JPH09191696A - 磁石式発電機の電圧調整装置 - Google Patents
磁石式発電機の電圧調整装置Info
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- JPH09191696A JPH09191696A JP8274919A JP27491996A JPH09191696A JP H09191696 A JPH09191696 A JP H09191696A JP 8274919 A JP8274919 A JP 8274919A JP 27491996 A JP27491996 A JP 27491996A JP H09191696 A JPH09191696 A JP H09191696A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J7/14—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from dynamo-electric generators driven at varying speed, e.g. on vehicle
- H02J7/1469—Regulation of the charging current or voltage otherwise than by variation of field
- H02J7/1492—Regulation of the charging current or voltage otherwise than by variation of field by means of controlling devices between the generator output and the battery
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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- H02P9/48—Arrangements for obtaining a constant output value at varying speed of the generator, e.g. on vehicle
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Control Of Eletrric Generators (AREA)
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- Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
- Lighting Device Outwards From Vehicle And Optical Signal (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の装置に比べてヘッドランプの印加電圧
の制御性を向上させる磁石式発電機の電圧調整装置を提
供する。 【解決手段】 磁石式発電機１がバッテリ４を充電する
ための正極性出力発生時に充電されるコンデンサＣ１
と、正極性出力とは逆極性の負極性出力発生時にその出
力電圧とコンデンサＣ１の充電電圧とによって充電され
るコンデンサＣ３と、コンデンサＣ３の充電電圧が所定
電圧となった時にサイリスタＳＣＲ１をオンさせるため
のトランジスタＱ１等からなるゲート駆動回路を設け
る。これによってヘッドランプ２の印加電圧を応答性良
く検出して、制御することが可能となる。
の制御性を向上させる磁石式発電機の電圧調整装置を提
供する。 【解決手段】 磁石式発電機１がバッテリ４を充電する
ための正極性出力発生時に充電されるコンデンサＣ１
と、正極性出力とは逆極性の負極性出力発生時にその出
力電圧とコンデンサＣ１の充電電圧とによって充電され
るコンデンサＣ３と、コンデンサＣ３の充電電圧が所定
電圧となった時にサイリスタＳＣＲ１をオンさせるため
のトランジスタＱ１等からなるゲート駆動回路を設け
る。これによってヘッドランプ２の印加電圧を応答性良
く検出して、制御することが可能となる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は小型自動二輪車等
に用いて好適な磁石式発電機の電圧調整装置に関する。
に用いて好適な磁石式発電機の電圧調整装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】小型二輪自動車等のエンジンによって駆
動される磁石式発電機の電圧調整装置としては、例えば
特公平６−６７１３１号に記載されているようなものが
ある。図２はこの公報に記載されている従来の、磁石式
発電機及びその電圧調整装置並びにそれらの周辺回路を
示す回路図である。図２において、１は磁石式発電機の
巻線であり、図示していないエンジンによって回転駆動
された磁石が発生する回転磁界を受け、端子ＣＨ及び中
間タップ端子ＬＡと接地端子Ｅとの間に交流電圧を発生
する。２はヘッドランプであり、端子ＬＡと接地端子Ｅ
の間に接続されて、巻線１から出力される交流電圧が両
端子に印加される。３は磁石式発電機の電圧調整装置
（以下、単に電圧調整装置と称する）であり、ヘッドラ
ンプ２に印加される電圧を制御するランプ制御回路３１
と、バッテリ４及びスイッチ６を介して接続されている
ストップランプ等の直流電気負荷５に印加される電圧を
制御する充電制御回路３２とから構成されている。
動される磁石式発電機の電圧調整装置としては、例えば
特公平６−６７１３１号に記載されているようなものが
ある。図２はこの公報に記載されている従来の、磁石式
発電機及びその電圧調整装置並びにそれらの周辺回路を
示す回路図である。図２において、１は磁石式発電機の
巻線であり、図示していないエンジンによって回転駆動
された磁石が発生する回転磁界を受け、端子ＣＨ及び中
間タップ端子ＬＡと接地端子Ｅとの間に交流電圧を発生
する。２はヘッドランプであり、端子ＬＡと接地端子Ｅ
の間に接続されて、巻線１から出力される交流電圧が両
端子に印加される。３は磁石式発電機の電圧調整装置
（以下、単に電圧調整装置と称する）であり、ヘッドラ
ンプ２に印加される電圧を制御するランプ制御回路３１
と、バッテリ４及びスイッチ６を介して接続されている
ストップランプ等の直流電気負荷５に印加される電圧を
制御する充電制御回路３２とから構成されている。
【０００３】ランプ制御回路３１は、４個のダイオード
Ｄ１０、Ｄ１１、Ｄ１２、及びＤ１３からなり巻線１の
端子ＬＡと接地端子Ｅの間の交流出力を整流する全波整
流回路ＲＥ１０と、コンデンサＣ１０及び抵抗Ｒ１０か
らなり全波整流回路ＲＥ１０の出力電圧を平滑する平滑
回路Ｓ１０と、コンデンサＣ１０の端子電圧に応じてオ
ン・オフするＰＮＰトランジスタＱ１０と、サイリスタ
ＳＣＲ１０と、そのゲート抵抗Ｒ１１とから構成されて
いる。またサイリスタＳＣＲ１０のカソード端子は端子
ＬＡに、アノード端子は接地端子Ｅに、ゲート端子はト
ランジスタＱ１０のコレクタ端子にそれぞれ接続されて
いる。
Ｄ１０、Ｄ１１、Ｄ１２、及びＤ１３からなり巻線１の
端子ＬＡと接地端子Ｅの間の交流出力を整流する全波整
流回路ＲＥ１０と、コンデンサＣ１０及び抵抗Ｒ１０か
らなり全波整流回路ＲＥ１０の出力電圧を平滑する平滑
回路Ｓ１０と、コンデンサＣ１０の端子電圧に応じてオ
ン・オフするＰＮＰトランジスタＱ１０と、サイリスタ
ＳＣＲ１０と、そのゲート抵抗Ｒ１１とから構成されて
いる。またサイリスタＳＣＲ１０のカソード端子は端子
ＬＡに、アノード端子は接地端子Ｅに、ゲート端子はト
ランジスタＱ１０のコレクタ端子にそれぞれ接続されて
いる。
【０００４】これらの構成によってランプ制御回路３１
は、ヘッドランプ２に印加される交流電圧の大きさに応
じた値を全波整流回路ＲＥ１０と平滑回路Ｓ１０を用い
て検出し、検出した電圧がトランジスタＱ１０のベース
−エミッタ電圧等で決められる所定の電圧（ヘッドラン
プ２の端子電圧で約１３Ｖの電圧）以上の場合にサイリ
スタＳＣＲ１０を短絡制御（オン）することによって、
ヘッドランプ２の端子電圧を一定値に制御する。
は、ヘッドランプ２に印加される交流電圧の大きさに応
じた値を全波整流回路ＲＥ１０と平滑回路Ｓ１０を用い
て検出し、検出した電圧がトランジスタＱ１０のベース
−エミッタ電圧等で決められる所定の電圧（ヘッドラン
プ２の端子電圧で約１３Ｖの電圧）以上の場合にサイリ
スタＳＣＲ１０を短絡制御（オン）することによって、
ヘッドランプ２の端子電圧を一定値に制御する。
【０００５】充電制御回路３２は、端子ＣＨにアノード
端子が接続され、バッテリ４の正極端子（Ｂ端子）にカ
ソード端子が接続されているサイリスタＳＣＲ２０と、
サイリスタＳＣＲ２０のアノード端子に一端が接続され
ている抵抗Ｒ２０と、抵抗Ｒ２０の他端にアノード端子
が接続されているダイオードＤ２０と、サイリスタＳＣ
Ｒ２０のカソード端子とゲート端子の間に接続されてい
る抵抗Ｒ２１及びコンデンサＣ２０と、ダイオードＤ２
０のアノード端子にカソード端子が接続されているツェ
ナーダイオードＺＤ２０とから構成されている。なお、
ダイオードＤ２０のカソード端子はサイリスタＳＣＲ２
０のゲート端子に接続され、ツェナーダイオードＺＤ２
０のアノード端子は接地されている。
端子が接続され、バッテリ４の正極端子（Ｂ端子）にカ
ソード端子が接続されているサイリスタＳＣＲ２０と、
サイリスタＳＣＲ２０のアノード端子に一端が接続され
ている抵抗Ｒ２０と、抵抗Ｒ２０の他端にアノード端子
が接続されているダイオードＤ２０と、サイリスタＳＣ
Ｒ２０のカソード端子とゲート端子の間に接続されてい
る抵抗Ｒ２１及びコンデンサＣ２０と、ダイオードＤ２
０のアノード端子にカソード端子が接続されているツェ
ナーダイオードＺＤ２０とから構成されている。なお、
ダイオードＤ２０のカソード端子はサイリスタＳＣＲ２
０のゲート端子に接続され、ツェナーダイオードＺＤ２
０のアノード端子は接地されている。
【０００６】これらの構成によって充電制御回路３２
は、バッテリ４及び直流電気負荷５に印加される直流電
圧がツェナーダイオードＺＤ２０のツェナー電圧、ダイ
オードＤ２０の順方向電圧等によって決まる所定値を越
えた場合にサイリスタＳＣＲ２０の通流率を下げること
によって、直流電圧を所定値に制御するように作用す
る。
は、バッテリ４及び直流電気負荷５に印加される直流電
圧がツェナーダイオードＺＤ２０のツェナー電圧、ダイ
オードＤ２０の順方向電圧等によって決まる所定値を越
えた場合にサイリスタＳＣＲ２０の通流率を下げること
によって、直流電圧を所定値に制御するように作用す
る。
【０００７】図２において、ランプ制御回路３１では、
サイリスタＳＣＲ１０のアノード端子が接地されている
ので、サイリスタＳＣＲ１０による端子ＬＡ−接地間の
短絡制御は端子ＬＡからの出力が負極性であるときにの
み行われる。他方、充電制御回路３２では、端子ＣＨに
サイリスタＳＣＲ２０のアノード端子が接続されている
ので、サイリスタＳＣＲ２０による通流率制御は端子Ｃ
Ｈからの出力が正極性であるときにのみ行われる。つま
り、ランプ制御回路３１と充電制御回路３２は、互いに
極性の異なる交流波形の各半波に対してそれぞれのサイ
リスタＳＣＲ１００、ＳＣＲ２０の点弧角の制御を行
う。
サイリスタＳＣＲ１０のアノード端子が接地されている
ので、サイリスタＳＣＲ１０による端子ＬＡ−接地間の
短絡制御は端子ＬＡからの出力が負極性であるときにの
み行われる。他方、充電制御回路３２では、端子ＣＨに
サイリスタＳＣＲ２０のアノード端子が接続されている
ので、サイリスタＳＣＲ２０による通流率制御は端子Ｃ
Ｈからの出力が正極性であるときにのみ行われる。つま
り、ランプ制御回路３１と充電制御回路３２は、互いに
極性の異なる交流波形の各半波に対してそれぞれのサイ
リスタＳＣＲ１００、ＳＣＲ２０の点弧角の制御を行
う。
【０００８】上述したようにヘッドランプ２には端子Ｌ
Ａから出力される交流出力が極性にかかわらず印加さ
れ、ランプ制御回路３１で端子ＬＡからの負極性の出力
に対して短絡制御が行われる。したがって、ヘッドラン
プ２に印加される電圧の実効値を所定値に制御するため
には、正負両極性の印加電圧を検出して、その検出電圧
に基づいてサイリスタＳＣＲ１０の短絡制御を行う必要
がある。このために図２に示すランプ制御回路３１で
は、全波整流回路ＲＥ１０で端子ＬＡの交流電圧の絶対
値を求め、さらに平滑回路Ｓ１０を用いて平均化して、
基準となる電圧を検出している。
Ａから出力される交流出力が極性にかかわらず印加さ
れ、ランプ制御回路３１で端子ＬＡからの負極性の出力
に対して短絡制御が行われる。したがって、ヘッドラン
プ２に印加される電圧の実効値を所定値に制御するため
には、正負両極性の印加電圧を検出して、その検出電圧
に基づいてサイリスタＳＣＲ１０の短絡制御を行う必要
がある。このために図２に示すランプ制御回路３１で
は、全波整流回路ＲＥ１０で端子ＬＡの交流電圧の絶対
値を求め、さらに平滑回路Ｓ１０を用いて平均化して、
基準となる電圧を検出している。
【０００９】この場合平滑回路Ｓ１０の回路定数は、１
周期において正負両極性の電圧波形を同一極性に変換し
た波形を平均化し、かつ所望の制御精度を確保するのに
十分な交流分の除去特性を持つように決定されなければ
ならない。このような回路定数を得るには図２に示す平
滑回路Ｓ１０では一般にコンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１０
で決まる時定数の値を、交流波形の１周期の長さの数倍
程度の長さに設定することになる。
周期において正負両極性の電圧波形を同一極性に変換し
た波形を平均化し、かつ所望の制御精度を確保するのに
十分な交流分の除去特性を持つように決定されなければ
ならない。このような回路定数を得るには図２に示す平
滑回路Ｓ１０では一般にコンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１０
で決まる時定数の値を、交流波形の１周期の長さの数倍
程度の長さに設定することになる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上述したような整流回
路と平滑回路とを用いるランプ制御回路３１における端
子ＬＡの電圧検出は、定常状態での検出精度はある程度
確保することはできても、過渡状態における電圧検出の
応答性を例えば交流周期の１周期の長さに比べて十分短
いような特性とすることは困難であった。
路と平滑回路とを用いるランプ制御回路３１における端
子ＬＡの電圧検出は、定常状態での検出精度はある程度
確保することはできても、過渡状態における電圧検出の
応答性を例えば交流周期の１周期の長さに比べて十分短
いような特性とすることは困難であった。
【００１１】図２においてバッテリ４が満充電状態とな
り、バッテリ４の端子電圧が所定の電圧より大きくなる
と、サイリスタＳＣＲ２０の通流率制御が開始される。
このサイリスタＳＣＲ２０がオン・オフ動作を開始する
と、それに伴って端子ＣＨの出力が階段状に変動し、端
子ＬＡにも同様の出力変動が発生する。しかし、平滑回
路Ｓ１０による平滑後の電圧検出の応答性が交流周期の
１周期の長さに比べて遅い場合、このような出力変動に
対して各周期毎に応答したサイリスタＳＣＲ１０の短絡
制御を行うことはできない。
り、バッテリ４の端子電圧が所定の電圧より大きくなる
と、サイリスタＳＣＲ２０の通流率制御が開始される。
このサイリスタＳＣＲ２０がオン・オフ動作を開始する
と、それに伴って端子ＣＨの出力が階段状に変動し、端
子ＬＡにも同様の出力変動が発生する。しかし、平滑回
路Ｓ１０による平滑後の電圧検出の応答性が交流周期の
１周期の長さに比べて遅い場合、このような出力変動に
対して各周期毎に応答したサイリスタＳＣＲ１０の短絡
制御を行うことはできない。
【００１２】また、仮にこのような従来の回路を用いて
電圧検出精度をさらに向上させようとした場合、それに
ともなって発生する検出の遅れと、エンジン回転速度、
バッテリ４の状態、電気負荷５の動作状況等の組み合わ
せによっては、巻線１からの出力変動の周期と電圧検出
の応答とが電圧制御の発振状態を生じさせ、それによっ
て間欠的な出力の変動が発生する場合が考えられる。こ
のような間欠的な変動が生じると、例えばサイリスタＳ
ＣＲ１０が長期間オンしてしまい、ヘッドランプ２がち
らつく現象が発生する可能性がある。
電圧検出精度をさらに向上させようとした場合、それに
ともなって発生する検出の遅れと、エンジン回転速度、
バッテリ４の状態、電気負荷５の動作状況等の組み合わ
せによっては、巻線１からの出力変動の周期と電圧検出
の応答とが電圧制御の発振状態を生じさせ、それによっ
て間欠的な出力の変動が発生する場合が考えられる。こ
のような間欠的な変動が生じると、例えばサイリスタＳ
ＣＲ１０が長期間オンしてしまい、ヘッドランプ２がち
らつく現象が発生する可能性がある。
【００１３】また、エンジン回転速度が高い場合には巻
線１から出力される交流出力の周波数が高くなるので、
この場合平滑回路Ｓ１０での交流分に対する減衰量が大
きくなる。したがってコンデンサＣ１０の端子間で検出
される電圧変化の大きさが小さくなる。したがって、サ
イリスタＳＣＲ１０のオン・オフ時に生じる電位差が小
さくなり、ノイズ等によって発生するわずかな電圧変動
によっても、サイリスタＳＣＲ１０のオン・オフ状態が
影響される場合が発生する恐れがある。
線１から出力される交流出力の周波数が高くなるので、
この場合平滑回路Ｓ１０での交流分に対する減衰量が大
きくなる。したがってコンデンサＣ１０の端子間で検出
される電圧変化の大きさが小さくなる。したがって、サ
イリスタＳＣＲ１０のオン・オフ時に生じる電位差が小
さくなり、ノイズ等によって発生するわずかな電圧変動
によっても、サイリスタＳＣＲ１０のオン・オフ状態が
影響される場合が発生する恐れがある。
【００１４】この発明は、このような背景の下になされ
たもので、従来の装置に比べてヘッドランプの印加電圧
の制御における制御性を向上させることができる磁石式
発電機の電圧調整装置を提供することを目的とする。
たもので、従来の装置に比べてヘッドランプの印加電圧
の制御における制御性を向上させることができる磁石式
発電機の電圧調整装置を提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
にこの発明による磁石式発電機の電圧調整装置は、磁石
式発電機が蓄電池を充電するための正極性出力発生時に
充電される第１の充電手段（Ｃ１）と、正極性出力とは
逆極性の負極性出力発生時に該出力電圧と第１の充電手
段（Ｃ１）の充電電圧とによって充電される第２の充電
手段（Ｃ３）と、第２の充電手段（Ｃ３）の充電電圧が
所定電圧となった時、磁石式発電機の出力を短絡する短
絡手段とを具備することを特徴としている。
にこの発明による磁石式発電機の電圧調整装置は、磁石
式発電機が蓄電池を充電するための正極性出力発生時に
充電される第１の充電手段（Ｃ１）と、正極性出力とは
逆極性の負極性出力発生時に該出力電圧と第１の充電手
段（Ｃ１）の充電電圧とによって充電される第２の充電
手段（Ｃ３）と、第２の充電手段（Ｃ３）の充電電圧が
所定電圧となった時、磁石式発電機の出力を短絡する短
絡手段とを具備することを特徴としている。
【００１６】また、この発明による磁石式発電機の電圧
調整装置は、さらに第２の充電手段（Ｃ３）に所定のオ
フセット電圧を持たせるオフセット電圧発生手段（Ｄ
１，Ｒ２）を具備することを特徴としている。
調整装置は、さらに第２の充電手段（Ｃ３）に所定のオ
フセット電圧を持たせるオフセット電圧発生手段（Ｄ
１，Ｒ２）を具備することを特徴としている。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して、この発明
の一実施の形態について説明する。図１はこの発明の一
実施の形態による磁石式発電機の電圧調整装置の構成を
示すブロック図であり、この図において、図２の各部に
対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略す
る。
の一実施の形態について説明する。図１はこの発明の一
実施の形態による磁石式発電機の電圧調整装置の構成を
示すブロック図であり、この図において、図２の各部に
対応する部分には同一の符号を付け、その説明を省略す
る。
【００１８】図１において７０は電圧調整装置であり、
ランプ制御回路７１と充電制御回路３２とから構成され
ている。なお、図１では図２に示した充電制御回路３２
の内部構成の図示を省略している。ランプ制御回路７１
はサイリスタＳＣＲ１と、本発明の特徴となる部分のサ
イリスタＳＣＲ１のゲート制御回路８０とから構成され
ている。このランプ制御回路７１は、図２に示すランプ
制御回路３１と同様の機能を有する回路であるが、この
場合、図２に示すサイリスタＳＣＲ１０に対応するサイ
リスタＳＣＲ１のカソード端子は端子ＬＡではなく端子
ＣＨに、また同様に抵抗Ｒ１１（図２）に対応する抵抗
Ｒ７の一方の端子は端子ＬＡではなく端子ＣＨに接続さ
れている。
ランプ制御回路７１と充電制御回路３２とから構成され
ている。なお、図１では図２に示した充電制御回路３２
の内部構成の図示を省略している。ランプ制御回路７１
はサイリスタＳＣＲ１と、本発明の特徴となる部分のサ
イリスタＳＣＲ１のゲート制御回路８０とから構成され
ている。このランプ制御回路７１は、図２に示すランプ
制御回路３１と同様の機能を有する回路であるが、この
場合、図２に示すサイリスタＳＣＲ１０に対応するサイ
リスタＳＣＲ１のカソード端子は端子ＬＡではなく端子
ＣＨに、また同様に抵抗Ｒ１１（図２）に対応する抵抗
Ｒ７の一方の端子は端子ＬＡではなく端子ＣＨに接続さ
れている。
【００１９】この場合、サイリスタＳＣＲ１がオンする
と、端子ＣＨと接地端子Ｅ間が短絡される。巻線１の端
子ＣＨと端子Ｅ間が短絡されると、端子ＬＡの出力も接
地されたことと同様になるので、端子ＣＨを短絡する場
合も端子ＬＡを短絡する場合と基本的には同様の動作状
態となる。ただし、端子ＣＨを短絡する場合には、サイ
リスタＳＣＲ１を流れる短絡電流の過渡的な変化が端子
ＬＡを短絡する場合よりもゆるやかにすることができる
ので、端子ＬＡにおける出力電流と電圧の変化をよりゆ
るやかにすることができる。なお、本実施の形態におい
て図２に示す回路と同様なものを適用することも可能で
ある。
と、端子ＣＨと接地端子Ｅ間が短絡される。巻線１の端
子ＣＨと端子Ｅ間が短絡されると、端子ＬＡの出力も接
地されたことと同様になるので、端子ＣＨを短絡する場
合も端子ＬＡを短絡する場合と基本的には同様の動作状
態となる。ただし、端子ＣＨを短絡する場合には、サイ
リスタＳＣＲ１を流れる短絡電流の過渡的な変化が端子
ＬＡを短絡する場合よりもゆるやかにすることができる
ので、端子ＬＡにおける出力電流と電圧の変化をよりゆ
るやかにすることができる。なお、本実施の形態におい
て図２に示す回路と同様なものを適用することも可能で
ある。
【００２０】ゲート制御回路８０は、端子ＬＡと接地端
子Ｅの間に順に直列に接続されているコンデンサＣ１、
抵抗Ｒ１、及びダイオードＤ１と、同様に直列接続され
ている抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、コンデンサＣ２、及びコン
デンサＣ３と、抵抗Ｒ１とダイオードＤ２の接続点とコ
ンデンサＣ２、Ｃ３間の接続点間に接続されている抵抗
Ｒ２と、エミッタ端子が接地されているＰＮＰトランジ
スタＱ１と、アノード端子がコンデンサＣ２、Ｃ３間の
接続点に接続されて、カソード端子がトランジスタＱ１
のベース端子に接続されているツェナーダイオードＺＤ
１と、トランジスタＱ１のベース、エミッタ端子間に接
続されている抵抗Ｒ５と、トランジスタＱ１のコレクタ
端子に一端が接続されている抵抗Ｒ６と、抵抗Ｒ６の他
端とサイリスタＳＣＲ１のゲート端子間に接続されてい
るダイオードＤ２と、抵抗Ｒ７とから構成されている。
なお、ダイオードＤ１のカソード端子は接地され、ダイ
オードＤ２のカソード端子はサイリスタＳＣＲ１のゲー
ト端子に接続され、そして、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１
の接続点と抵抗Ｒ３、Ｒ４の接続点は互いに接続されて
いる。
子Ｅの間に順に直列に接続されているコンデンサＣ１、
抵抗Ｒ１、及びダイオードＤ１と、同様に直列接続され
ている抵抗Ｒ３、抵抗Ｒ４、コンデンサＣ２、及びコン
デンサＣ３と、抵抗Ｒ１とダイオードＤ２の接続点とコ
ンデンサＣ２、Ｃ３間の接続点間に接続されている抵抗
Ｒ２と、エミッタ端子が接地されているＰＮＰトランジ
スタＱ１と、アノード端子がコンデンサＣ２、Ｃ３間の
接続点に接続されて、カソード端子がトランジスタＱ１
のベース端子に接続されているツェナーダイオードＺＤ
１と、トランジスタＱ１のベース、エミッタ端子間に接
続されている抵抗Ｒ５と、トランジスタＱ１のコレクタ
端子に一端が接続されている抵抗Ｒ６と、抵抗Ｒ６の他
端とサイリスタＳＣＲ１のゲート端子間に接続されてい
るダイオードＤ２と、抵抗Ｒ７とから構成されている。
なお、ダイオードＤ１のカソード端子は接地され、ダイ
オードＤ２のカソード端子はサイリスタＳＣＲ１のゲー
ト端子に接続され、そして、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１
の接続点と抵抗Ｒ３、Ｒ４の接続点は互いに接続されて
いる。
【００２１】次に、ゲート制御回路８０の動作について
説明する。ツェナーダイオードＺＤ１が不導通の状態の
とき、コンデンサＣ３には２通りの経路（抵抗Ｒ２を通
る経路と抵抗Ｒ４を通る経路）で端子ＬＡの交流電圧が
印加される。つまりコンデンサＣ３の充放電は端子ＬＡ
の電圧によって交流的に行われる。ここでコンデンサＣ
３の充電と放電は、図示した向きの電流の流れとして定
義する。また、本実施の形態によれば充電と放電は、端
子ＬＡの交流電圧の１周期中に各１回だけ行われる。こ
の点は、図２に示す従来の回路においてコンデンサＣ１
０に対して１周期中に２回の充電が行われるのと異なる
本発明の動作上の大きな特徴である。
説明する。ツェナーダイオードＺＤ１が不導通の状態の
とき、コンデンサＣ３には２通りの経路（抵抗Ｒ２を通
る経路と抵抗Ｒ４を通る経路）で端子ＬＡの交流電圧が
印加される。つまりコンデンサＣ３の充放電は端子ＬＡ
の電圧によって交流的に行われる。ここでコンデンサＣ
３の充電と放電は、図示した向きの電流の流れとして定
義する。また、本実施の形態によれば充電と放電は、端
子ＬＡの交流電圧の１周期中に各１回だけ行われる。こ
の点は、図２に示す従来の回路においてコンデンサＣ１
０に対して１周期中に２回の充電が行われるのと異なる
本発明の動作上の大きな特徴である。
【００２２】ここで仮に図示したものと異なり、コンデ
ンサＣ１、Ｃ２及びＣ３に係る回路構成が端子ＬＡと接
地端子Ｅ間で対称な関係である場合を考えると、その場
合コンデンサＣ３の端子電圧ＶCは接地電位を中心にし
て正／負対称に振れる電圧となる。しかし、実際にはこ
の実施の形態では、各コンデンサＣ１〜Ｃ３とダイオー
ドＤ１及び抵抗Ｒ１〜Ｒ３との接続関係は端子ＬＡと接
地端子Ｅ間で対称ではなく、特にダイオードＤ１を設け
ることで正負の方向で導通又は不導通に変化する回路が
形成されている。このダイオードＤ１の動作によってコ
ンデンサＣ３の端子電圧ＶCは負側にオフセットされた
電圧となる。
ンサＣ１、Ｃ２及びＣ３に係る回路構成が端子ＬＡと接
地端子Ｅ間で対称な関係である場合を考えると、その場
合コンデンサＣ３の端子電圧ＶCは接地電位を中心にし
て正／負対称に振れる電圧となる。しかし、実際にはこ
の実施の形態では、各コンデンサＣ１〜Ｃ３とダイオー
ドＤ１及び抵抗Ｒ１〜Ｒ３との接続関係は端子ＬＡと接
地端子Ｅ間で対称ではなく、特にダイオードＤ１を設け
ることで正負の方向で導通又は不導通に変化する回路が
形成されている。このダイオードＤ１の動作によってコ
ンデンサＣ３の端子電圧ＶCは負側にオフセットされた
電圧となる。
【００２３】これはダイオードＤ１があるためにコンデ
ンサＣ３の放電時の電流が、充電時の電流に比べて少な
くなるために生じるものである。すなわち、抵抗Ｒ４及
びコンデンサＣ２を介してコンデンサＣ３に充放電され
る電流が端子ＬＡの極性にかかわらずほぼ正負で等しい
変化を示すのに対して、抵抗Ｒ２を通ってコンデンサＣ
３を充放電する電流は、放電時にダイオードＤ１でクラ
ンプされる電圧に対応した分減少した（つまり充電電流
＞放電電流の関係の）充放電で不均一な電流となるから
である。この抵抗Ｒ２を通ってコンデンサＣ３から放電
される電流が、上述した端子電圧ＶCの負側のオフセッ
ト電圧を発生させる。結果としてコンデンサＣ３の端子
間には、この充放電電流のアンバランスによる負極性の
オフセット電圧と各周期毎の充放電電流による交流電圧
とを加えた電圧が現れることになる。
ンサＣ３の放電時の電流が、充電時の電流に比べて少な
くなるために生じるものである。すなわち、抵抗Ｒ４及
びコンデンサＣ２を介してコンデンサＣ３に充放電され
る電流が端子ＬＡの極性にかかわらずほぼ正負で等しい
変化を示すのに対して、抵抗Ｒ２を通ってコンデンサＣ
３を充放電する電流は、放電時にダイオードＤ１でクラ
ンプされる電圧に対応した分減少した（つまり充電電流
＞放電電流の関係の）充放電で不均一な電流となるから
である。この抵抗Ｒ２を通ってコンデンサＣ３から放電
される電流が、上述した端子電圧ＶCの負側のオフセッ
ト電圧を発生させる。結果としてコンデンサＣ３の端子
間には、この充放電電流のアンバランスによる負極性の
オフセット電圧と各周期毎の充放電電流による交流電圧
とを加えた電圧が現れることになる。
【００２４】なお、１個のダイオードＤ１の順方向電圧
によって十分な充放電電流のアンバランスを生じさせる
ためには、抵抗Ｒ２の抵抗値をある程度大きくして、抵
抗Ｒ２を流れる放電電流によって発生する電圧降下にあ
る程度の大きさを持たせる必要がある（例えばツェナー
ダイオードＺＤ１のツェナー電圧程度の電圧値）。その
ため、このオフセット電圧は抵抗Ｒ２の値とコンデンサ
Ｃ３の値によって決まる遅延特性を有して変化すること
になる。ただし、この遅延特性は平滑を目的とするもの
ではないので、図２に示す平滑回路Ｓ１０による遅延時
間に比べれば非常に小さな値に抑えることができる。
によって十分な充放電電流のアンバランスを生じさせる
ためには、抵抗Ｒ２の抵抗値をある程度大きくして、抵
抗Ｒ２を流れる放電電流によって発生する電圧降下にあ
る程度の大きさを持たせる必要がある（例えばツェナー
ダイオードＺＤ１のツェナー電圧程度の電圧値）。その
ため、このオフセット電圧は抵抗Ｒ２の値とコンデンサ
Ｃ３の値によって決まる遅延特性を有して変化すること
になる。ただし、この遅延特性は平滑を目的とするもの
ではないので、図２に示す平滑回路Ｓ１０による遅延時
間に比べれば非常に小さな値に抑えることができる。
【００２５】端子ＬＡが負の場合、コンデンサＣ３は端
子ＬＡの負極性の電圧によって図１に示す極性で充電さ
れる。したがって、コンデンサＣ３の端子電圧ＶCは、
オフセット電圧の値から交流分によるコンデンサＣ３の
充電に伴って徐々に低下する。そして、端子電圧ＶC＝
−（ＶZD1＋ＶBE(Q1)）となると（ここでＶZD1はツェナ
ーダイオードＺＤ１のツェナー電圧、ＶBE(Q1)はトラン
ジスタＱ１のベース−エミッタ・オン電圧である）、ト
ランジスタＱ１にベース電流が流れ、トランジスタＱ１
のコレクタ−エミッタ間がオンする。トランジスタＱ１
がオンすると、サイリスタＳＣＲ１が点弧する。サイリ
スタＳＣＲ１が点弧すると、端子ＬＡ−端子Ｅ間が短絡
され、ヘッドランプ２に電流が流れなくなる。このよう
にして端子ＬＡの交流波形の負の電圧の絶対値（実効
値）が大きくなり、コンデンサＣ３の負の電圧値の大き
さが所定の値を越えると、サイリスタＳＣＲ１が短絡制
御されて、結果としてヘッドランプ２に加わる電圧が一
定値に制御されることになる。
子ＬＡの負極性の電圧によって図１に示す極性で充電さ
れる。したがって、コンデンサＣ３の端子電圧ＶCは、
オフセット電圧の値から交流分によるコンデンサＣ３の
充電に伴って徐々に低下する。そして、端子電圧ＶC＝
−（ＶZD1＋ＶBE(Q1)）となると（ここでＶZD1はツェナ
ーダイオードＺＤ１のツェナー電圧、ＶBE(Q1)はトラン
ジスタＱ１のベース−エミッタ・オン電圧である）、ト
ランジスタＱ１にベース電流が流れ、トランジスタＱ１
のコレクタ−エミッタ間がオンする。トランジスタＱ１
がオンすると、サイリスタＳＣＲ１が点弧する。サイリ
スタＳＣＲ１が点弧すると、端子ＬＡ−端子Ｅ間が短絡
され、ヘッドランプ２に電流が流れなくなる。このよう
にして端子ＬＡの交流波形の負の電圧の絶対値（実効
値）が大きくなり、コンデンサＣ３の負の電圧値の大き
さが所定の値を越えると、サイリスタＳＣＲ１が短絡制
御されて、結果としてヘッドランプ２に加わる電圧が一
定値に制御されることになる。
【００２６】一方、端子ＬＡの電圧が正の場合、コンデ
ンサＣ１が図示する方向の抵抗Ｒ１とダイオードＤ１を
介して流れる充電電流によって充電される。この場合、
充電電流は抵抗Ｒ２等を介さずにダイオードＤ１を通っ
て流れるので、コンデンサＣ１の充電電圧はコンデンサ
Ｃ３の場合に比べると短時間に変化する。したがって、
コンデンサＣ１には各周期毎の正の半波波形に応じた電
圧が充電される。そしてコンデンサＣ１の充電電圧は端
子ＬＡの次の負の電圧発生時に、この端子ＬＡの電圧に
加わって、他のコンデンサ等からなる回路に印加される
電圧を形成する。
ンサＣ１が図示する方向の抵抗Ｒ１とダイオードＤ１を
介して流れる充電電流によって充電される。この場合、
充電電流は抵抗Ｒ２等を介さずにダイオードＤ１を通っ
て流れるので、コンデンサＣ１の充電電圧はコンデンサ
Ｃ３の場合に比べると短時間に変化する。したがって、
コンデンサＣ１には各周期毎の正の半波波形に応じた電
圧が充電される。そしてコンデンサＣ１の充電電圧は端
子ＬＡの次の負の電圧発生時に、この端子ＬＡの電圧に
加わって、他のコンデンサ等からなる回路に印加される
電圧を形成する。
【００２７】例えば、端子ＬＡの電圧が正の場合に、あ
る定常状態からこの時、交流波形の正の電圧値が低くな
ったと仮定すると、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ１及びダイ
オードＤ１を通って流れる電流の値が低下する。つま
り、このときコンデンサＣ１の充電電流が減少する。こ
れによってコンデンサＣ１の端子電圧が低下するので、
次に端子ＬＡの電圧が負となった場合にコンデンサＣ３
に印加される電圧値が低下することになる。この結果、
コンデンサＣ３の充電量が減少することになり、負のオ
フセット電圧の大きさが小さくなる。これによってサイ
リスタＳＣＲ１が点弧するタイミングが遅れるので、ヘ
ッドランプ２に加わる負側の電圧が増える方向となり、
結果的にヘッドランプ２に加わる電圧が一定になるよう
に制御される。
る定常状態からこの時、交流波形の正の電圧値が低くな
ったと仮定すると、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ１及びダイ
オードＤ１を通って流れる電流の値が低下する。つま
り、このときコンデンサＣ１の充電電流が減少する。こ
れによってコンデンサＣ１の端子電圧が低下するので、
次に端子ＬＡの電圧が負となった場合にコンデンサＣ３
に印加される電圧値が低下することになる。この結果、
コンデンサＣ３の充電量が減少することになり、負のオ
フセット電圧の大きさが小さくなる。これによってサイ
リスタＳＣＲ１が点弧するタイミングが遅れるので、ヘ
ッドランプ２に加わる負側の電圧が増える方向となり、
結果的にヘッドランプ２に加わる電圧が一定になるよう
に制御される。
【００２８】上記の動作においてコンデンサＣ３の端子
電圧ＶCは、端子ＬＡの交流電圧が回路定数により分圧
された値を交流分として含んだ電圧として変化する。つ
まり端子電圧ＶCは交流動作しているので、エンジンの
回転速度が変化して周波数が変動した場合にも上述した
基本的な動作は影響されず、上記と同様の動作にて常に
安定した制御特性を得ることができる。
電圧ＶCは、端子ＬＡの交流電圧が回路定数により分圧
された値を交流分として含んだ電圧として変化する。つ
まり端子電圧ＶCは交流動作しているので、エンジンの
回転速度が変化して周波数が変動した場合にも上述した
基本的な動作は影響されず、上記と同様の動作にて常に
安定した制御特性を得ることができる。
【００２９】ここで、図３を参照して、図１に示す本発
明の実施形態の回路動作の詳細について説明する。図３
は、図１に示す本発明による実施形態における端子ＬＡ
−Ｅ間の電圧ＶLAおよびコンデンサＣ３の端子電圧ＶC
の時間変化を示す図である。端子ＬＡ−Ｅ間の電圧ＶLA
が負の場合、コンデンサＣ３には、抵抗Ｒ２及びコンデ
ンサＣ２を通る回路で電荷が充電される。コンデンサＣ
３の端子電圧ＶCの電圧の変化の割合は電圧ＶLAが大き
いほど大きくなるので、端子電圧ＶCがツェナーダイオ
ードＺＤ１およびトランジスタＱ１をオンする電圧−
（ＶZD1＋ＶBE(Q1 )）に達する時間は、電圧ＶLAが大き
いほど短くなる。コンデンサＣ３の端子電圧ＶCが−
（ＶZD1＋ＶBE(Q1)）に達すると、サイリスタＳＣＲ１
がオンして、電圧ＶLAはサイリスタＳＣＲ１のオン電圧
で決まる値となる（図３では簡略化のため０Ｖとしてい
る）。この時、コンデンサＣ３の端子電圧ＶCは、ツェ
ナーダイオードＺＤ１およびトランジスタＱ１のベース
−エミッタ間ダイオードによって決まる電圧−（ＶZD1
＋ＶBE(Q1)）にクランプされる（この図では−８．５
Ｖ）。図３に示すように、電圧ＶLAとして、実線で示す
電圧を印加する場合と、それより大きい破線で示す電圧
を印加する場合を比較すると、コンデンサＣ３の端子電
圧ＶCは破線で示す大きい電圧が印加された場合のほう
が短時間でサイリスタＳＣＲ１をオンさせる電圧に達し
ている。
明の実施形態の回路動作の詳細について説明する。図３
は、図１に示す本発明による実施形態における端子ＬＡ
−Ｅ間の電圧ＶLAおよびコンデンサＣ３の端子電圧ＶC
の時間変化を示す図である。端子ＬＡ−Ｅ間の電圧ＶLA
が負の場合、コンデンサＣ３には、抵抗Ｒ２及びコンデ
ンサＣ２を通る回路で電荷が充電される。コンデンサＣ
３の端子電圧ＶCの電圧の変化の割合は電圧ＶLAが大き
いほど大きくなるので、端子電圧ＶCがツェナーダイオ
ードＺＤ１およびトランジスタＱ１をオンする電圧−
（ＶZD1＋ＶBE(Q1 )）に達する時間は、電圧ＶLAが大き
いほど短くなる。コンデンサＣ３の端子電圧ＶCが−
（ＶZD1＋ＶBE(Q1)）に達すると、サイリスタＳＣＲ１
がオンして、電圧ＶLAはサイリスタＳＣＲ１のオン電圧
で決まる値となる（図３では簡略化のため０Ｖとしてい
る）。この時、コンデンサＣ３の端子電圧ＶCは、ツェ
ナーダイオードＺＤ１およびトランジスタＱ１のベース
−エミッタ間ダイオードによって決まる電圧−（ＶZD1
＋ＶBE(Q1)）にクランプされる（この図では−８．５
Ｖ）。図３に示すように、電圧ＶLAとして、実線で示す
電圧を印加する場合と、それより大きい破線で示す電圧
を印加する場合を比較すると、コンデンサＣ３の端子電
圧ＶCは破線で示す大きい電圧が印加された場合のほう
が短時間でサイリスタＳＣＲ１をオンさせる電圧に達し
ている。
【００３０】サイリスタＳＣＲ１がオンすると、コンデ
ンサＣ３に充電された電荷がコンデンサＣ２によって放
電され、コンデンサＣ３とコンデンサＣ２の静電容量の
比で決まる電圧分、コンデンサＣ３の端子電圧ＶCの絶
対値が低下する。そして、ツェナーダイオードＺＤ１お
よびトランジスタＱ１がオフする。その後、コンデンサ
Ｃ３の電荷は抵抗Ｒ２を介して放電され、電圧ＶCの絶
対値は徐々に低下して行く。
ンサＣ３に充電された電荷がコンデンサＣ２によって放
電され、コンデンサＣ３とコンデンサＣ２の静電容量の
比で決まる電圧分、コンデンサＣ３の端子電圧ＶCの絶
対値が低下する。そして、ツェナーダイオードＺＤ１お
よびトランジスタＱ１がオフする。その後、コンデンサ
Ｃ３の電荷は抵抗Ｒ２を介して放電され、電圧ＶCの絶
対値は徐々に低下して行く。
【００３１】次に、電圧ＶLAが正になると、コンデンサ
Ｃ３の電荷は、さらに抵抗Ｒ２を介して放電され、電圧
ＶCの絶対値はさらに低下して行く。ただし、電圧ＶLA
が正の場合には、コンデンサＣ３に印加される電圧はダ
イオードＤ１の順方向電圧によって制限されるので、コ
ンデンサＣ３の電荷は端子電圧ＶLAの大きさによらずほ
ぼ一定の状態で放電されて行く（図３では−６．５Ｖま
で低下している）。このように、電圧ＶLAが正の場合の
コンデンサＣ３の放電量は、電圧ＶLAの波形やサイリス
タＳＣＲ１がオンするタイミングの変化によらず、常に
ほぼ一定の値となる。
Ｃ３の電荷は、さらに抵抗Ｒ２を介して放電され、電圧
ＶCの絶対値はさらに低下して行く。ただし、電圧ＶLA
が正の場合には、コンデンサＣ３に印加される電圧はダ
イオードＤ１の順方向電圧によって制限されるので、コ
ンデンサＣ３の電荷は端子電圧ＶLAの大きさによらずほ
ぼ一定の状態で放電されて行く（図３では−６．５Ｖま
で低下している）。このように、電圧ＶLAが正の場合の
コンデンサＣ３の放電量は、電圧ＶLAの波形やサイリス
タＳＣＲ１がオンするタイミングの変化によらず、常に
ほぼ一定の値となる。
【００３２】以上のように、コンデンサＣ３の端子電圧
ＶCは、充電時には絶対値のピーク値が一定となり、ま
た放電時には電荷の放電量が各波形ごとに大きく変化せ
ずにほぼ一定となるので、充電開始前の電圧値に大きな
差が生じることがなくなる。この結果、各波形ごとにほ
ぼ独立してサイリスタＳＣＲ１のオン・オフ制御を行う
ことが可能となる。
ＶCは、充電時には絶対値のピーク値が一定となり、ま
た放電時には電荷の放電量が各波形ごとに大きく変化せ
ずにほぼ一定となるので、充電開始前の電圧値に大きな
差が生じることがなくなる。この結果、各波形ごとにほ
ぼ独立してサイリスタＳＣＲ１のオン・オフ制御を行う
ことが可能となる。
【００３３】一方、図２に示すような従来の回路では、
端子ＬＡ−Ｅ間の電圧ＶLAを全波整流した電圧波形を、
交流波形の１周期の長さの数倍程度の長さの時定数を有
するコンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１０からなる平滑回路Ｓ
１０を用いて平滑して、検出電圧として使用している。
このため、電圧の検出には平滑回路Ｓ１０による遅れが
伴うことになる。図４は端子電圧ＶLAの変化に対するコ
ンデンサＣ１０の端子電圧ＶC1の時間変化の一例を示す
ものである。なお、図２に示す回路図では、端子電圧Ｖ
LAを全波整流した電圧波形をコンデンサＣ１０およびト
ランジスタＱ１０のベース−エミッタ間に直接印加する
ようにしているが、この場合には、ヘッドランプ２に印
加される電圧と同等の大きさの直流電圧がトランジスタ
Ｑ１０のベース−エミッタ間に直接印加されることにな
る。したがって、実際にはある程度大きさの抵抗素子を
コンデンサＣ１０とトランジスタＱ１０のベース間に設
置する必要がある。図４は、この条件を考慮して、コン
デンサＣ１０とトランジスタＱ１０のベース間に抵抗素
子が介在していることを仮定した上でコンデンサＣ１０
の端子電圧ＶC1の動作波形を描いたものである。トラン
ジスタＱ１０をオンするときのコンデンサＣ１０の端子
電圧ＶC1の値をしきい値ＶTHとすると、実線で示すよう
な変動の比較的小さい波形が端子ＬＡ−Ｅ間に印加され
たとき、コンデンサＶC1の電圧波形は電圧ＶTHの近傍
で、各波形ごとにトランジスタＱ１０をオンオフする電
圧となる。しかし、破線で示すような大きな振幅を持つ
波形が印加された場合、コンデンサＣ１０の端子電圧Ｖ
C1の絶対値は、破線の曲線で示すように大きく増加し、
そして、コンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１０等によって決ま
る時定数に従って、徐々に低下して行くことになる。こ
のような場合、後続する波形の振幅の大きさによらず、
トランジスタＱ１０はオンし続けてしまい、サイリスタ
ＳＣＲ１０が連続的にオンすることになる。このよう
に、従来の装置では、各波形ごとに独立して制御をおこ
なうことができない場合があるので、場合によっては制
御電圧が短時間変動してしまうことなどが考えられる。
一方、本発明の実施形態によれば、各波形ごとに通流率
制御を行うことができるので、従来に比べて制御性をよ
くすることができる。
端子ＬＡ−Ｅ間の電圧ＶLAを全波整流した電圧波形を、
交流波形の１周期の長さの数倍程度の長さの時定数を有
するコンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１０からなる平滑回路Ｓ
１０を用いて平滑して、検出電圧として使用している。
このため、電圧の検出には平滑回路Ｓ１０による遅れが
伴うことになる。図４は端子電圧ＶLAの変化に対するコ
ンデンサＣ１０の端子電圧ＶC1の時間変化の一例を示す
ものである。なお、図２に示す回路図では、端子電圧Ｖ
LAを全波整流した電圧波形をコンデンサＣ１０およびト
ランジスタＱ１０のベース−エミッタ間に直接印加する
ようにしているが、この場合には、ヘッドランプ２に印
加される電圧と同等の大きさの直流電圧がトランジスタ
Ｑ１０のベース−エミッタ間に直接印加されることにな
る。したがって、実際にはある程度大きさの抵抗素子を
コンデンサＣ１０とトランジスタＱ１０のベース間に設
置する必要がある。図４は、この条件を考慮して、コン
デンサＣ１０とトランジスタＱ１０のベース間に抵抗素
子が介在していることを仮定した上でコンデンサＣ１０
の端子電圧ＶC1の動作波形を描いたものである。トラン
ジスタＱ１０をオンするときのコンデンサＣ１０の端子
電圧ＶC1の値をしきい値ＶTHとすると、実線で示すよう
な変動の比較的小さい波形が端子ＬＡ−Ｅ間に印加され
たとき、コンデンサＶC1の電圧波形は電圧ＶTHの近傍
で、各波形ごとにトランジスタＱ１０をオンオフする電
圧となる。しかし、破線で示すような大きな振幅を持つ
波形が印加された場合、コンデンサＣ１０の端子電圧Ｖ
C1の絶対値は、破線の曲線で示すように大きく増加し、
そして、コンデンサＣ１０と抵抗Ｒ１０等によって決ま
る時定数に従って、徐々に低下して行くことになる。こ
のような場合、後続する波形の振幅の大きさによらず、
トランジスタＱ１０はオンし続けてしまい、サイリスタ
ＳＣＲ１０が連続的にオンすることになる。このよう
に、従来の装置では、各波形ごとに独立して制御をおこ
なうことができない場合があるので、場合によっては制
御電圧が短時間変動してしまうことなどが考えられる。
一方、本発明の実施形態によれば、各波形ごとに通流率
制御を行うことができるので、従来に比べて制御性をよ
くすることができる。
【００３４】以上述べたように、本実施の形態によれ
ば、検出電圧を蓄えるコンデンサＣ３が端子ＬＡの入力
交流電圧に連動して充放電動作する。また、整流回路を
用いずにコンデンサＣ３の電圧を充放電させ、平滑回路
を用いていないので、交流波形の１周期毎に応答性の良
いヘッドランプ２の印加電圧の制御を行うことが可能と
なる。
ば、検出電圧を蓄えるコンデンサＣ３が端子ＬＡの入力
交流電圧に連動して充放電動作する。また、整流回路を
用いずにコンデンサＣ３の電圧を充放電させ、平滑回路
を用いていないので、交流波形の１周期毎に応答性の良
いヘッドランプ２の印加電圧の制御を行うことが可能と
なる。
【００３５】また、交流波形の１周期毎に応答して、各
周期でのヘッドランプ２の印加電圧が所定の値となるよ
うにサイリスタＳＣＲ１の点弧のタイミングを調節する
ので、例えば数周期分の期間にわたってヘッドランプ２
がオフするようなことがないので、ヘッドランプ２のち
らつきが発生するようなこともない。
周期でのヘッドランプ２の印加電圧が所定の値となるよ
うにサイリスタＳＣＲ１の点弧のタイミングを調節する
ので、例えば数周期分の期間にわたってヘッドランプ２
がオフするようなことがないので、ヘッドランプ２のち
らつきが発生するようなこともない。
【００３６】また、高回転時にもコンデンサＣ３の端子
電圧の波形には、回転数によらずに大きな変化が現れる
ので、ノイズの混入などによる誤動作のない、安定した
電圧検出を行うことができる。
電圧の波形には、回転数によらずに大きな変化が現れる
ので、ノイズの混入などによる誤動作のない、安定した
電圧検出を行うことができる。
【００３７】次に、本発明による電圧調整装置の制御特
性を、小型二輪車等において実際に用いる場合の周辺回
路との組み合わせにおいて説明する。図５は、図１に示
す直流電気負荷５を実際の回路にあわせてより具体的に
示した回路図である。図５において、５１はストップラ
ンプ、５２はブレーキスイッチ、５３はＤＣ−ＣＤＩ
（直流−コンデンサ・ディスチャージ・イグナイタ）、
５４は昇圧コイル、５５は点火プラグである。ＤＣ−Ｃ
ＤＩ５３は、バッテリ４の直流端子電圧を昇圧して内部
のコンデンサに充電し、所定の点火タイミングで充電し
た電荷を放電して、昇圧コイル５４に供給する。昇圧コ
イル５４は、ＤＣ−ＣＤＩ５３から供給された電流を一
次側巻線に流し、２次側巻線から昇圧した電圧を出力す
る。そして、点火プラグ５５は、図示していないエンジ
ン内において昇圧コイル５４の２次側巻線から出力され
た電圧によって発火する。
性を、小型二輪車等において実際に用いる場合の周辺回
路との組み合わせにおいて説明する。図５は、図１に示
す直流電気負荷５を実際の回路にあわせてより具体的に
示した回路図である。図５において、５１はストップラ
ンプ、５２はブレーキスイッチ、５３はＤＣ−ＣＤＩ
（直流−コンデンサ・ディスチャージ・イグナイタ）、
５４は昇圧コイル、５５は点火プラグである。ＤＣ−Ｃ
ＤＩ５３は、バッテリ４の直流端子電圧を昇圧して内部
のコンデンサに充電し、所定の点火タイミングで充電し
た電荷を放電して、昇圧コイル５４に供給する。昇圧コ
イル５４は、ＤＣ−ＣＤＩ５３から供給された電流を一
次側巻線に流し、２次側巻線から昇圧した電圧を出力す
る。そして、点火プラグ５５は、図示していないエンジ
ン内において昇圧コイル５４の２次側巻線から出力され
た電圧によって発火する。
【００３８】図６は、図５に示すＤＣ−ＣＤＩ５３の入
力電流と端子ＬＡ−Ｅ間の電圧ＶLA間の関係を示す図で
あり、ＤＣ−ＣＤＩ５３の入力電流（Ａ）と端子電圧Ｖ
LA（Ｖ）の時間変化を表した波形図である。この場合、
エンジン回転速度Ｎeが比較的低く、電圧ＶLAが十分上
昇しておらず、負側波形のサイリスタＳＣＲ１による通
流率の制御が開始されていない状態を示している。ま
た、巻線１を有する磁石式発電機の磁極数は８極であ
り、エンジンの回転速度の４倍の周波数の交流電圧が巻
線１から出力される場合を示している。図６に示すよう
に、ＤＣ−ＣＤＩ５３の入力電流は、エンジンの１回転
中で一定にはなっておらず、１回転中において１つのピ
ークを持って変化する。これに対して、磁石式発電機の
巻線１から出力される電流は、ＤＣ−ＣＤＩ５３へ直接
供給されて消費されるとともに、バッテリ４からＤＣ−
ＣＤＩ５３へ供給された電流分を充電するために消費さ
れる。このため一回転中における巻線１の出力電圧波形
は、各周期の間で互いに異なったものとなる。
力電流と端子ＬＡ−Ｅ間の電圧ＶLA間の関係を示す図で
あり、ＤＣ−ＣＤＩ５３の入力電流（Ａ）と端子電圧Ｖ
LA（Ｖ）の時間変化を表した波形図である。この場合、
エンジン回転速度Ｎeが比較的低く、電圧ＶLAが十分上
昇しておらず、負側波形のサイリスタＳＣＲ１による通
流率の制御が開始されていない状態を示している。ま
た、巻線１を有する磁石式発電機の磁極数は８極であ
り、エンジンの回転速度の４倍の周波数の交流電圧が巻
線１から出力される場合を示している。図６に示すよう
に、ＤＣ−ＣＤＩ５３の入力電流は、エンジンの１回転
中で一定にはなっておらず、１回転中において１つのピ
ークを持って変化する。これに対して、磁石式発電機の
巻線１から出力される電流は、ＤＣ−ＣＤＩ５３へ直接
供給されて消費されるとともに、バッテリ４からＤＣ−
ＣＤＩ５３へ供給された電流分を充電するために消費さ
れる。このため一回転中における巻線１の出力電圧波形
は、各周期の間で互いに異なったものとなる。
【００３９】図７は、図５に示す回路において、エンジ
ン回転速度Ｎeを変化させたときのヘッドランプ２の印
加電圧ＶLの変化の特性の一例を示したものである。実
線で示す電圧は通常時すなわち負荷がＤＣ−ＣＤＩ５３
のみの場合のものであり、破線で示す電圧はブレーキス
イッチ５２がオンされて、ストップランプ５１が点灯し
ているときのものである。通常、この図に示すように、
ストップランプ５１がオンすることにより、巻線１の出
力電圧が垂下してヘッドランプ２に印加される電圧は低
下する。なお、比較のため、図７には、図２に示すよう
な従来の回路を用いた場合の通常時の特性を一点鎖線で
示している。図６に示すように、エンジン回転速度が低
く、サイリスタＳＣＲ１（あるいはサイリスタＳＣＲ１
０）の通流率制御が開始されていない状態では、本発明
による電圧調整装置７０と従来の装置３においてランプ
印加電圧ＶLの制御性には差は生じない。
ン回転速度Ｎeを変化させたときのヘッドランプ２の印
加電圧ＶLの変化の特性の一例を示したものである。実
線で示す電圧は通常時すなわち負荷がＤＣ−ＣＤＩ５３
のみの場合のものであり、破線で示す電圧はブレーキス
イッチ５２がオンされて、ストップランプ５１が点灯し
ているときのものである。通常、この図に示すように、
ストップランプ５１がオンすることにより、巻線１の出
力電圧が垂下してヘッドランプ２に印加される電圧は低
下する。なお、比較のため、図７には、図２に示すよう
な従来の回路を用いた場合の通常時の特性を一点鎖線で
示している。図６に示すように、エンジン回転速度が低
く、サイリスタＳＣＲ１（あるいはサイリスタＳＣＲ１
０）の通流率制御が開始されていない状態では、本発明
による電圧調整装置７０と従来の装置３においてランプ
印加電圧ＶLの制御性には差は生じない。
【００４０】次に、エンジン回転速度が少し上昇した
の点において、４周期の波形中、１周期の波形が制御電
圧を越える電圧に上昇したことを仮定する。ただし、こ
の場合においても、４周期全体における実効電圧の平均
値は制御電圧に達していないものとする。この点におい
て、従来例では、ランプ電圧ＶLの平均値が所定の制御
電圧に達していないので、依然として通流率制御が開始
されておらず、回転速度の上昇にあわせて電圧ＶLは上
昇する。これに対して、本発明による電圧調整装置７０
では、１周期の波形であっても制御電圧を越える電圧が
検出された場合には、その周期の波形に対して通流率制
御が開始されるので、その結果、通流率制御が行われた
分だけ従来例の電圧に比べて本発明の実施形態ではヘッ
ドランプ２の端子電圧ＶLが低下することになる。
の点において、４周期の波形中、１周期の波形が制御電
圧を越える電圧に上昇したことを仮定する。ただし、こ
の場合においても、４周期全体における実効電圧の平均
値は制御電圧に達していないものとする。この点におい
て、従来例では、ランプ電圧ＶLの平均値が所定の制御
電圧に達していないので、依然として通流率制御が開始
されておらず、回転速度の上昇にあわせて電圧ＶLは上
昇する。これに対して、本発明による電圧調整装置７０
では、１周期の波形であっても制御電圧を越える電圧が
検出された場合には、その周期の波形に対して通流率制
御が開始されるので、その結果、通流率制御が行われた
分だけ従来例の電圧に比べて本発明の実施形態ではヘッ
ドランプ２の端子電圧ＶLが低下することになる。
【００４１】図８（ａ）および図９（ａ）は、図７に示
すのエンジン回転速度における本発明の電圧調整装置
７０（図８（ａ））および従来の電圧調整装置３（図９
（ａ））によるヘッドランプ２に印加される電圧ＶLの
制御波形の一例を示す図である。本発明の電圧調整装置
７０では各波形ごとに通流率の制御が行われるので、図
８（ａ）に示すように、所定の制御電圧を越えた波形す
なわちここでは１番目の周期の電圧波形に対して、サイ
リスタＳＣＲ１の短絡制御が行われる。この結果、１番
目の波形の電圧の実効値は１３．２Ｖに制御され、１
３．２Ｖに満たない他の周期の波形に対してはサイリス
タＳＣＲ１の短絡制御が行われず、それぞれ１３．２Ｖ
未満の値となっている。結果として図８（ａ）に示すエ
ンジン１回転におけるヘッドランプ２の端子電圧ＶLの
平均は、１２．７Ｖrmsとなる。一方、図９（ａ）に示
す従来の装置による制御波形では、１番目の周期の電圧
は１３．２Ｖrmsを越える１３．５Ｖrmsとなっているも
のの、平均の電圧が１３．２Ｖrmsに達していないの
で、４周期すべての波形に対して通流率制御が実行され
ていない。
すのエンジン回転速度における本発明の電圧調整装置
７０（図８（ａ））および従来の電圧調整装置３（図９
（ａ））によるヘッドランプ２に印加される電圧ＶLの
制御波形の一例を示す図である。本発明の電圧調整装置
７０では各波形ごとに通流率の制御が行われるので、図
８（ａ）に示すように、所定の制御電圧を越えた波形す
なわちここでは１番目の周期の電圧波形に対して、サイ
リスタＳＣＲ１の短絡制御が行われる。この結果、１番
目の波形の電圧の実効値は１３．２Ｖに制御され、１
３．２Ｖに満たない他の周期の波形に対してはサイリス
タＳＣＲ１の短絡制御が行われず、それぞれ１３．２Ｖ
未満の値となっている。結果として図８（ａ）に示すエ
ンジン１回転におけるヘッドランプ２の端子電圧ＶLの
平均は、１２．７Ｖrmsとなる。一方、図９（ａ）に示
す従来の装置による制御波形では、１番目の周期の電圧
は１３．２Ｖrmsを越える１３．５Ｖrmsとなっているも
のの、平均の電圧が１３．２Ｖrmsに達していないの
で、４周期すべての波形に対して通流率制御が実行され
ていない。
【００４２】次に、図７に示すの回転速度の場合につ
いて説明する。この回転速度では、４周期の波形実効値
電圧の平均値は制御電圧に達しているものとする。この
回転速度では、本発明の電圧調整装置７０では図８
（ｂ）に示すように１３．２Ｖrmsに達する１番目と４
番目の周期の波形に対して制御が行われて電圧値が１
３．２Ｖrmsに制御され、他の２周期に波形には制御が
実行されない。この結果、平均電圧は１２．９Ｖrmsと
なる。これに対して、同じの回転速度における従来の
装置による制御波形は、図９（ｂ）に示すように、全体
として平均電圧が制御電圧１３．２Ｖrmsに達している
ため、制御電圧以下の電圧実効値を有する２番目の周期
の波形を含めた１、２、および４番目の周期の波形に対
して制御が行われて、平均電圧が１３．２Ｖrmsに制御
される。
いて説明する。この回転速度では、４周期の波形実効値
電圧の平均値は制御電圧に達しているものとする。この
回転速度では、本発明の電圧調整装置７０では図８
（ｂ）に示すように１３．２Ｖrmsに達する１番目と４
番目の周期の波形に対して制御が行われて電圧値が１
３．２Ｖrmsに制御され、他の２周期に波形には制御が
実行されない。この結果、平均電圧は１２．９Ｖrmsと
なる。これに対して、同じの回転速度における従来の
装置による制御波形は、図９（ｂ）に示すように、全体
として平均電圧が制御電圧１３．２Ｖrmsに達している
ため、制御電圧以下の電圧実効値を有する２番目の周期
の波形を含めた１、２、および４番目の周期の波形に対
して制御が行われて、平均電圧が１３．２Ｖrmsに制御
される。
【００４３】そして、図７に示すの回転速度では、本
発明の電圧調整装置７０では図８（ｃ）に示すように１
３．２Ｖrmsに達する４周期の波形すべてに対して制御
が行われて各周期の波形の電圧値がそれぞれ１３．２Ｖ
rmsに制御される。一方、従来の装置による制御波形は
図９（ｃ）に示すように、全体として平均電圧が制御電
圧１３．２Ｖrmsと一致するように各周期の波形に対し
て制御が行われる。ただし、各周期の波形に対する通流
率は、平均の値に基づいて決定されるため、各波形の電
圧値はそれぞれ異なった値になる。
発明の電圧調整装置７０では図８（ｃ）に示すように１
３．２Ｖrmsに達する４周期の波形すべてに対して制御
が行われて各周期の波形の電圧値がそれぞれ１３．２Ｖ
rmsに制御される。一方、従来の装置による制御波形は
図９（ｃ）に示すように、全体として平均電圧が制御電
圧１３．２Ｖrmsと一致するように各周期の波形に対し
て制御が行われる。ただし、各周期の波形に対する通流
率は、平均の値に基づいて決定されるため、各波形の電
圧値はそれぞれ異なった値になる。
【００４４】このように、本発明の電圧調整装置によれ
ば、所定の制御電圧に基づいて、１周期ごとに異なる波
形の電圧を独立して制御するので、平均値で制御する従
来例に比べて、ストップランプ５１をオフした時とオン
した時の電位差が小さくなる。図７に示す例では、エン
ジン回転速度が低い領域（ストップランプをオンした時
に制御電圧を維持できない回転速度域）において、従来
例によるストップランプをオフした時とオンした時の電
位差が最大２．５Ｖ程度となっているのに対して、本発
明の電圧調整装置では電位差が最大２．０Ｖ以下とな
る。このように本発明によれば、ストップランプ５１を
オフした時とオンした時のヘッドランプ２に印加される
電圧の差を小さくなることができるので、ストップラン
プ５１をオン・オフすることによるヘッドランプ２の明
るさの明滅の大きさを従来に比べ低減することが可能と
なる。
ば、所定の制御電圧に基づいて、１周期ごとに異なる波
形の電圧を独立して制御するので、平均値で制御する従
来例に比べて、ストップランプ５１をオフした時とオン
した時の電位差が小さくなる。図７に示す例では、エン
ジン回転速度が低い領域（ストップランプをオンした時
に制御電圧を維持できない回転速度域）において、従来
例によるストップランプをオフした時とオンした時の電
位差が最大２．５Ｖ程度となっているのに対して、本発
明の電圧調整装置では電位差が最大２．０Ｖ以下とな
る。このように本発明によれば、ストップランプ５１を
オフした時とオンした時のヘッドランプ２に印加される
電圧の差を小さくなることができるので、ストップラン
プ５１をオン・オフすることによるヘッドランプ２の明
るさの明滅の大きさを従来に比べ低減することが可能と
なる。
【００４５】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１記載の発
明によれば、 正極性出力とは逆極性の負極性出力発生
時に該出力電圧と、正極性出力によって充電されている
第１の充電手段の充電電圧とによって充電される第２の
充電手段の電圧に応じて、磁石式発電機の出力を短絡す
るので、整流回路やその出力を平滑する回路を設ける必
要がなく、従来の装置に比べて応答正の良い磁石式発電
機の電圧制御を行うことができる。また、回転速度が低
い領域における負荷変化に対する制御電圧の変動を低く
抑えることができるので、ヘッドランプの明滅などを従
来に比べて小さく抑えることが可能となる。
明によれば、 正極性出力とは逆極性の負極性出力発生
時に該出力電圧と、正極性出力によって充電されている
第１の充電手段の充電電圧とによって充電される第２の
充電手段の電圧に応じて、磁石式発電機の出力を短絡す
るので、整流回路やその出力を平滑する回路を設ける必
要がなく、従来の装置に比べて応答正の良い磁石式発電
機の電圧制御を行うことができる。また、回転速度が低
い領域における負荷変化に対する制御電圧の変動を低く
抑えることができるので、ヘッドランプの明滅などを従
来に比べて小さく抑えることが可能となる。
【００４６】また、請求項２記載の発明によれば、第２
の充電手段に所定のオフセット電圧を持たせることがで
きるので、磁石式発電機の出力を短絡するための短絡手
段を簡単な構成で実現することが可能となる。
の充電手段に所定のオフセット電圧を持たせることがで
きるので、磁石式発電機の出力を短絡するための短絡手
段を簡単な構成で実現することが可能となる。
【図１】 この発明の一実施の形態による磁石式発電機
の電圧調整装置の構成を示すブロック図である。
の電圧調整装置の構成を示すブロック図である。
【図２】 従来の磁石式発電機の電圧調整装置の構成を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図３】 図１に示す電圧調整装置７０の動作を説明す
るための波形図である。
るための波形図である。
【図４】 図２に示す従来の電圧調整装置３の動作を説
明するための波形図である。
明するための波形図である。
【図５】 図１に示す磁石式発電機の負荷としてＤＣ−
ＣＤＩおよびストップランプを用いる場合の構成を示す
ブロック図である。
ＣＤＩおよびストップランプを用いる場合の構成を示す
ブロック図である。
【図６】 図５に示す構成における動作を説明するため
の波形図である。
の波形図である。
【図７】 図５に示す構成におけるヘッドランプ２の印
加電圧ＶLの速度特性図である。
加電圧ＶLの速度特性図である。
【図８】 図５に示す構成におけるヘッドランプ２の印
加電圧ＶLの制御波形図である。
加電圧ＶLの制御波形図である。
【図９】 従来の構成におけるヘッドランプ２の印加電
圧ＶLの制御波形図である。
圧ＶLの制御波形図である。
１ 磁石式発電機の巻線 ２ ヘッドランプ ４ バッテリ ３２ 充電制御回路 ７０ 磁石式発電機の電圧調整装置 ７１ ランプ制御回路 Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ コンデンサ Ｄ１ ダイオード
Claims (2)
- 【請求項１】 磁石式発電機が蓄電池を充電するための
正極性出力発生時に充電される第１の充電手段（Ｃ１）
と、 前記正極性出力とは逆極性の負極性出力発生時に該出力
電圧と前記第１の充電手段（Ｃ１）の充電電圧とによっ
て充電される第２の充電手段（Ｃ３）と、 前記第２の充電手段（Ｃ３）の充電電圧が所定電圧とな
った時前記磁石式発電機の出力を短絡する短絡手段とを
具備することを特徴とする磁石式発電機の電圧調整装
置。 - 【請求項２】 前記第２の充電手段（Ｃ３）に所定のオ
フセット電圧を持たせるオフセット電圧発生手段（Ｄ
１，Ｒ２）を具備することを特徴とする請求項１記載の
磁石式発電機の電圧調整装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27491996A JP3866803B2 (ja) | 1995-11-09 | 1996-10-17 | 磁石式発電機の電圧調整装置 |
| IT96MI002322A IT1287146B1 (it) | 1995-11-09 | 1996-11-08 | Dispositivo di regolazione della tensione per generatore magnetoelettrico |
| FR9613648A FR2742278B1 (fr) | 1995-11-09 | 1996-11-08 | Dispositif de regulation de tension pour un generateur magneto-electrique |
| CN96114448A CN1071058C (zh) | 1995-11-09 | 1996-11-09 | 用于永磁发电机的电压调节装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7-291467 | 1995-11-09 | ||
| JP29146795 | 1995-11-09 | ||
| JP27491996A JP3866803B2 (ja) | 1995-11-09 | 1996-10-17 | 磁石式発電機の電圧調整装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09191696A true JPH09191696A (ja) | 1997-07-22 |
| JP3866803B2 JP3866803B2 (ja) | 2007-01-10 |
Family
ID=26551247
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27491996A Expired - Lifetime JP3866803B2 (ja) | 1995-11-09 | 1996-10-17 | 磁石式発電機の電圧調整装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3866803B2 (ja) |
| CN (1) | CN1071058C (ja) |
| FR (1) | FR2742278B1 (ja) |
| IT (1) | IT1287146B1 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4615821B2 (ja) * | 2000-06-06 | 2011-01-19 | 株式会社ミツバ | ランプ点灯及びバッテリ充電制御装置 |
| WO2019187325A1 (ja) * | 2018-03-29 | 2019-10-03 | 株式会社ミツバ | 車両用ランプ駆動装置及びその制御方法 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0936720B1 (en) * | 1998-02-12 | 2007-04-18 | Mitsuba Corporation Co., Ltd. | Lamp lighting and battery charging control system for a vehicle |
| IT1301761B1 (it) * | 1998-06-19 | 2000-07-07 | Ducati Energia Spa | Regolatore di tensione tipo serie a controllo di fase |
| JP4480817B2 (ja) * | 1999-09-22 | 2010-06-16 | 株式会社ミツバ | ランプ点灯制御回路 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5168296A (en) * | 1974-12-11 | 1976-06-12 | Nippon Oils & Fats Co Ltd | Shintotanshozaiyohomatsusenjoeki |
| JPH02159933A (ja) * | 1988-12-08 | 1990-06-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 二輪車用バッテリィ充電装置 |
| KR100216015B1 (ko) * | 1991-03-18 | 1999-08-16 | 히노 노보루 | 교류발전기의출력전압제어장치 |
| JPH0667131B2 (ja) * | 1991-04-12 | 1994-08-24 | スズキ株式会社 | 発電機の電圧調整方法 |
-
1996
- 1996-10-17 JP JP27491996A patent/JP3866803B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1996-11-08 FR FR9613648A patent/FR2742278B1/fr not_active Expired - Fee Related
- 1996-11-08 IT IT96MI002322A patent/IT1287146B1/it active IP Right Grant
- 1996-11-09 CN CN96114448A patent/CN1071058C/zh not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4615821B2 (ja) * | 2000-06-06 | 2011-01-19 | 株式会社ミツバ | ランプ点灯及びバッテリ充電制御装置 |
| WO2019187325A1 (ja) * | 2018-03-29 | 2019-10-03 | 株式会社ミツバ | 車両用ランプ駆動装置及びその制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2742278A1 (fr) | 1997-06-13 |
| JP3866803B2 (ja) | 2007-01-10 |
| IT1287146B1 (it) | 1998-08-04 |
| ITMI962322A1 (it) | 1998-05-08 |
| FR2742278B1 (fr) | 1999-05-14 |
| ITMI962322A0 (it) | 1996-11-08 |
| CN1156916A (zh) | 1997-08-13 |
| CN1071058C (zh) | 2001-09-12 |
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