動電流は最小になり、電圧制御型
発振器75の発振周波数は最小になる。
と同じ効果が得られる他、キャパシタを配置する必要が
ない分だけ実施の形態1よりもレイアウト面積が小さく
なる。
施の形態4によるDRAMチップの内部タイマの構成を
示す一部省略した回路ブロック図である。図15を参照
して、この内部タイマは、電圧制御型発振器75および
電流設定部80を含む。電圧制御型発振器75は図14
で示したものと同じであるのでその説明は省略される。
ンジスタ81、PチャネルMOSトランジスタ82〜9
0およびプログラム回路93〜96を含む。Pチャネル
MOSトランジスタ82およびNチャネルMOSトラン
ジスタ81は、電源ライン91と接地ライン92の間に
直列接続される。NチャネルMOSトランジスタ81の
ゲートは、電圧制御型発振器75のNチャネルMOSト
ランジスタ70,74.1〜74.Kのゲートに接続さ
れるとともに、そのドレイン(ノードN81)に接続さ
れる。PチャネルMOSトランジスタ87と83,88
と84,89と85,90と86は、それぞれ電源ライ
ン91とノードN81の間に直列接続される。Pチャネ
ルMOSトランジスタ82〜86のゲートには、Pチャ
ネルMOSトランジスタ82〜86の各々が所定の抵抗
値を持つように、所定の電位Vcが印加される。Pチャ
ネルMOSトランジスタ87〜90のゲートには、それ
ぞれ信号φ93〜φ96が与えられる。信号φ93〜φ
96は、それぞれプログラム回路93〜96から出力さ
れる。すなわち、PチャネルMOSトランジスタ87と
83,88と84,89と85,90と86は、それぞ
れ信号φ93〜φ96によって制御される定電流源を構
成する。
す回路図である。図16を参照して、このプログラム回
路93が図6のチューニング制御部13と異なる点は、
インバータ48およびNANDゲート51,52が除去
されている点である。すなわちインバータ53の出力は
信号φ93となる。ヒューズ43が切断されていない場
合は、ノードN43が「H」レベルとなり信号φ93も
「H」レベルとなる。また、ヒューズ43が切断されて
いる場合は、ノードN43が「L」レベルとなり、信号
φ93も「L」レベルとなる。プログラム回路94〜9
6の構成および動作もプログラム回路93と同じであ
る。
する。プログラム回路93〜96のヒューズ43が切断
されず、信号φ93〜φ96が「H」レベルに設定され
た場合は、PチャネルMOSトランジスタ87〜90が
非導通状態になり、PチャネルMOSトランジスタ82
〜86のうちのPチャネルMOSトランジスタ82のみ
に電流が流れる。このとき流れる電流をIcとすると、
NチャネルMOSトランジスタ81のゲートには電流I
cに応じた電位が現われる。これにより、電圧制御型発
振器75のMOSトランジスタ69,70,72.1〜
72.K,74.1〜74.Kには電流Icが流れる。
このとき、各インバータ73.1〜73.Kの駆動電流
が最小になり、電圧制御型発振器75の発振周波数は最
小になる。
ズ43がすべて切断されて信号φ93〜φ96が「L」
レベルに設定された場合は、PチャネルMOSトランジ
スタ87〜90が導通状態となり、PチャネルMOSト
ランジスタ82〜86の各々に電流Icが流れる。この
ときNチャネルMOSトランジスタ81のゲートには電
流5Icに応じた電位が現われ、電圧制御型発振器75
のインバータ73.1〜73.Kの駆動電流が最大とな
り、電圧制御型発振器75の発振周波数は最高になる。
と同じ効果が得られる。なお、この実施の形態では、P
チャネルMOSトランジスタ87〜90を導通状態およ
び非導通状態に設定するためにプログラム回路93〜9
6を用いたが、これに限るものではなく、図6のチュー
ニング制御部13を用いてもよいし、不揮発性メモリを
用いてもよい。
OSトランジスタ82〜86の各々に同じ値の電流Ic
が流れたが、異なる値の電流が流れてもよい。これによ
り、NチャネルMOSトランジスタ81に流れる電流を
PチャネルMOSトランジスタ82に流れる電流の整数
倍に設定するだけでなく任意の実数倍に設定することが
可能となる。
施の形態5によるDRAMチップの内部タイマの構成を
示す一部省略した回路ブロック図、図18は図17の内
部タイマから出力されるクロック信号φを示す波形図で
ある。
圧制御型発振器75および電流制御部97を含む。この
電流制御部97が図15の電流設定部80と異なる点
は、プログラム回路93〜96の代わりにコントロール
回路98およびデコード回路79が設けられている点で
ある。
の動作モードのうちのどの動作モードに設定されたかを
検知し、検知結果に応じた信号をデコード回路99に出
力する。デコード回路99は、コントロール回路98の
出力信号に従って、PチャネルMOSトランジスタ87
〜90の各々を導通状態または非導通状態に制御する。
する。DRAMがスタンバイ状態にあるときは、コント
ロール回路98およびデコード回路99は、Pチャネル
MOSトランジスタ87〜90を非導通状態にしてNチ
ャネルMOSトランジスタ81に流れる電流をIcと
し、電圧制御型発振器75の発振周波数を最低値に設定
する。
は、DRAMの内部回路を動作させる必要があるので、
コントロール回路98およびデコード回路99は、たと
えばPチャネルMOSトランジスタ87〜89を導通状
態にしてNチャネルMOSトランジスタ81に流れる電
流を4Icとし、電圧制御型発振器75の発振周波数を
高い値に設定する。
O)のような高速モードになったときは、通常のアクテ
ィブ時よりも高速で内部回路を動作させる必要があるの
で、コントロール回路98およびデコード回路99は、
PチャネルMOSトランジスタ83〜86のすべてを導
通状態にしNチャネルMOSトランジスタ81に流れる
電流を5Icとし、電圧制御型発振器75の発振周波数
を最高値に設定する。
ドのような低速モードになったときは、コントロール回
路98およびデコード回路99は、たとえばPチャネル
MOSトランジスタ83のみを導通状態にしNチャネル
MOSトランジスタ81に流れる電流を2Icとし、電
圧制御型発振器75の発振周波数を低い値に設定する。
5がDRAMの動作モードに応じた周波数で発振するの
で、各動作モードが正確に実行される。また、無駄な電
力消費が削減され、消費電力の低減化が図られる。
VBBのような負電位を生成するためのチャージポンプ回
路や、ワード線電位Vppのような電源電位Vccより
も高い電位を生成するためのチャージポンプ回路が設け
られている。チャージポンプ回路は、内部タイマで生成
されたクロック信号φによって駆動され、負または正の
電荷を排出するものである。したがって、チャージポン
プ回路の電荷排出能力すなわち電位生成能力は、クロッ
ク信号φの周波数に依存する。そこで、この実施の形態
では、チャージポンプ回路の電位生成能力を上げる必要
がある場合はクロック信号φの周波数を高くし、チャー
ジポンプ回路の電位生成能力を下げる必要がある場合は
クロック信号φの周波数を低くすることができる内部タ
イマを提案する。
DRAMチップの内部タイマの構成を示す一部省略した
回路ブロック図である。図19を参照して、この内部タ
イマは、電圧制御型発振器75および電流制御部100
を含む。この電流制御部100が図17の電流制御部9
7と異なる点は、コントロール回路98の代わりにレベ
ルディテクタ101が設けられている点である。
プ回路102によって生成された内部電位Vint(V
BB,Vpp)と予め定められた目標電位Vrefとを比
較し、その差に応じた信号を出力する。この信号は、内
部電位Vintと目標電位Vrefの差に応じた値のア
ナログ信号(電圧信号,電流信号)でもよいし、両者の
差を示すデジタル信号でもよい。デコード回路99は、
レベルディテクタ101の出力信号に従って、Pチャネ
ルMOSトランジスタ87〜90の各々を導通状態また
は非導通状態に設定する。
する。チャージポンプ回路102によって生成された内
部電位Vintが目標電位Vrefに到達せず目標電位
Vrefから大きく外れている場合は、レベルディテク
タ101およびデコード回路99は、PチャネルMOS
トランジスタ87〜90のすべてを導通状態にしてNチ
ャネルMOSトランジスタ81に大きな電流5Icを流
し、クロック信号φの周波数を高くしてチャージポンプ
回路102の電位生成能力を高める。内部電位Vint
が目標電位Vrefに近づくに従って、レベルディテク
タ101およびデコード回路99は、導通状態のPチャ
ネルMOSトランジスタの数を減らしてクロック信号φ
の周波数を低くし、チャージポンプ回路102の電位生
成能力を下げる。内部電位Vintが目標電位Vref
に到達すると、レベルディテクタ101およびデコード
回路99は、PチャネルMOSトランジスタ82のみを
導通状態にして内部電位Vintを安定化させる。
目標電位Vrefの差に応じてクロック信号φの周波数
を制御するので、両者の差が大きい場合は内部電位Vi
ntを目標電位Vrefに高速で近づけることができ、
両者の差が小さい場合は内部電位Vintのオーバーシ
ュートを最低限に抑えることができる。したがって、内
部電位Vintの安定化が図られる。
ップ間でメモリセルの漏れ電流にばらつきがあり、デー
タのリフレッシュを行なうことが必要な周期にばらつき
がある。そこで、各チップについてデータのリフレッシ
ュを行なうことが必要な周期が測定され、測定結果に基
づいて各チップは、表1に示すように64ms品、12
4ms品または256ms品に分別される。
ルについて64msに1回データのリフレッシュを行な
う必要があるチップを言う。124ms品とは、すべて
メモリセルについて124msに1回データのリフレッ
シュを行なう必要があるチップを言う。256ms品と
は、すべてメモリセルについて256msに1回データ
のリフレッシュを行なう必要があるチップを言う。
ズに応じて、4Kリフレッシュモードまたは8Kリフレ
ッシュモードに設定される。4Kリフレッシュモードと
は、4K回のリフレッシュ動作で全メモリセルのデータ
のリフレッシュを行なうモードを言う。8Kリフレッシ
ュモードとは、8K回のリフレッシュ動作で全メモリセ
ルのデータのリフレッシュを行なうモードを言う。
ms品、124ms品および256ms品では、1回の
リフレッシュ動作が行なわれるリフレッシュサイクル時
間はそれぞれ16μs、32μsおよび64μsとな
る。また、8Kリフレッシュモードに設定された64m
s品、124ms品および256ms品では、リフレッ
シュサイクル時間はそれぞれ8μs、16μsおよび3
2μsとなる。
器75で、周期が8μs、16μs、32μsおよび6
4μsの4通りのクロック信号を得ることができる内部
タイマを提案する。
DRAMチップの内部タイマの構成を示す回路ブロック
図である。図20を参照して、この内部タイマは、電圧
制御型発振器75、電流設定部80、2倍周期発生回路
110〜112、マルチプレクサ(MUX)113,1
14およびプログラム回路115,116を備える。2
倍周期発生回路110〜112の各々は、たとえばスタ
ティックカウンタまたはダイナミックカウンタによって
構成される。
0は、図15で説明したものと同じであるので説明は省
略する。これらによって、基準クロック信号となる周期
が8μsのクロック信号φ1が生成される。
振器75からのクロック信号φ1を、クロック信号φ1
の周期(8μs)の2倍の周期(16μs)を有するク
ロック信号φ2に変換する。クロック信号φ1,φ2は
マルチプレクサ113に入力される。マルチプレクサ1
13は、セレクト信号SELに従って、クロック信号φ
1,φ2のうちのいずれか一方のみを通過させる。
は、図21に示すように、2つのゲート回路G1,G2
およびインバータ125〜127を備え、ゲート回路G
1,G2の各々は電源ライン91と接地ライン92の間
に直列接続されたPチャネルMOSトランジスタ12
1,122およびNチャネルMOSトランジスタ12
3,124を含む。
OSトランジスタ121,124のゲートに入力され
る。クロック信号φ2は、ゲート回路G2のMOSトラ
ンジスタ121,124のゲートに入力される。セレク
ト信号SELは、インバータ125を介してゲート回路
G1のPチャネルMOSトランジスタ122のゲートに
入力されるとともに、インバータ125,126を介し
てゲート回路G1のNチャネルMOSトランジスタ12
3のゲートに入力される。また、セレクト信号SEL
は、インバータ125を介してゲート回路G2のNチャ
ネルMOSトランジスタ123のゲートに入力されると
ともに、インバータ125,126を介してゲート回路
G2のPチャネルMOSトランジスタ122のゲートに
入力される。ゲート回路G1,G2の出力がインバータ
127に入力される。インバータ127の出力がマルチ
プレクサ113の出力信号φ3となる。
れる場合は、セレクト信号SELが「H」レベルに設定
され、ゲート回路G1のMOSトランジスタ122,1
23が導通状態となり、ゲート回路G2のMOSトラン
ジスタ122,123が非導通状態となる。これによ
り、ゲート回路G1のMOSトランジスタ121,12
4で構成されるインバータが活性化され、クロック信号
φ1がゲート回路G1およびインバータ127を介して
出力される。
設定される場合は、セレクト信号SELが「L」レベル
に設定され、ゲート回路G1のMOSトランジスタ12
2,123が非導通状態となりゲート回路G2のMOS
トランジスタ122,123が導通状態となる。これに
より、ゲートG2のMOSトランジスタ121,124
で構成されるインバータが活性化され、クロック信号φ
2がゲート回路G2およびインバータ127を介して出
力される。
ドに設定された場合はクロック信号φ1がクロック信号
φ3となり、チップが8Kリフレッシュモードに設定さ
れた場合はクロック信号φ2がクロック信号φ3とな
る。クロック信号φ3は、2倍周期発生回路111およ
びマルチプレクサ114に入力される。
サ113からのクロック信号φ3を、クロック信号φ3
の周期(8μsまたは16μs)の2倍の周期(16μ
sまたは32μs)を有するクロック信号φ4に変換す
る。クロック信号φ4は、2倍周期発生回路112およ
びマルチプレクサ114に入力される。
回路111からのクロック信号φ4を、クロック信号φ
4の周期(16μsまたは32μs)の2倍の周期(3
2μsまたは64μs)を有するクロック信号φ5に変
換する。クロック信号φ5は、マルチプレクサ114に
入力される。
ドに設定された場合は、それぞれ8μs,16μsおよ
び32μsの周期を有するクロック信号φ3,φ4,φ
5がマルチプレクサ114に入力され、チップが8Kリ
フレッシュモードに設定された場合は、それぞれ16μ
s,32μsおよび64μsの周期を有するクロック信
号φ3,φ4,φ5がマルチプレクサ114に入力され
る。
115,116の出力信号φ115,φ116に従っ
て、クロック信号φ3,φ4,φ5のうちのいずれか1
つのみを通過させる。
は、図22に示すように、3つのゲート回路G3,G
4,G5、インバータ131〜136およびNANDゲ
ート137〜139を備え、ゲート回路G3,G4,G
5の各々は電源ライン91と接地ライン92の間に直列
接続されたPチャネルMOSトランジスタ121,12
2およびNチャネルMOSトランジスタ123,124
を含む。
OSトランジスタ121,124のゲートに入力され
る。クロック信号φ4は、ゲート回路G4のMOSトラ
ンジスタ121,124のゲートに入力される。クロッ
ク信号φ5は、ゲート回路G5のMOSトランジスタ1
21,124のゲートに入力される。
は、インバータ131を介してNANDゲート137の
一方入力ノードに入力されるとともに、NANDゲート
138,139の一方入力モードに直接入力される。プ
ログラム回路116の出力信号φ116は、インバータ
132を介してNANDゲート139の他方入力ノード
に入力されるとともに、NANDゲート137,138
の他方入力ノードに直接入力される。
は、インバータ133を介してゲート回路G3のNチャ
ネルMOSトランジスタ123のゲートに入力されると
ともに、ゲート回路G3のPチャネルMOSトランジス
タ122に直接入力される。NANDゲート138の出
力信号φ138は、インバータ134を介してゲート回
路G4のNチャネルMOSトランジスタ123のゲート
に入力されるとともに、ゲート回路G4のPチャネルM
OSトランジスタ122に直接入力される。NANDゲ
ート139の出力信号φ139は、インバータ135を
介してゲート回路G5のNチャネルMOSトランジスタ
123のゲートに入力されるとともに、ゲート回路G5
のPチャネルMOSトランジスタ122に直接入力され
る。ゲート回路G3,G4,G5の出力はインバータ1
36に入力される。インバータ136の出力がマルチプ
レクサ114の出力信号φ6となる。プログラム回路1
15,116は、図6で示したプログラム回路93と同
じである。
る場合は、プログラム回路115のヒューズ43が切断
されてプログラム回路115の出力信号φ115が
「L」レベルに設定され、プログラム回路116のヒュ
ーズ43が切断されずプログラム回路116の出力信号
φ116が「H」レベルに設定される。これにより、N
ANDゲート137〜139の出力信号φ137〜φ1
39のうち出力信号φ137のみが「L」レベルとな
り、ゲート回路G3のMOSトランジスタ122,12
3が導通状態になり、ゲート回路G3のMOSトランジ
スタ121,124で構成されるインバータが活性化さ
れる。したがって、クロック信号φ3がゲート回路G3
およびインバータ136を介して出力される。
μsである場合は、プログラム回路115,116のヒ
ューズ43は切断されずプログラム回路115,116
の出力信号φ115,φ116がともに「H」レベルに
設定される。これにより、NANDゲート137〜13
9の出力信号φ137〜φ139のうちの出力信号φ1
38のみが「L」レベルとなり、ゲート回路G4のMO
Sトランジスタ122,123が導通状態になり、ゲー
ト回路G4のMOSトランジスタ121,124で構成
されるインバータが活性化される。したがって、クロッ
ク信号φ4がゲート回路G4およびインバータ136を
介して出力される。
μsである場合は、プログラム回路116のヒューズ4
3が切断されてプログラム回路116の出力信号φ11
6が「L」レベルに設定され、プログラム回路115の
ヒューズ43は切断されずプログラム回路115の出力
信号φ115が「H」レベルに設定される。これによ
り、NANDゲート137〜139の出力信号φ137
〜φ139のうちの出力信号φ139のみが「L」レベ
ルとなり、ゲート回路G5のMOSトランジスタ12
2,123は導通状態になり、ゲート回路G5のMOS
トランジスタ121,124で構成されるインバータが
活性化される。したがって、クロック信号φ5がゲート
回路G5およびインバータ136を介して出力される。
はクロック信号φ3がクロック信号φ6となり、チップ
が128ms品である場合はクロック信号φ4がクロッ
ク信号φ6となり、チップが256ms品である場合は
クロック信号φ5がクロック信号φ6となる。
号SELで制御し、マルチプレクサ114をプログラム
回路115,116の出力信号φ115,φ116で制
御したのは、以下の理由による。すなわち、チップのリ
フレッシュ周期は、メモリセルの電荷保持能力で決まる
ものであるから、リフレッシュ周期については固定的に
プログラムすればよい。このプログラムは、たとえば欠
陥メモリセルの救済を行なうときに行なわれる。一方、
チップを4Kリフレッシュモードに設定するか8Kリフ
レッシュモードに設定するかは、ユーザのニーズによ
り、出荷前やアセンブリする時期に決定される。したが
って、リフレッシュモードについては、固定的にプログ
ラムするのは困難であり、セレクト信号SELによって
設定される。
説明する。まず、電圧制御型発振器75から出力される
クロック信号φ1の周期を電流設定部80によって8μ
sに正確に設定する。次いで、チップのリフレッシュ周
期に応じてプログラム回路115,116をプログラム
し、クロック信号φ3,φ4,φ5のうちのいずれか1
つを選択する。リフレッシュモードが決定されたら、セ
レクタ信号SELを「H」レベルまたは「L」レベルに
設定してクロック信号φ1,φ2のうちのいずれか一方
を選択する。以上の設定により、クロック信号φ6の周
期が決定される。
効果が得られる。また、実施の形態4では発振器75が
本来的に有する発振周期の0.5〜1.5倍の範囲で発
振器75の発振周期をチューニングすることが可能であ
ったが、この実施の形態では発振器75が本来的に有す
る発振周期の0.5〜12倍の広い範囲で発振器75の
発振周期をチューニングすることが可能となる。
内蔵する発振器の発振周波数の変更および設定を行なう
ことができるDRAMチップを実現した。以下の実施の
形態では、実施の形態1〜7で示したDRAMチップか
ら出力されるクロック信号φの周波数を測定するための
周波数測定装置を実現する。性能要求仕様は以下のとお
りである。
(得たい周期の1%以下) 測定周期(周波数)範囲;1μs〜20μs(50kH
z〜500kHz) 図23は、この発明の実施の形態8による周波数測定装
置141の構成を示すブロック図である。図23を参照
して、この周波数測定装置141は、信号入力端子14
2、コンパレータ143、メモリ部144および周波数
検出部145を含む。
140のクロック信号φが入力される。コンパレータ1
43は、図24に示すように、所定の基準レベルVre
fを有し、信号入力端子142を介して入力されたクロ
ック信号φのレベルが基準レベルVrefよりも高いこ
とに応じて「H」レベルを出力し、クロック信号φのレ
ベルが基準レベルVrefよりも低いことに応じて
「L」レベルを出力する。このときコンパレータ143
は、「H」レベルと「L」レベルを交互に同じ時間ずつ
出力するはずである。
よりも十分に短い一定の周期でコンパレータ143の出
力を取込んで記憶する。このときメモリ部144は、コ
ンパレータ143の出力が「H」レベルであれば「P
(Pass)」を、コンパレータ143の出力が「L」
レベルであれば「F(Fail)」を記憶する。また、
メモリ部144は、コンパレータ143の出力を1回サ
ンプリングすることにより、サンプリング結果を格納す
るアドレスをインクリメントする。
記憶されたサンプリング結果を順次読出し、読出結果が
「F」から「P」に変化する変化点を検出する。そし
て、周波数検出部145は、2つの変化点の間のサンプ
リング数をカウントし、(カウント数)×(サンプリン
グ周期)を演算してクロック信号φの周期[=1/(周
波数)]を求める。
出力されたクロック信号φの周期を自動的に容易に検出
することができる。
施の形態9による周波数測定装置151の構成を示すブ
ロック図である。図25を参照して、この周波数測定装
置151はPLL回路152および周波数検出回路15
5を含み、PLL回路152は制御電圧発生回路153
および電圧制御型発振器154を含む。制御電圧発生回
路153は、DRAMチップ140から出力されたクロ
ック信号φと、電圧制御型発振器154から出力された
内部クロック信号φ′とを受け、2つのクロック信号φ
とφ′の位相差に応じた制御電圧Vcoを出力する。
ように、図14で示した電圧制御型発振器75と同じ構
成であり、バイアス発生回路68のNチャネルMOSト
ランジスタ70のゲートに制御電圧発生回路153から
出力された制御電位Vcoを受ける。電圧制御型発振器
154は、制御電位Vcoに応じた周波数で発振し、ロ
ック後はDRAMチップ140のクロック信号φと同じ
周波数で発振する。
振器154の発振周波数と制御電位Vco(またはバイ
アス発生回路68に流れる電流Ico)との関係が記憶
されている。周波数検出回路155は、電圧制御型発振
器154の制御電位Vco(または電流Ico)を検出
し、その検出結果から電圧制御型発振器154の発振周
波数すなわちDRAMチップのクロック信号φの周波数
を求める。
ロック信号φの周波数を実施の形態8よりも簡単な構成
で容易に検出できる。
実施の形態10による周波数測定装置161の構成を示
すブロック図である。図27を参照して、この周波数測
定装置161はDLL回路162および周波数検出回路
165を含み、DLL回路162は制御電圧発生回路1
63および電圧制御型遅延回路164を含む。
プ140から出力されたクロック信号φと、電圧制御型
遅延回路164から出力された内部クロック信号φ′と
を受け、2つのクロック信号φとφ′の位相差に応じた
制御電位Vcoを出力する。
すように、図27で示した電圧制御型発振器154と同
様の構成であり、インバータ73.1がクロック信号φ
を受けインバータ73.Kが内部クロック信号φ′を出
力する。電圧制御型遅延回路164は、ロック後はクロ
ック信号φに比べ1周期遅延した内部クロック信号φ′
を出力する。
延回路164の遅延時間と制御電位Vco(またはバイ
アス発生回路68に流れる電流Ico)との関係が記憶
されている。周波数検出回路165は、電圧制御型遅延
回路164の制御電位Vco(または電流Ico)を検
出し、その検出結果から電圧制御型遅延回路164の遅
延時間すなわちDRAMチップのクロック信号φの周期
を求める。
効果が得られる。
プの構成を示すブロック図である。
構成を示す回路ブロック図である。
成を示す回路図である。
構成を示す回路図である。
部11の構成を示す回路図である。
部13の構成を示す回路図である。
するためのタイムチャートである。
を説明するためのタイムチャートである。
を説明するための図である。
部省略した回路図である。
す一部省略した回路図である。
例を示す一部省略した回路図である。
ップの構成を示すブロック図である。
ップの内部タイマの構成を示す一部省略した回路図であ
る。
ップの内部タイマの構成を示す一部省略した回路ブロッ
ク図である。
回路図である。
ップの内部タイマの構成を示す一部省略した回路ブロッ
ク図である。
クロック信号の波形図である。
ップの内部タイマの構成を示す一部省略した回路ブロッ
ク図である。
ップの内部タイマの構成を示す回路ブロック図である。
成を示す回路図である。
成を示す回路ブロック図である。
装置の構成を示すブロック図である。
明するための図である。
装置の構成を示すブロック図である。
型発振器の構成を示す一部省略した回路図である。
定装置の構成を示すブロック図である。
型遅延回路の構成を示す一部省略した回路図である。
ク図である。
6,37〜39 トランスファゲート、4,8,27〜
36,47,48,53,73.1〜73.K,125
〜127,131〜136インバータ、5 信号出力端
子、6 テスタ、7 発振器、9 可変容量回路、10
アドレス取込部、11〜13 チューニング制御部、
16〜18 キャパシタ、21〜26,51,52,1
37〜139 NANDゲート、42,54,56,6
9,72.1〜72.K,82〜90,121,122
PチャネルMOSトランジスタ、43 ヒューズ、4
4〜46,55,57,62〜69,70,74.1〜
74.K,81,123,124 NチャネルMOSト
ランジスタ、49,50 NORゲート、58 制御信
号入力端子、59 信号入出力端子、60,80 電流
設定部、97,100 電流制御部、61 定電流源、
68 バイアス発生回路、71.1〜71.K 遅延時
間可変素子、75,154 電圧制御型発振器、91
電源ライン、92 接地ライン、93〜96,115,
116 プログラム回路、98 コントロール回路、9
9 デコード回路、101 レベルディテクタ、102
チャージポンプ回路、110〜112 2倍周期発生
回路、113〜114 マルチプレクサ、140 DR
AMチップ、141,151,161 周波数測定装
置、142 信号入力端子、143 コンパレータ、1
44 メモリ部、145周波数検出部、152 PLL
回路、153,163 制御電圧発生回路、155,1
65 周波数検出回路、162 DLL回路、164
電圧制御型遅延回路、201 電源端子、202 接地
端子、204 内部回路、G1〜G5 ゲート回路。
Claims (23)
- 【請求項1】 クロック信号に同期して所定の動作を行
なう半導体装置であって、 前記クロック信号を生成するための発振器、および前記
発振器から出力される前記クロック信号を外部に取出す
ための出力手段を備える、半導体装置。 - 【請求項2】 クロック信号に同期して所定の動作を行
なう半導体装置であって、 内部クロック信号を生成するための発振器、 外部から入力される外部クロック信号と前記発振器から
出力される内部クロック信号とのうちの一方のクロック
信号を選択するための選択手段、および前記選択手段に
よって選択されたクロック信号に同期して所定の動作を
行なう内部回路を備える、半導体装置。 - 【請求項3】 さらに、前記選択手段によって前記内部
クロック信号が選択されたことに応じて前記内部クロッ
ク信号を前記内部回路に与えるとともに前記内部クロッ
ク信号を外部に出力させ、前記選択手段によって前記外
部クロック信号が選択されたことに応じて前記内部クロ
ック信号の前記内部回路への入力を遮断するとともに前
記外部クロック信号を前記内部回路に与える信号入出力
手段を備える、請求項2に記載の半導体装置。 - 【請求項4】 クロック信号に同期して所定の動作を行
なう半導体装置であって、 前記クロック信号を生成するための発振周波数の変更が
可能な発振器、および前記発振器の発振周波数の変更お
よび設定を行なうための設定手段を備える、半導体装
置。 - 【請求項5】 前記発振器は、 リング状に接続された複数のインバータ、および各イン
バータに対応して設けられ、対応のインバータの出力ノ
ードに接続され、その容量値の変更が可能な可変容量回
路を含み、 前記設定手段は、前記可変容量回路の容量値の変更およ
び設定を行なう、請求項4に記載の半導体装置。 - 【請求項6】 前記発振器は、各インバータに対応して
設けられ、対応のインバータの電源ノードと電源電位の
ラインとの間および接地ノードと接地電位のラインとの
間のうちの少なくとも一方に接続され、そのゲートに電
源電位と接地電位の中間の電位が与えられ、対応のイン
バータの貫通電流を制限するためのトランジスタをさら
に含む、請求項5に記載の半導体装置。 - 【請求項7】 前記可変容量回路は、対応のインバータ
の出力ノードと所定の電位のラインとの間に直列接続さ
れたトランスファゲートおよびキャパシタを複数含み、 前記設定手段は、各トランスファゲートに対応して設け
られ、切断されることによって対応のトランスファゲー
トを導通状態または非導通状態に固定するためのヒュー
ズを含む、請求項5または6に記載の半導体装置。 - 【請求項8】 前記設定手段は、各ヒューズに対応して
設けられ、対応のヒューズが切断される前に対応のトラ
ンスファゲートを導通状態または非導通状態にして、対
応のヒューズが切断された後の前記発振器の発振周波数
を予め検出するためのテスト手段をさらに含む、請求項
7に記載の半導体装置。 - 【請求項9】 前記発振器は、 リング状に接続された複数のインバータ、 各インバータに対応して設けられ、対応のインバータの
電源ノードと電源電位のラインとの間に接続された第1
のトランジスタ、および各インバータに対応して設けら
れ、対応のインバータの接地ノードと接地電位のライン
との間に接続された第2のトランジスタを含み、 前記設定手段は、前記第1および第2のトランジスタの
入力電圧の変更および設定を行なう、請求項4に記載の
半導体装置。 - 【請求項10】 前記設定手段は、 一定の電流を流すための定電流源、 前記定電流源に直列接続され、前記第1および第2のト
ランジスタのうちの一方とともにカレントミラー回路を
構成する第3のトランジスタ、 それぞれが前記第3のトランジスタに並列接続され、前
記定電流源の出力電流を分流させるための複数の第4の
トランジスタ、および各第4のトランジスタに対応して
設けられ、切断されることによって対応の第4のトラン
ジスタを導通状態または非導通状態に固定するためのヒ
ューズを含む、請求項9に記載の半導体装置。 - 【請求項11】 前記設定手段は、各ヒューズに対応し
て設けられ、対応のヒューズが切断される前に対応の第
4のトランジスタを導通状態または非導通状態にして、
対応のヒューズが切断された後の前記発振器の発振周波
数を予め検出するためのテスト手段をさらに含む、請求
項10に記載の半導体装置。 - 【請求項12】 前記設定手段は、 それぞれが一定の電流を流すための複数の定電流源、 前記複数の定電流源の各々の出力ノードに接続され、前
記第1および第2のトランジスタのうちの一方とともに
カレントミラー回路を構成する第3のトランジスタ、お
よび各定電流源に対応して設けられ、対応の定電流源を
活性状態または非活性状態に固定するためのヒューズを
含む、請求項9に記載の半導体装置。 - 【請求項13】 前記設定手段は、各ヒューズに対応し
て設けられ、対応のヒューズが切断される前に対応の定
電流源を活性状態または非活性状態にして、対応のヒュ
ーズが切断された後の前記発振器の発振周波数を予め検
出するためのテスト手段をさらに含む、請求項12に記
載の半導体装置。 - 【請求項14】 さらに、前記発振器から出力された前
記クロック信号が初段に入力され、各々が、前段から入
力されたクロック信号を、該クロック信号の周期の複数
倍の周期を有するクロック信号に変換して後段に出力す
る直列接続された複数の信号変換手段、 前記発振器から出力された前記クロック信号と、前記複
数の信号変換手段から出力された複数のクロック信号と
のうちのいずれか1つのクロック信号を選択するための
選択手段、および前記選択手段によって選択されたクロ
ック信号に同期して所定の動作を行なう内部回路を備え
る、請求項4ないし13のいずれかに記載の半導体装
置。 - 【請求項15】 前記選択手段は、 それぞれが、前記発振器と前記複数の信号変換手段との
うちのいずれかに対応して設けられ、対応の発振器また
は信号変換手段から出力されたクロック信号が入力され
る複数のゲート手段、および各ゲート手段に対応して設
けられ、切断されることによって対応のゲート手段を導
通状態または非導通状態に固定するためのヒューズを含
む、請求項14に記載の半導体装置。 - 【請求項16】 さらに、前記発振器から出力される前
記クロック信号を外部に取出すための出力手段を備え
る、請求項4ないし15のいずれかに記載の半導体装
置。 - 【請求項17】 前記出力手段は、 その一方電極が前記発振器から出力される前記クロック
信号を受け、前記発振器の発振周波数の設定時に導通状
態にされるトランスファゲート、および前記トランスフ
ァゲートの他方電極に接続され、前記発振器から出力さ
れる前記クロック信号を外部に取出すための信号出力端
子を含む、請求項16に記載の半導体装置。 - 【請求項18】 前記出力手段は、 その一方電極が前記発振器から出力される前記クロック
信号を受け、試験時に非導通状態にされるトランスファ
ゲート、および前記トランスファゲートの他方電極に接
続され、前記発振器の発振周波数の設定時に前記クロッ
ク信号を外部に取出すとともに、前記試験時に試験用の
クロック信号を外部から入力するための信号入出力端子
を含む、請求項16に記載の半導体装置。 - 【請求項19】 クロック信号に同期して所定の動作を
行なう半導体装置であって、 クロック信号を生成するための発振周波数の制御が可能
な発振器、 複数の動作モードのうちのいずれか1つの動作モードを
選択するための選択手段、 前記選択手段によって選択された動作モードを検知する
検知手段、 前記検知手段の検知結果に基づいて、前記発振器の発振
周波数を制御する制御手段、および前記発振器から出力
されたクロック信号に同期して、前記選択手段によって
選択された動作モードを実行するモード実行手段を備え
る、半導体装置。 - 【請求項20】 クロック信号に同期して所定の動作を
行なう半導体装置であって、 クロック信号を生成するための発振周波数の制御が可能
な発振器、 前記発振器から出力されたクロック信号によって駆動さ
れ、該クロック信号の周波数に応じた内部電位を生成す
る内部電位生成手段、 前記内部電位生成手段によって生成された内部電位と予
め定められた目標電位との差を検出するための検出手
段、および前記検出手段の検出結果に基づいて前記発振
器の発振周波数を制御する制御手段を備える、半導体装
置。 - 【請求項21】 クロック信号を生成するための発振
器、および前記発振器から出力される前記クロック信号
を外部に取出すための出力手段を備えた半導体装置の試
験装置であって、 前記出力手段から出力される前記クロック信号を受け、
該クロック信号のレベルが基準レベルよりも低いことに
応じて第1の信号を出力し高いことに応じて第2の信号
を出力する比較手段、 前記比較手段から出力される第1および第2の信号を前
記クロック信号の周期よりも短い周期でサンプリングし
順次記憶する記憶手段、 前記記憶手段に記憶された前記第1および第2の信号を
順次読出す読出手段、および前記読出手段の読出結果が
前記第1の信号から前記第2の信号に変化する変化点を
検出し、2つの変化点の間のサンプリング数から前記ク
ロック信号の周期を検出する検出手段を備える、半導体
装置の試験装置。 - 【請求項22】 クロック信号を生成するための発振
器、および前記発振器から出力される前記クロック信号
を外部に取出すための出力手段を備えた半導体装置の試
験装置であって、 前記出力手段から出力される前記クロック信号と内部ク
ロック信号とを受け、該2つのクロック信号の位相差に
応じた制御電圧を出力する制御電圧発生手段、 リング状に接続され、かつそれぞれが前記制御電圧を受
ける複数の遅延時間可変素子を含み、前記内部クロック
信号を出力する電圧制御型発振器、および前記電圧制御
型発振器の動作パラメータに基づいて前記発振器の発振
周波数を検出する検出手段を備える、半導体装置の試験
装置。 - 【請求項23】 クロック信号を生成するための発振
器、および前記発振器から出力される前記クロック信号
を外部に取出すための出力手段を備えた半導体装置の試
験装置であって、 前記出力手段から出力される前記クロック信号と内部ク
ロック信号とを受け、該2つのクロック信号の位相差に
応じた制御電圧を出力する制御電圧発生手段、 直列接続され、かつそれぞれが前記制御電圧を受ける複
数の遅延時間可変素子を含み、前記出力手段から出力さ
れる前記クロック信号を遅延させて前記内部クロック信
号として出力する電圧制御型遅延手段、および前記電圧
制御型遅延手段の動作パラメータに基づいて前記発振器
の発振周波数を検出する検出手段を備える、半導体装置
の試験装置。
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