FR2742278A1

FR2742278A1 - Dispositif de regulation de tension pour un generateur magneto-electrique

Info

Publication number: FR2742278A1
Application number: FR9613648A
Authority: FR
Inventors: Atsushi Yanase; Takashi Suzuki
Original assignee: Mitsuba Corp
Current assignee: Mitsuba Corp
Priority date: 1995-11-09
Filing date: 1996-11-08
Publication date: 1997-06-13
Anticipated expiration: 2016-11-08
Also published as: CN1156916A; IT1287146B1; FR2742278B1; ITMI962322A1; JP3866803B2; CN1071058C; ITMI962322A0; JPH09191696A

Abstract

Un dispositif de régulation de tension pour une magnéto comprend un premier condensateur (C1) pour stocker une charge lorsqu'une sortie positive est libérée par la magnéto afin de charger des batteries; un second condensateur (C3) pour stocker une charge due à la tension chargée du premier condensateur (C1) et à une tension de sortie d'une sortie négative présentant une polarité qui est l'inverse de celle de la sortie positive Iibérée par la magnéto, et un thyristor (SCR1) pour une mise en court-circuit de la sortie de la magnéto lorsque la tension chargée du second condensateur (C3) est égale à une tension prédéterminée.

Description

ARRIERE-PLAN DE L'INVENTION
Domaine technique de l'invention
La présente invention concerne des dispositifs de régulation de tension pour des générateurs magnéto-électriques (ci-après simplement appelés des magnétos) qui conviennent pour une utilisation dans des véhicules à moteur deux roues compactes ou similaire.

Art antérieur
Un exemple d'un dispositif de régulation de tension pour une magnéto qui est entraînée par le moteur d'un véhicule à moteur deux roues compacte est présenté dans la demande de brevet du Japon, seconde publication n" 6-67131. La figure 2 est un schéma de circuit qui représente le dispositif de régulation de tension de magnéto classique ainsi qu'un circuit périphérique décrits dans cette publication. Sur la figure 2, la bobine 1 d'une magnéto reçoit l'influence d'un champ magnétique tournant généré par des aimants permanents qui sont entraînés en rotation au moyen d'un moteur qui n'est pas représenté sur le dessin, d'où la génération ainsi d'une tension alternative entre une borne CH, une borne de connexion intermédiaire LA et une borne de masse E. Une lampe de phare 2 est connectée entre la borne LA et la borne de masse E et la tension alternative émise en sortie depuis la bobine 1 est appliquée sur les deux bornes. Le dispositif de régulation de tension 3 (ci-après appelé simplement le dispositif de régulation de tension) de la magnéto comprend un circuit de commande de lampe 31 pour commander la tension appliquée à la lampe de phare 2 ; et un circuit de commande de charge 32 pour commander la tension appliquée aux charges courant continu 5 telles que des feux stop qui sont connectés au moyen de la batterie 4 et d'un commutateur 6.

Le circuit de commande de lampe 31 comprend un circuit de redressement pleine onde RE10 constitué par quatre diodes
D10, D11, D12 et D13 permettant de redresser la sortie alternative entre la borne LA de la bobine 1 et la borne de masse E ; un circuit de lissage S10 constitué par un condensateur C10 et par une résistance R10 permettant de lisser la tension de sortie du circuit de redressement pleine onde RE10 ; un transistor PNP Q10 qui est rendu passant/bloqué en fonction de la tension de borne du condensateur C10 ; un thyristor SCR10 ; et une résistance de gâchette R11. En outre, en ce que qui concerne le thyristor SCR10, la borne de cathode est connectée à la borne
LA, la borne d'anode est connectée à la borne de masse E et l'électrode de gâchette est connectée à la borne de collecteur du transistor Q10.

Du fait de cette structure, le circuit de commande de lampe 31 commande la tension de borne de la lampe de phare 2 à une valeur constante en détectant une valeur qui dépend de l'amplitude de la tension alternative appliquée à la lampe de phare 2 en utilisant le circuit de redressement pleine onde RE10 et le circuit de lissage S10, et une commande de court-circuit (passage à l'état passant) du thyristor SCR10 lorsque la tension détectée excède une tension prédéterminée (approximativement 13 V pour la tension de borne de la lampe de phare 2) déterminée par la tension base-émetteur du transistor Q10.

Le circuit de commande de charge de batterie 32 comprend un thyristor SCR20 comportant une borne d'anode connectée à la borne CH et une borne de cathode connectée à la borne positive (borne B) de la batterie 4 ; une résistance R20 comportant une extrémité connectée à la borne d'anode d'un thyristor SCR20 ; une diode D20 comportant une borne d'anode connectée à l'autre extrémité de la résistance R20 une résistance R21 et un condensateur C20 connectés entre l'électrode de gâchette et l'électrode de cathode du thyristor
SCR20 et une diode Zener ZD20 comportant une borne de cathode connectée à la borne d'anode de la diode D20. En outre, la borne de cathode de la diode D20 est connectée à la borne de gâchette du thyristor SCR20 et la borne d'anode de la diode Zener ZD20 est reliée à la masse.

Du fait de cette structure, le circuit de commande de charge de batterie 32 fonctionne pour commander la tension continue à une valeur prédéterminée en abaissant le taux de conductance du thyristor SCR20 lorsque la tension continue appliquée à la batterie 4 et à la charge électrique continue 5 excède une valeur prédéterminée déterminée par la tension Zener de la diode Zener ZD20, la tension en sens direct de la diode 20 ou similaire.

Par report à la figure 2, la commande de court-circuit entre la borne LA et la masse due au thyristor SCR10 est seulement réalisée lorsque la sortie provenant de la borne LA présente une polarité négative puisque la borne d'anode du thyristor SCR10 est reliée à la masse dans le circuit de commande de lampe. Par ailleurs, la commande du taux de conductance due au thyristor SCR20 est seulement réalisée lorsque la sortie provenant de la borne CH présente une polarité positive puisque la borne d'anode du thyristor SCR20 est connectée à la borne CH dans le circuit de commande de charge de batterie 32. C'est-à-dire que le circuit de commande de lampe 31 et le circuit de commande de charge de batterie 32 commandent respectivement les angles d'amorçage des thyristors SCR10 et SCR20 pour les demi-ondes de chacune des formes d'onde alternatives de polarités mutuellement différentes.

Comme mentionné ci-avant, la sortie alternative émise en sortie depuis la borne LA est appliquée sur la lampe de phare 2 sans une quelconque dépendance vis-à-vis de la polarité et une commande de court-circuit de la sortie négative provenant de la borne LA est réalisée par le circuit de commande de lampe 31.

Par conséquent, afin de commander la valeur efficace de la tension appliquée à la lampe de phare 2 de telle sorte qu'elle soit égale à une valeur prédéterminée, il est nécessaire de détecter les tensions appliquées des deux polarités positive et négative puis de commander le court-circuit du thyristor SCR10 sur la base des tensions détectées. Pour cette raison, le circuit de commande de lampe 31 représenté sur la figure 2 détermine la valeur absolue de la tension alternative au niveau de la borne
LA au moyen du circuit de redressement pleine onde RE10 puis calcule la moyenne en utilisant le circuit de lissage S10 afin de trouver la tension destinée à être le standard de référence.

Dans ce cas, la constante de circuit du circuit de lissage
S10 doit être choisie de manière à présenter des caractéristiques de suppression de courant alternatif suffisantes afin d'assurer la précision de commande souhaitée et afin de calculer la moyenne des formes d'onde converties selon la même polarité à partir de formes d'onde de tension à la fois des polarités positive et négative dans un unique cycle. Afin d'obtenir ce type de constante de circuit, la constante de temps généralement déterminée par le condensateur C10 et par la résistance R10 dans le circuit de lissage S10 représenté sur la figure 2 doit se voir assigner une valeur qui est égale à plusieurs fois la longueur d'une unique période de la forme d'onde de courant alternatif.

Bien qu'une détection de tension de la borne LA dans le circuit de commande de lampe 31 en utilisant un circuit de redressage et un circuit de lissage comme décrit ci-avant permette d'obtenir un certain degré de précision de détection dans un état établi, il est difficile de maintenir les propriétés de telle sorte que la réponse de la détection de tension soit suffisamment courte par comparaison avec la longueur d'une unique période de la forme d'onde de courant alternatif pendant un état transitoire.

Par report à la figure 2, lorsque la batterie 4 est complètement chargée et que la tension de borne de la batterie 4 excède une tension prédéterminée, une commande du taux de conductance du thyristor SCR20 est initiée. Lorsque ce thyristor
SCR20 commence une opération de passage à l'état passant/état bloqué, la sortie de la borne CH varie d'une façon étagée en conformité avec et une fluctuation de sortie similaire se produit au niveau de la borne LA. Cependant, si la réponse de la détection de tension après lissage par le circuit de lissage S10 est plus lente que la longueur d'un unique cycle de la période de courant alternatif, alors il n'est pas possible de réaliser une commande de court-circuit du thyristor SCR10 en réponse à chaque cycle des fluctuations de sortie.

En outre, même si la précision de détection de tension est augmentée en utilisant ce type de circuit classique, la combinaison des retards résultants lors de la détection, de la vitesse de rotation du moteur, de la condition de la batterie 4 et des conditions de fonctionnement de la charge électrique 5 pourrait de façon concevable avoir pour effet que la périodicité des fluctuations de sortie provenant de la bobine 1 et la réponse de la détection de tension génèrent un état oscillant lors de la commande de tension, ce qui générerait alors des fluctuations de sortie intermittentes. Si ce type de fluctuations intermittentes se produisait, le thyristor SCR10 pourrait rester à l'état passant pendant une longue période temporelle, ce qui aurait pour effet que la lampe de phare clignoterait.

En outre, la fréquence de la sortie de courant alternatif provenant de la bobine 1 deviendra élevée si la vitesse de rotation du moteur est élevée, auquel cas le taux d'atténuation en relation avec la composante alternative au niveau du circuit de lissage SC10 deviendrait important. En tant que résultat,
I'importance des variations de tension détectées entre les bornes du condensateur C10 serait diminuée. Par conséquent, la différence de potentiel qui se produit entre les états passant/bloqué du thyristor SCR10 pourrait être réduite, ce qui risquerait d'entraîner la survenue d'une situation dans laquelle l'état passant/bloqué du thyristor SCR10 pourrait être influencé même par de légères fluctuations de tension telles que celles générées par du bruit.

RESUME DE L'INVENTION
La présente invention a été élaborée au vu de cet arrièreplan et elle a pour objet d'offrir un dispositif de régulation de tension pour une magnéto qui permette d'augmenter la capacité de commande de la tension appliquée à des lampes de phare par comparaison avec des dispositifs classiques.

Afin de résoudre les problèmes mentionnés ci-avant, le dispositif de régulation de tension pour une magnéto selon la présente invention comprend un premier moyen de charge pour stocker une charge lorsqu'une sortie positive est libérée par ladite magnéto afin de charger des batteries ; un second moyen de charge pour stocker une charge due à la tension chargée dudit premier moyen de charge et à une tension de sortie d'une sortie négative présentant une polarité qui est l'inverse de celle de la sortie positive libérée par ladite magnéto ; et un moyen de court-circuit pour mettre en court-circuit la sortie de ladite magnéto lorsque la tension chargée dudit second moyen de charge est égale à une tension prédéterminée.

En outre, un autre mode de réalisation du dispositif de régulation de tension pour une magnéto selon la présente invention comprend en outre un moyen de génération de tension de décalage pour conférer au second moyen de chargement une tension de décalage prédéterminée.

Selon la présente invention, la sortie de la magnéto est mise en court-circuit en réponse à la tension du second moyen de chargement qui est chargé par la tension de sortie pendant une génération de sortie négative présentant une polarité inverse par rapport à la sortie positive, et en réponse à la tension chargée au niveau du premier moyen de chargement qui est chargé par la sortie positive de telle sorte qu'il n'est pas nécessaire de prévoir un circuit de redressage ou un circuit permettant de lisser la sortie, ce qui permet une commande de la tension d'une magnéto moyennant une meilleure réponse par comparaison avec les dispositifs classiques. En outre, des fluctuations au niveau de la tension de commande peuvent être atténuées de manière à être plus faibles en relation avec des variations de charge dans la région des vitesses de rotation faibles de manière à atténuer le clignotement de la lampe de phare par comparaison avec des dispositifs classiques.

En outre, selon un autre mode de réalisation, le second moyen de chargement peut se voir conférer une tension de décalage prédéterminée de manière à permettre une construction simple pour le moyen de court-circuit permettant de mettre en court-circuit la sortie de la magnéto.

BREVE DESCRIPTION DES DESSINS
La figure 1 est un schéma fonctionnel qui représente la structure d'un dispositif de régulation de tension pour une magnéto selon un mode de réalisation de la présente invention
la figure 2 est un schéma fonctionnel qui représente la structure d'un dispositif de régulation de tension classique pour une magnéto
la figure 3 est un schéma de formes d'onde permettant d'expliquer les fonctionnements du dispositif de régulation de tension 70 représenté sur la figure 1
la figure 4 est un schéma de formes d'onde permettant d'expliquer les fonctionnements du dispositif de régulation de tension classique 3 représenté sur la figure 2
la figure 5 est un schéma fonctionnel qui représente la structure pour le cas où un DC-CDI (un condensateur continu/décharge/amorceur) et des feux stop sont utilisés en tant que charge pour la magnéto représentée sur la figure 1
la figure 6 est un schéma de formes d'onde permettant d'expliquer les fonctionnements pour ia structure représentée sur la figure 5
la figure 7 est un schéma qui représente les caractéristiques de vitesse de la tension VL appliquée à la lampe de phare 2 pour la structure représentée sur la figure 5
les figures 8A, 8B et 8C sont des schémas de formes d'onde permettant de commander la tension VL appliquée à la lampe de phare 2 pour la structure représentée sur la figure 5, qui correspondent respectivement à des vitesses de rotation de moteur (1), (2) et (3), comme représenté sur la figure 7 ; et
les figures 9A, 9B et 9C sont des schémas de formes d'onde permettant de commander la tension VL appliquée à la lampe de phare 2 pour une structure classique, qui correspondent respectivement à des vitesses de rotation de moteur (1), (2) et (3), comme représenté sur la figure 7.

MODES DE REALISATION PREFERES DE L'INVENTION
Ci-après, un mode de réalisation de la présente invention sera expliqué par report aux dessins. La figure 1 est un schéma fonctionnel qui représente la structure d'un dispositif de régulation de tension pour une magnéto selon un mode de réalisation de la présente invention , sur le dessin, les parties comportant des parties correspondant à celles de la figure 2 sont indiquées au moyen des mêmes index de référence et leurs explications sont omises.

Sur la figure 1, le dispositif de régulation de tension comprend un circuit de commande de lampe 71 et un circuit de commande de charge de batterie 32. La structure interne du circuit de commande de charge de batterie 32 qui est représenté sur la figure 2 a été omise de la figure 1. Le circuit de commande de lampe 71 comprend un thyristor SCR1 et un circuit de commande de gâchette 80 pour le thyristor SCR1 qui est la partie caractéristique de la présente invention. Bien que ce circuit de commande de lampe 71 présente la même fonction que le circuit de commande de lampe 31 représenté sur la figure 2, dans ce cas, la borne de cathode du thyristor SCR1 qui correspond au thyristor SCR10 représenté sur la figure 2 est connectée à une borne CH au lieu de la borne LA et la résistance
R7 qui correspond à la résistance R11 (figure 2) comporte une borne connectée à la borne CH au lieu de la borne LA.

Dans ce cas, lorsque le thyristor SCR1 est rendu passant, la borne CH et la borne de masse E sont mises en court-circuit.

Lorsque la borne CH de la bobine 1 et la borne E sont mises en court-circuit, la sortie de la borne LA est également reliée à la masse de telle sorte que l'état opérationnel de mise en courtcircuit de la borne CH est fondamentalement identique à celui de
la mise en court-circuit de la borne LA. Cependant, lorsque la borne CH est mise en court-circuit, les variations transitoires au niveau du courant de court-circuit qui circule au travers du thyristor SCR1 peuvent être rendues davantage lissées que dans le cas où la borne LA est mise en court-circuit ; par conséquent, les variations au niveau du courant de sortie et de la tension de sortie provenant de la borne LA peuvent être rendues davantage lissées. En outre, un circuit tel que celui représenté sur la figure 2 peut également être appliqué au présent mode de réalisation.

Le circuit de commande de grille 80 comprend un condensateur C1, une résistance R1 et une diode D1 qui sont connectés en série entre la borne LA et la borne de masse E ; une résistance R3, une résistance R4, un condensateur C2 et un condensateur C3 qui sont connectés de façon similaire en série une résistance R2 qui connecte la jonction entre la résistance R1 et la diode D2 avec la jonction entre les condensateurs C2 et
C3 un transistor PNP Q1 comportant une borne d'émetteur reliée à la masse ; une diode Zener ZD1 comportant une borne d'anode connectée à la jonction entre les condensateurs C2 et C3 et une borne de cathode connectée à la borne de base du transistor Q1 ; une résistance R5 connectée entre les bornes de base et d'émetteur du transistor Q1, une résistance R6 comportant une extrémité connectée à la borne de collecteur du transistor Q1 ; une diode D2 connectée entre l'autre extrémité de la résistance R6 et l'électrode de gâchette du thyristor SCR1; et une résistance R7. La borne de cathode de la diode D1 est reliée à la masse, la borne de cathode de la diode D2 est connectée à la borne de gâchette du thyristor SCR1 et la jonction entre le condensateur C1 et la résistance R1 est connectée à la jonction entre les résistances R3 et R4.

Les fonctionnements du circuit de commande de gâchette 80 seront expliqués ci-dessous.

Lorsque la diode Zener ZD1 est dans un état non conducteur, la tension alternative de la borne LA est appliquée sur le condensateur C3 par l'intermédiaire de deux voies (la voie passant par la résistance R2 et la voie passant par la résistance
R4). Par conséquent, la charge et la décharge du condensateur C3 sont réalisées de façon alternée en fonction de la tension de la borne LA. Dans ce cas, la charge et la décharge du condensateur
C3 sont définies comme étant la circulation du courant suivant les directions indiquées sur le dessin. En outre, la charge et la décharge selon le présent mode de réalisation se produisent une fois chacun pour chaque cycle de la tension alternative de la borne LA. Ce point représente une différence radicale du point de vue du fonctionnement de la présente invention par rapport à celui du circuit classique représenté sur la figure 2 où la charge se produit deux fois par cycle au niveau du condensateur C10.

Si la structure de circuit se rapportant aux condensateurs
C1, C2 et C3 était par hypothèse considérée comme étant symétrique entre la borne LA et la borne de masse E au lieu de disposer de la structure représentée sur les dessins, la tension de borne Vc du condensateur C3 oscillerait de façon symétrique par rapport aux polarités positive et négative centrées autour du potentiel de masse. Cependant, selon le présent mode de réalisation, les connexions entre les condensateurs C1 à C3, la diode D1 et les résistances R1 à R3 sont de fait non symétriques entre la borne LA et la borne de masse E de telle sorte qu'un circuit qui devient conducteur ou non conducteur en fonction de la directionnalité positive/négative est formé en prévoyant la diode D1. L'effet de la diode D1 consiste à décaler la tension de borne Vc du condensateur C3 vers le côté négatif.

Ceci se produit du fait que le courant du condensateur C3 pendant la décharge est inférieur au courant pendant la charge.

C'est-à-dire qu'au lieu de disposer du courant chargé et déchargé au niveau du condensateur C3 via la résistance R4 et le condensateur C2 qui présente des variations approximativement égales suivant les directions positive et négative sans une quelconque dépendance vis-à-vis de la polarité de la borne LA, le courant chargé et déchargé par le condensateur C3 par l'intermédiaire de la résistance R2 est réduit (c'est-à-dire que le courant de charge > courant de décharge) d'une valeur correspondant à la tension verrouillée par la diode D1 pendant la décharge de telle sorte que le courant est rendu inégal entre la charge et la décharge. Ce courant déchargé depuis le condensateur C3 au travers de la résistance R2 génère une tension de décalage négative pour la tension de borne Vc. En tant que résultat, la tension aux bornes du condensateur C3 devient une tension de décalage négative du fait du courant de charge/décharge déséquilibré qui s'ajoute au courant alternatif dû à la charge et à la décharge périodiques.

Afin de produire un déséquilibre suffisant entre les courants de charge et de décharge du fait de la tension positive de l'unique diode D1, la valeur de résistance de la résistance R2 doit être établie à une certaine valeur afin de faire en sorte que la chute de tension du courant de décharge circulant au travers de la résistance R2 présente une certaine valeur (par exemple une valeur de tension égale à environ la tension Zener de la diode
Zener ZD1). Pour cette raison, cette tension de décalage varie en fonction de la caractéristique de retard déterminée au moyen de la valeur de la résistance R2 et de la valeur du condensateur C3.

Cependant, puisqu'il n'est pas prévu que ces caractéristiques de retard soient lissées, elles ne peuvent pas être atténuées jusqu'à une valeur extrêmement faible par comparaison avec les temps de retard dûs au circuit de lissage S10 représenté sur la figure 2.

Lorsque la borne LA est négative, le condensateur C3 est chargé au moyen de la polarité représentée sur la figure 1 du fait de la tension négative de la borne LA. Par conséquent, la tension de borne Vc du condensateur C3 diminue progressivement depuis la valeur de la tension de décalage en association avec le chargement du condensateur C3 du fait de la composante alternative. Lorsque la tension de borne VC devient telle que VC (VZD1 + VBE(Q1)), OÙ VZD1 est la tension Zener de la diode
Zener ZD1 et VBE(Q1) est la tension base-émetteur/état passant, le courant de base circule jusqu'au transistor Ql et le collecteur-émetteur du transistor Q1 est rendu passant. Lorsque le transistor Q1 est rendu passant, le thyristor SCR1 s'amorce.

Lorsque le thyristor SCR1 est amorcé, la borne LA et la borne E sont mises en court-circuit de telle sorte que le courant cesse de circuler jusqu'à la lampe de phare 2. Par conséquent, la valeur absolue (valeur efficace) de la tension négative dans le schéma de formes d'onde au niveau de la borne LA augmente et lorsque la valeur de la tension négative au niveau du condensateur C3 excède une valeur désignée, le thyristor SCR1 est commandé en court-circuit et en tant que résultat, la tension de la lampe de phare 2 peut être commandée à une valeur constante.

Par ailleurs, si la tension au niveau de la borne LA est positive, alors le condensateur C1 est chargé par un courant de charge qui circule au travers de la résistance R1 et de la diode D1 suivant la direction représentée sur le dessin. Dans ce cas, le courant de charge circule au travers de la diode D1 sans traverser la résistance R2 et similaire de telle sorte que la tension de charge du condensateur C1 varie selon une période temporelle plus courte que dans le cas du condensateur C3. Par conséquent, le condensateur C1 est chargé avec une tension qui dépend de la forme de demi-onde positive pour chaque cycle. Puis la tension de charge du condensateur C1 est ajoutée à la tension de la borne LA lorsque la tension négative suivante est générée au niveau de la borne LA, d'où la création d'une tension destinée à être appliquée sur un circuit formé à partir d'autres condensateurs.

Par exemple, lorsque la tension de la borne LA est positive, si la valeur de tension positive de la forme d'onde de courant alternatif est réduite à partir d'un état de régime permanent, alors la valeur du courant circulant au travers du condensateur C1, de la résistance R1 et de la diode D1 chutera.

C'est-à-dire que le courant de charge du condensateur C1 diminuera. Puisque ceci a pour effet que la tension de borne du condensateur C1 diminue, la valeur de la tension appliquée sur le condensateur C3 lorsque la borne LA devient ensuite négative sera réduite. En tant que résultat, la quantité de charge sur le condensateur C3 sera réduite et la valeur de la tension de décalage négative deviendra plus faible. Puisque ceci a pour effet que le cadencement de l'amorçage du thyristor SCR1 est retardé, la tension négative appliquée sur la lampe de phare 2 augmentera de telle sorte que la tension appliquée sur la lampe de phare 2 soit en conséquence commandée de manière à devenir constante.

Pendant les opérations mentionnées ci-avant, la tension de borne Vc du condensateur C3 varie comme une tension qui inclut, en tant que composante alternative, une valeur selon laquelle la tension alternative de la borne LA est divisée par la constante de circuit. En d'autres termes, la tension de borne Vc fonctionne d'une façon alternative de telle sorte que les opérations fondamentales décrites ci-avant ne seront pas affectées même si la vitesse de rotation du moteur varie et que la fréquence fluctue de telle sorte qu'une caractéristique de commande stable peut toujours être obtenue pendant des fonctionnements similaires à ceux mentionnés ci-avant.

Ci-après, les fonctionnements de circuit du mode de réalisation de la présente invention représenté sur la figure 1 seront expliqués en détail. La figure 3 est un schéma qui représente la variation temporelle de la tension VLA entre les bornes LA et E et de la tension de borne Vc du condensateur C3 pour le mode de réalisation de la présente invention représenté sur la figure 1. Lorsque la tension VLA entre les bornes LA et E est négative, une charge électrique est chargée sur le condensateur C3 par le courant traversant la résistance R2 et le condensateur C2. La variation proportionnelle de la tension de borne Vc du condensateur C3 devient supérieure lorsque la tension VLA augmente de telle sorte que le temps requis pour que la tension de borne Vc atteigne la tension -(VZDI + VBE(Q1)) qui rend passant la diode Zener ZD1 et le transistor Q1 devient plus court lorsque la tension VLA augmente. Lorsque la tension de borne Vc du condensateur C3 atteint la valeur -(VzDI + VBE(Q1)), le thyristor SCR1 est rendu passant et la tension VLA devient égale à une valeur déterminée par la tension d'état passant du thyristor SCR1 (que l'on suppose être égale à 0 V sur la figure 3 par souci de simplification). A cet instant, la tension de borne VC du condensateur C3 est verrouillée sur la tension -(VzDI + VBE(o1)) (-8,5 V sur le dessin) qui est déterminée par la diode établie entre la base et l'émetteur du transistor Q1 et par la diode Zener ZD1. Comme représenté sur la figure 3, lorsque la tension VLA est comparée entre le cas où la tension indiquée par la ligne en trait plein est appliquée et le cas où la tension plus importante indiquée par la ligne en pointillés est appliquée, la tension de borne Vc du condensateur C3 atteint la tension qui rend le thyristor SCR1 passant en un temps plus court dans le cas où la tension plus importante indiquée par la ligne en pointillés est appliquée.

Lorsque le thyristor est rendu passant, la charge électrique chargée sur le condensateur C3 est déchargée par le condensateur C2 et la valeur absolue de la tension de borne Vc du transistor Q1 chute d'une tension déterminée par le rapport des capacités électriques statiques du condensateur C3 et du condensateur C2. Alors, la di
vitesse approximativement constante (chute jusqu'à -6,5 V sur
la figure 3) sans une quelconque dépendance par rapport à la valeur de la tension de borne VOLA. De cette façon, lorsque la tension VLA est positive, la vitesse de décharge depuis le condensateur C3 ne dépend pas de la forme d'onde de la tension VLA ni du cadencement auquel le thyristor SCR1 est rendu passant, et elle garde une valeur approximativement constante.

De la manière présentée ci-avant, la tension de borne Vc du condensateur C3 présente une valeur de crête constante pour la valeur absolue pendant le chargement et la vitesse de décharge de la charge électrique pendant la décharge est approximativement constante sans de quelconques variations essentielles entre les formes d'onde, ce qui élimine la survenue de différences importantes au niveau de la valeur de tension avant la charge. En tant que résultat, il est possible de réaliser une commande d'état passant/état bloqué du thyristor SCR1 pratiquement indépendamment de chaque forme d'onde.

Par ailleurs, dans un circuit classique tel que représenté sur la figure 2, une forme d'onde de tension obtenue au moyen d'un redressement pleine onde de la tension VLA entre les bornes
LA et E est lissée en utilisant un circuit de lissage S10 constitué par le condensateur C10 et par la résistance R10 présentant une constante de temps qui est égale à plusieurs fois la période de la forme d'onde de courant alternatif et le résultat est utilisé en tant que tension de détection. Pour cette raison, la détection de tension est accompagnée d'un retard dû au circuit de lissage S10. La figure 4 représente un exemple de la variation temporelle au niveau de la tension de borne VC1 du condensateur
C10 en relation avec la variation au niveau de la tension de borne VLA. Bien que la forme d'onde de tension obtenue au moyen d'un redressement pleine onde de la tension de borne VLA soit appliquée directement entre la base et l'émetteur du transistor
Q10 et le condensateur C10 dans le schéma de circuit représenté sur la figure 2, dans ce cas, une tension continue de la même valeur que la tension appliquée sur la lampe de phare 2 est appliquée directement entre la base et l'émetteur du transistor
Q10.

La figure 4 prend en considération ces conditions et elle représente la forme d'onde de fonctionnement de la tension de borne Vci du condensateur C10 moyennant l'hypothèse consistant en ce qu'il y a une résistance entre la base et l'émetteur du transistor Q10 et le condensateur C10. Si la tension de borne VC1 du condensateur C10 lorsque le transistor Q10 est rendu passant est considérée comme étant la valeur de seuil VTH, alors, lorsqu'une forme d'onde présentant une variation comparativement faible telle qu'indiquée par la ligne en trait plein est appliquée entre les bornes LA et E, la forme d'onde de tension du condensateur VC1 sera au voisinage de la tension VTH de telle sorte que le transistor Q10 sera rendu passant et bloqué à chaque cycle de la forme d'onde. Cependant, lorsqu'une forme d'onde présentant une amplitude importante telle que celle indiquée par la ligne en pointillés est appliquée, la valeur absolue de la tension de borne Vc1 du condensateur augmente fortement comme indiqué par la courbe constituée par la ligne en pointillés puis diminue progressivement conformément à la constante de temps déterminée par le condensateur C10 et par la résistance R10. Dans ce cas, le transistor Q restera à l'état passant sans une quelconque dépendance vis-à-vis de l'amplitude de la forme d'onde suivante de telle sorte que thyristor SCR10 sera continuellement à l'état passant. Par conséquent, des dispositifs classiques ne permettent pas quelquefois de réaliser une commande de manière indépendante pour chaque cycle de telle sorte que la tension de commande peut fluctuer sur de courtes périodes temporelles. Par ailleurs, le mode de réalisation de la présente invention permet de commander le taux de conductance pour chaque cycle de la forme d'onde de manière à améliorer la capacité de contrôle par comparaison avec des dispositifs classiques.

Comme expliqué ci-avant, selon le présent mode de réalisation, le condensateur C3 qui collecte la tension de détection charge et décharge la tension conformément à la tension alternative d'entrée de la borne LA. En outre, la tension du condensateur C3 est chargée et déchargée sans utiliser un circuit de redressement ni un circuit de lissage, ce qui permet de contrôler la tension appliquée sur la lampe de phare 2 selon une bonne réponse pour chaque cycle de la forme d'onde alternative.

En outre, puisque le cadencement pour l'amorçage du thyristor SCR1 est réglé de telle sorte que la tension appliquée sur la lampe de phare 2 devienne égale à une valeur prédéterminée en réponse à chaque période de la forme d'onde alternative, il n'y a pas de situations qui sont telles que la lampe de phare 2 est coupée sur un intervalle temporel qui présente une longueur de plusieurs périodes, et la lampe de phare 2 sera empêchée de clignoter.

En outre, puisque des variations importantes de la forme d'onde de la tension de borne du condensateur C3 se produisent sans qu'il y ait affectation par le nombre de tours même pendant une rotation haute vitesse, une détection de tension stable sans dysfonctionnement dû à du bruit est possible.

Puis les caractéristiques de commande du dispositif de régulation de tension selon la présente invention seront expliquées en combinaison avec le circuit périphérique qui sera réellement utilisé dans un véhicule à moteur à deux roues compacte. La figure 5 est un schéma de circuit qui représente la charge électrique continue 5 représentée sur la figure 1 plus spécifiquement suivant les lignes d'un circuit réel. Sur la figure 5, les éléments qui sont ajoutés nouvellement par rapport à ceux de la figure 1 sont des feux stop 51, un commutateur de frein 52, un DC-CDI (un condensateur continu/décharge/amorceur) 53, une bobine d'amplification 54 et une bougie d'allumage 55. Le DC-CDI 53 ampiifie la tension de borne continue de la batterie 4 et charge la tension dans un condensateur interne puis libère la charge électrique à un instant d'allumage prédéterminé pour l'appliquer sur la bobine d'amplification 54. La bobine d'amplification 54 envoie le courant provenant du DC-CDI 53 sur une bobine primaire et émet en sortie une tension amplifiée à partir d'une bobine secondaire. Puis la bougie d'allumage 55 est allumée par la tension émise en sortie depuis la bobine secondaire de la bobine d'amplification 54 à l'intérieur d'un moteur qui n'est pas représenté sur le dessin.

La figure 6 est un schéma de formes d'onde qui représente la variation temporelle de la tension de borne VLA (V) et du courant d'entrée (A) du DC-CDI 53, en démontrant la relation qui lie le courant d'entrée du DC-CDI 53 et la tension VLA entre les bornes LA et E représentées sur la figure 5. Dans ce cas, la vitesse de rotation de moteur Ne est comparativement lente et la tension VLA n'est pas suffisamment amplifiée, ce qui indique que la commande du taux de conductance par le thyristor SCR1 à l'aide d'une forme d'onde négative n'a pas été initiée. En outre, la magnéto comportant la bobine 1 comporte huit pôles magnétiques, ce qui indique qu'une tension alternative d'une fréquence qui vaut quatre fois la vitesse de rotation du moteur est émise en sortie depuis la bobine 1. Comme représenté sur la figure 6, le courant d'entrée du DC-CDI 53 n'est pas constant sur une unique rotation du moteur et varie avec une unique crête lors de chaque rotation. A l'opposé, le courant émis en sortie depuis la bobine 1 de la magnéto est directement appliqué sur le DC-CDI 53 et est consommé tandis qu'un courant électrique est tiré depuis la batterie 4 jusqu'au DC-CDI 53 et remplace le courant appliqué sur le DC-CDI 53. Par conséquent, la forme d'onde de la tension de sortie de la bobine 1 pour une unique rotation est mutuellement différente entre chaque période.

La figure 7 représente la variation de la tension VL appliquée sur la lampe de phare 2 lorsque la vitesse de rotation de moteur Ne est modifiée dans le circuit représenté sur la figure 5. La tension indiquée par la ligne en trait plein est pour le cas du fonctionnement normal, c'est-à-dire lorsque la seule charge est le DC-CDI 53, et la tension indiquée par la ligne en pointillés est pour le cas où le commutateur de frein est activé et où le feu de stop 51 est éclairé. Habituellement, comme représenté sur le dessin, le fait d'activer le feu de stop 51 fait que la tension de sortie provenant de la bobine 1 chute et réduit la tension appliquée sur la lampe de phare 2. Pour faciliter la comparaison, les caractéristiques normales pour le cas où un circuit classique tel que représenté sur la figure 2 est utilisé sont indiquées au moyen de la ligne en traits mixtes à un seul tiret. Comme représenté sur la figure 6, lorsque la vitesse de rotation du moteur est faible et que la commande du taux de conductance du thyristor SCR1 (ou du thyristor SCR10) n'a pas été initiée, il n'y a pas de différence au niveau de la capacité de contrôle de la tension VL appliquée sur la lampe entre le dispositif de régulation de tension 70 selon la présente invention et le dispositif classique 3.

Puis on suppose que la forme d'onde d'un cycle dans une forme d'onde à quatre cycles augmente de manière à excéder la tension de commande en un point (1) où la vitesse de rotation du moteur a légèrement augmenté. Cependant, on suppose que la valeur moyenne de la tension efficace dans les quatre cycles n'excède pas la tension de commande dans ce cas. A ce niveau, avec l'exemple classique, la commande du taux de conductance n'est pas encore initiée du fait que la valeur moyenne de la tension de lampe VL n'a pas atteint la tension de commande prédéterminée de telle sorte que la tension VL croît conformément à la vitesse de rotation croissante. A l'opposé, lorsque le dispositif de régulation de tension 70 de la présente invention détecte une tension qui excède la tension de commande dans la forme d'onde de même un unique cycle, la commande du taux de conductance est initiée pour la forme d'onde de ce cycle et en tant que résultat, la tension de borne VL de la lampe de phare 2 est réduite du fait de la commande du taux de conductance pour le présent mode de réalisation par comparaison avec la tension de l'exemple classique.

Les figures 8A et 9A sont des schémas qui représentent un exemple d'une forme d'onde de commande pour la tension VL
appliquée sur la lampe de phare 2 à une vitesse de rotation de
moteur indiquée par (1) sur la figure 7, pour le dispositif de
régulation de tension 70 de la présente invention (figure 8A) et
pour un dispositif de régulation de tension classique (figure 9A).

Puisque le dispositif de régulation de tension 70 de la présente
invention commande le taux de conductance pour chaque cycle de la forme d'onde, une commande de court-circuit du thyristor
SCR1 est réalisée en réponse aux formes d'onde qui excèdent la tension de commande prédéterminée, qui, dans ce cas, est la forme d'onde du premier cycle, comme représenté sur la figure 8A. En tant que résultat, la valeur efficace pour la tension de la première forme d'onde est commandée à 13,2 V tandis que le thyristor SCR1 n'est pas commandé en court-circuit pour des formes d'onde d'autres cycles qui n'atteignent pas 13,2 V de telle sorte qu'elles prennent des valeurs inférieures à 13,2 V.

Par conséquent, la tension de borne moyenne VL de la lampe de phare 2 pendant une unique rotation du moteur comme représenté sur la figure 8A est de 12,7 Vrms (valeur quadratique moyenne).

Par ailleurs, la forme d'onde de commande due au dispositif classique comme représenté sur la figure 9A est telle que la tension du premier cycle vaut 13,5 Vrms, laquelle excède 13,2
Vrms, mais puisque la tension moyenne est inférieure à 13,2
Vrms, la commande du taux de conductance n'est pas réalisée pour les formes d'onde de l'ensemble des quatre cycles.

Le cas pour lequel la vitesse de rotation est (2) comme représenté sur la figure 7 sera expliqué. A cette vitesse de rotation, la valeur moyenne pour la tension efficace de la forme d'onde à quatre cycles excède la tension de commande. Cette vitesse de rotation est telle que le dispositif de régulation de tension 70 de la présente invention commande les formes d'onde des premier et quatrième cycles qui excèdent 13,2 Vrms et ne commande pas les formes d'onde des deux autres cycles, comme représenté sur la figure 8B. En tant que résultat, la tension moyenne devient égale à 12,9 Vrms. A l'opposé, la forme d'onde de commande due au dispositif classique à la même vitesse de rotation (2) présente une tension moyenne globale qui excède la tension de commande 13,2 Vrms comme représenté sur la figure 9B de telle sorte que la commande est réalisée en relation avec les formes d'onde des premier, second et quatrième cycles, y compris la forme d'onde du second cycle qui présente une valeur de tension efficace inférieure à la tension de commande de telle sorte que la tension moyenne est commandée de manière à valoir 13,2 Vrms.

En outre, à la vitesse de rotation (3) représentée sur la figure 7, le dispositif de régulation de tension 70 de la présente invention réalise une commande en relation avec des formes d'onde de l'ensemble des quatre cycles qui excèdent 13,2 Vrms comme représenté sur la figure 8C de telle sorte que la valeur de tension de la forme d'onde de chaque cycle est commandée de manière à valoir 13,2 Vrms. A l'opposé, la forme d'onde de commande due au dispositif classique est commandée pour chaque cycle de telle sorte que la tension moyenne globale soit égale à la tension de commande de 13,2 Vrms, comme représenté sur la figure 9C. Cependant, le taux de conductance en relation avec la forme d'onde de chaque cycle est déterminé par la valeur moyenne de telle sorte que les valeurs de tension des formes d'onde sont mutuellement différentes.

De cette façon, le dispositif de régulation de tension de la présente invention commande de manière indépendante des tensions de différentes formes d'onde au moyen du cycle sur la base d'une tension de commande prédéterminée de telle sorte que la différence de potentiel électrique est faible entre des périodes d'activation et des périodes de désactivation du feu de stop 51. Dans l'exemple représenté sur la figure 7, lorsque la vitesse de rotation du moteur est dans une région faible (une région de vitesses de rotation pour laquelle la tension de commande ne peut pas être soutenue lorsque le feu de stop est activé), la différence de potentiel électrique entre une période de désactivation et une période d'activation du feu de stop dans l'exemple classique est d'environ 2,5 V au maximum tandis que la différence de potentiel électrique maximum avec le dispositif de régulation de tension de la présente invention est inférieure à 2,0 V. Selon la présente invention, la différence au niveau de la tension appliquée à la lampe de phare 2 lorsque le feu de stop 51 est activé et désactivé peut être rendue faible, ce qui réduit les fluctuations de l'éclairement de la lampe de phare 2 qui se produisent lorsque le feu de stop 51 est activé/désactivé.

Claims

REVENDICATIONS

1. Dispositif de régulation de tension pour une magnéto, caractérisé en ce qu'il comprend

un premier moyen de charge < Cl) pour stocker une charge lorsqu'une sortie positive est libérée par ladite magnéto afin de charger des batteries

un second moyen de charge (C3) pour stocker une charge due à la tension chargée dudit premier moyen de charge et à une tension de sortie d'une sortie négative présentant une polarité qui est l'inverse de celle de la sortie positive libérée par ladite magnéto ; et

un moyen de court-circuit (SCRî) pour mettre en courtcircuit la sortie de ladite magnéto lorsque la tension chargée dudit second moyen de charge est égale à une tension prédéterminée.

2. Dispositif de régulation de tension pour une magnéto selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un moyen de génération de tension de décalage pour conférer audit second moyen de charge une tension de décalage prédéterminée.