JPH09148847A - 直交復調器 - Google Patents
直交復調器Info
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- JPH09148847A JPH09148847A JP7323630A JP32363095A JPH09148847A JP H09148847 A JPH09148847 A JP H09148847A JP 7323630 A JP7323630 A JP 7323630A JP 32363095 A JP32363095 A JP 32363095A JP H09148847 A JPH09148847 A JP H09148847A
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- JP
- Japan
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- circuit
- output
- signal
- quadrature demodulator
- differential circuit
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 12
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 9
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 abstract description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1213—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback using transistor amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/229—Homodyne or synchrodyne circuits using at least a two emittor-coupled differential pair of transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
-
- H—ELECTRICITY
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- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2245—Homodyne or synchrodyne circuits using two quadrature channels
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
-
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- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
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Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】素子数、消費電力の増大を回避して復調出力に
含まれる不要な高調波信号を除去する直交復調器の提
供。 【解決手段】被変調信号と第1のローカル信号が入力さ
れる第1の双差動回路と、インピーダンス変換を行なう
第1のエミッタフォロワ回路と、被変調信号と第1のロ
ーカル信号を90°移相した第2のローカル信号が入力
される第2の双差動回路と、第2の双差動回路の出力に
接続されインピーダンス変換を行なう第2のエミッタフ
ォロワ回路と、を有する直交復調器において、双差動回
路の出力に接続されてなるCR回路を有し、CR回路と
エミッタフォロワ回路とを用いてアクティブフィルタを
構成する。
含まれる不要な高調波信号を除去する直交復調器の提
供。 【解決手段】被変調信号と第1のローカル信号が入力さ
れる第1の双差動回路と、インピーダンス変換を行なう
第1のエミッタフォロワ回路と、被変調信号と第1のロ
ーカル信号を90°移相した第2のローカル信号が入力
される第2の双差動回路と、第2の双差動回路の出力に
接続されインピーダンス変換を行なう第2のエミッタフ
ォロワ回路と、を有する直交復調器において、双差動回
路の出力に接続されてなるCR回路を有し、CR回路と
エミッタフォロワ回路とを用いてアクティブフィルタを
構成する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は直交復調器に関し、
特に複変調信号をローカル信号及び90°移相ローカル
信号で復調した復調出力に含まれる高調波成分を除去す
る構成とした直交復調器に関する。
特に複変調信号をローカル信号及び90°移相ローカル
信号で復調した復調出力に含まれる高調波成分を除去す
る構成とした直交復調器に関する。
【0002】
【従来の技術】従来の直交復調器は、図3に示すよう
に、端子16からローカル信号が入力され、端子17か
ら被変調信号が入力され、トランジスタ1〜6、抵抗9
〜12、定電流源13から構成される第1の双差動回路
と、第1の双差動回路の出力がベースにそれぞれ入力さ
れるトランジスタ7、8、及びトランジスタ7、8のエ
ミッタに接続された定電流源14、15から構成される
第1のエミッタフォロワ回路と、端子35から90°移
相ローカル信号が入力され、端子17から被変調信号が
入力され、トランジスタ20〜25、抵抗28〜31、
定電流源32から構成される第2の双差動回路と、第2
の双差動回路の出力がベースにそれぞれ入力されるトラ
ンジスタ26、27、及びトランジスタ26、27のエ
ミッタに接続された定電流源33、34から構成される
第2のエミッタフォロワ回路を有している。なお、第1
の双差動回路は、差動ローカル信号を入力し、コレクタ
が交叉接続されてなる第1、第2の差動対トランジスタ
1、2及び3、4と、エミッタ抵抗11、12を有し差
動被変調信号電圧を入力し差電流に変換して第1、第2
の差動対トランジスタに出力差電流を供給する第3の差
動対トランジス5、6を有し、第1の双差動回路の出力
は第1、第2の差動対トランジスタのコレクタと負荷抵
抗素子9、10との接続点から取り出されている(第2
の双差動回路も同様)。
に、端子16からローカル信号が入力され、端子17か
ら被変調信号が入力され、トランジスタ1〜6、抵抗9
〜12、定電流源13から構成される第1の双差動回路
と、第1の双差動回路の出力がベースにそれぞれ入力さ
れるトランジスタ7、8、及びトランジスタ7、8のエ
ミッタに接続された定電流源14、15から構成される
第1のエミッタフォロワ回路と、端子35から90°移
相ローカル信号が入力され、端子17から被変調信号が
入力され、トランジスタ20〜25、抵抗28〜31、
定電流源32から構成される第2の双差動回路と、第2
の双差動回路の出力がベースにそれぞれ入力されるトラ
ンジスタ26、27、及びトランジスタ26、27のエ
ミッタに接続された定電流源33、34から構成される
第2のエミッタフォロワ回路を有している。なお、第1
の双差動回路は、差動ローカル信号を入力し、コレクタ
が交叉接続されてなる第1、第2の差動対トランジスタ
1、2及び3、4と、エミッタ抵抗11、12を有し差
動被変調信号電圧を入力し差電流に変換して第1、第2
の差動対トランジスタに出力差電流を供給する第3の差
動対トランジス5、6を有し、第1の双差動回路の出力
は第1、第2の差動対トランジスタのコレクタと負荷抵
抗素子9、10との接続点から取り出されている(第2
の双差動回路も同様)。
【0003】この従来の直交復調器の動作を以下に説明
する。
する。
【0004】端子17に入力された被変調信号は、第1
の双差動回路において端子16に入力されるローカル信
号で復調され、第1のエミッタフォロワ回路で低インピ
ーダンスに変換され、出力端子19より同相復調信号と
して取り出される。
の双差動回路において端子16に入力されるローカル信
号で復調され、第1のエミッタフォロワ回路で低インピ
ーダンスに変換され、出力端子19より同相復調信号と
して取り出される。
【0005】また、端子17に入力された被変調信号は
第2の双差動回路において端子35に入力される90°
移相ローカル信号で復調され、第2のエミッタフォロワ
回路で低インピーダンスに変換され、出力端子37より
90°移相復調信号として取り出される。
第2の双差動回路において端子35に入力される90°
移相ローカル信号で復調され、第2のエミッタフォロワ
回路で低インピーダンスに変換され、出力端子37より
90°移相復調信号として取り出される。
【0006】しかしながら、通常、端子16に入力され
るローカル信号と端子35に入力される90°移相ロー
カル信号として矩形波が用いられるので、出力端子1
9、37には、所望の同相復調信号と90°移相復調信
号の他に、ローカル信号と90°移相ローカル信号の高
調波と被変調信号との和または差からなる高調波信号が
出力される。
るローカル信号と端子35に入力される90°移相ロー
カル信号として矩形波が用いられるので、出力端子1
9、37には、所望の同相復調信号と90°移相復調信
号の他に、ローカル信号と90°移相ローカル信号の高
調波と被変調信号との和または差からなる高調波信号が
出力される。
【0007】この不要な高調波信号を除去するために出
力端子19と37の後段には、アクティブフィルタ(図
示せず)が接続されることになる。
力端子19と37の後段には、アクティブフィルタ(図
示せず)が接続されることになる。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】上記したように、図3
に示した従来の直交復調器では、復調された出力信号に
含まれる不要な高調波信号を除去するために直交復調器
の後段に、アクティブフィルタを配設することが必要と
され、IC(集積回路)化する際に、外付部品の増加、
消費電流の増大という問題点を有する。
に示した従来の直交復調器では、復調された出力信号に
含まれる不要な高調波信号を除去するために直交復調器
の後段に、アクティブフィルタを配設することが必要と
され、IC(集積回路)化する際に、外付部品の増加、
消費電流の増大という問題点を有する。
【0009】従って、本発明は、上記問題点を解消し、
外付部品の増加及び消費電流の増大を招くことなく、直
交復調器の復調出力に含まれる不要な高調波信号を除去
するようにした直交復調器を提供することを目的とす
る。
外付部品の増加及び消費電流の増大を招くことなく、直
交復調器の復調出力に含まれる不要な高調波信号を除去
するようにした直交復調器を提供することを目的とす
る。
【0010】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、本発明は、被変調信号と第1のローカル信号が入力
される第1の双差動回路と、前記第1の双差動回路の出
力に接続されインピーダンス変換を行なう第1のエミッ
タフォロワ回路と、前記被変調信号と前記第1のローカ
ル信号を90°移相した第2のローカル信号が入力され
る第2の双差動回路と、前記第2の双差動回路の出力に
接続されインピーダンス変換を行なう第2のエミッタフ
ォロワ回路と、を有する直交復調器において、前記双差
動回路の出力に接続されてなるCR回路を有し、前記C
R回路と前記エミッタフォロワ回路とを用いてアクティ
ブフィルタを構成したことを特徴とする直交復調器を提
供する。
め、本発明は、被変調信号と第1のローカル信号が入力
される第1の双差動回路と、前記第1の双差動回路の出
力に接続されインピーダンス変換を行なう第1のエミッ
タフォロワ回路と、前記被変調信号と前記第1のローカ
ル信号を90°移相した第2のローカル信号が入力され
る第2の双差動回路と、前記第2の双差動回路の出力に
接続されインピーダンス変換を行なう第2のエミッタフ
ォロワ回路と、を有する直交復調器において、前記双差
動回路の出力に接続されてなるCR回路を有し、前記C
R回路と前記エミッタフォロワ回路とを用いてアクティ
ブフィルタを構成したことを特徴とする直交復調器を提
供する。
【0011】本発明の原理及び作用を以下に説明する。
本発明は、双差動回路で復調された出力に対して低イン
ピーダンス変換を行なうエミッタフォロワ回路と、抵抗
(R)、及びコンデンサ(C)、で構成されるアクティ
ブフィルタを備えたことを特徴とするものである。な
お、抵抗(R)及びコンデンサ(C)で構成される回路
(網)をCR回路という。
本発明は、双差動回路で復調された出力に対して低イン
ピーダンス変換を行なうエミッタフォロワ回路と、抵抗
(R)、及びコンデンサ(C)、で構成されるアクティ
ブフィルタを備えたことを特徴とするものである。な
お、抵抗(R)及びコンデンサ(C)で構成される回路
(網)をCR回路という。
【0012】このように、本発明によれば、インピーダ
ンス変換用のエミッタフォロワを構成するトランジスタ
をアクティブフィルタの一部として共用したものであ
り、アクティブフィルタを外付部品として配設すること
を不要として素子数を削減し消費電力を低減すると共
に、直交復調器に内蔵される素子数の増大を抑止してい
る。
ンス変換用のエミッタフォロワを構成するトランジスタ
をアクティブフィルタの一部として共用したものであ
り、アクティブフィルタを外付部品として配設すること
を不要として素子数を削減し消費電力を低減すると共
に、直交復調器に内蔵される素子数の増大を抑止してい
る。
【0013】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態を図面を参照
して以下に説明する。
して以下に説明する。
【0014】図1は、本発明の一実施形態に係る直交復
調器の回路構成を示す図である。図1において、上記従
来の直交復調器の説明のために参照した図3と同じ機能
を有する要素には同一の参照番号が付されている。ロー
カル信号と90°移相ローカル信号、及び被変調信号を
入力する第1及び第2の双差動回路自体の構成は上記従
来の直交復調器と同一であるため説明を省略し、以下で
は、本実施形態と上記従来の直交復調器との相違点のみ
を説明する。
調器の回路構成を示す図である。図1において、上記従
来の直交復調器の説明のために参照した図3と同じ機能
を有する要素には同一の参照番号が付されている。ロー
カル信号と90°移相ローカル信号、及び被変調信号を
入力する第1及び第2の双差動回路自体の構成は上記従
来の直交復調器と同一であるため説明を省略し、以下で
は、本実施形態と上記従来の直交復調器との相違点のみ
を説明する。
【0015】図1を参照して、本実施形態に係る直交復
調器と、上記従来の直交復調器と相違して構成上の相違
点は、第1のエミッタフォロワ回路に、抵抗38〜4
1、コンデンサ46〜49が付加され、第2のエミッタ
フォロワ回路に、抵抗42〜45、コンデンサ50〜5
3が付加された点である。
調器と、上記従来の直交復調器と相違して構成上の相違
点は、第1のエミッタフォロワ回路に、抵抗38〜4
1、コンデンサ46〜49が付加され、第2のエミッタ
フォロワ回路に、抵抗42〜45、コンデンサ50〜5
3が付加された点である。
【0016】第1の双差動回路で復調された不要な高調
波信号を含んだ同相復調信号は、抵抗38〜41、コン
デンサ46〜49、トランジスタ7、8から構成され
る、2次のアクティブローパスフィルタに入力され、不
要な高調波信号が除去された後、端子19に出力され
る。
波信号を含んだ同相復調信号は、抵抗38〜41、コン
デンサ46〜49、トランジスタ7、8から構成され
る、2次のアクティブローパスフィルタに入力され、不
要な高調波信号が除去された後、端子19に出力され
る。
【0017】また、第2の双差動回路で復調された不要
な高調波信号を含んだ90°移相復調信号は抵抗42〜
45、コンデンサ50〜53、トランジスタ26、27
から構成される2次のアクティブローパスフィルタに入
力され、不要な高調波信号が除去された後、端子37に
出力される。
な高調波信号を含んだ90°移相復調信号は抵抗42〜
45、コンデンサ50〜53、トランジスタ26、27
から構成される2次のアクティブローパスフィルタに入
力され、不要な高調波信号が除去された後、端子37に
出力される。
【0018】従って、端子19、37には、不要な高調
波信号を含まない所望の同相復調出力と90°移相復調
出力とが得られる。
波信号を含まない所望の同相復調出力と90°移相復調
出力とが得られる。
【0019】図2は、本発明の別の一実施形態の回路構
成を示す図である。本実施形態と前記代1の実施形態と
の構成上の相違は、コンデンサ54、55が、電源18
と第1の双差動回路の出力との間に付加され、コンデン
サ56、57が、電源36と第2の双差動回路の出力と
の間に付加された点である。本実施形態では、コンデン
サ54〜57が付加されたことにより、第1及び第2の
双差動回路におけるアクティブローパスフィルタの次数
が3次となり、不要な高調波の減衰を前記第1の実施形
態よりも大きくすることができる。
成を示す図である。本実施形態と前記代1の実施形態と
の構成上の相違は、コンデンサ54、55が、電源18
と第1の双差動回路の出力との間に付加され、コンデン
サ56、57が、電源36と第2の双差動回路の出力と
の間に付加された点である。本実施形態では、コンデン
サ54〜57が付加されたことにより、第1及び第2の
双差動回路におけるアクティブローパスフィルタの次数
が3次となり、不要な高調波の減衰を前記第1の実施形
態よりも大きくすることができる。
【0020】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、復調出
力信号に不要な高調波信号を含まないので、直交復調器
の後段にアクティブフィルタを接続する必要がなく、I
C化の際の外付部品の削減、及び消費電流を低減すると
いう効果を有する。また、本発明によれば、インピーダ
ンス変換用のエミッタフォロワを構成するトランジスタ
をアクティブフィルタの一部として共用したものであ
り、直交復調器に内蔵される素子数の増大を抑止してい
る。
力信号に不要な高調波信号を含まないので、直交復調器
の後段にアクティブフィルタを接続する必要がなく、I
C化の際の外付部品の削減、及び消費電流を低減すると
いう効果を有する。また、本発明によれば、インピーダ
ンス変換用のエミッタフォロワを構成するトランジスタ
をアクティブフィルタの一部として共用したものであ
り、直交復調器に内蔵される素子数の増大を抑止してい
る。
【図1】本発明の一実施形態の回路構成を示す図であ
る。
る。
【図2】本発明の別の一実施形態の回路構成を示す図で
ある。
ある。
【図3】従来の直交復調器の回路構成を示す図である。
1〜8、20〜27 トランジスタ 16 ローカル入力端子 9〜12、28〜31、38〜45 抵抗 13〜15、32〜34 定電流源 17 被変調信号入力端子 18、36 電源電圧供給端子 19 同相復調信号出力端子 35 90°移相ローカル入力端子 37 90°移相復調信号出力端子 46〜55 コンデンサ
Claims (3)
- 【請求項1】被変調信号と第1のローカル信号が入力さ
れる第1の双差動回路と、 前記第1の双差動回路の出力に接続されインピーダンス
変換を行なう第1のエミッタフォロワ回路と、 前記被変調信号と前記第1のローカル信号を90°移相
した第2のローカル信号が入力される第2の双差動回路
と、 前記第2の双差動回路の出力に接続されインピーダンス
変換を行なう第2のエミッタフォロワ回路と、 を有する直交復調器において、 前記双差動回路の出力に接続されてなるCR回路を有
し、 前記CR回路と前記エミッタフォロワ回路とを用いてア
クティブフィルタを構成したことを特徴とする直交復調
器。 - 【請求項2】前記エミッタフォロワを構成するトランジ
スタを前記アクティブフィルタを構成するトランジスタ
として共用し前記CR回路と共に所望の周波数特性を具
備した低域通過型フィルタを構成したことを特徴とする
請求項1記載の直交復調器。 - 【請求項3】電源と前記双差動回路の出力との間に容量
を更に挿入し、少なくとも3次の次数からなる低域通過
型アクティブフィルタを構成したことを特徴とする請求
項2記載の直交復調器。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7323630A JP2953365B2 (ja) | 1995-11-17 | 1995-11-17 | 直交復調器 |
EP96118359A EP0774832B1 (en) | 1995-11-17 | 1996-11-15 | Quadrature demodulator |
DE69619346T DE69619346T2 (de) | 1995-11-17 | 1996-11-15 | Quadraturdemodulator |
US08/749,402 US5734295A (en) | 1995-11-17 | 1996-11-15 | Quadrature demodulator having active filters formed with emitter follower output stages |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7323630A JP2953365B2 (ja) | 1995-11-17 | 1995-11-17 | 直交復調器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09148847A true JPH09148847A (ja) | 1997-06-06 |
JP2953365B2 JP2953365B2 (ja) | 1999-09-27 |
Family
ID=18156879
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7323630A Expired - Fee Related JP2953365B2 (ja) | 1995-11-17 | 1995-11-17 | 直交復調器 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5734295A (ja) |
EP (1) | EP0774832B1 (ja) |
JP (1) | JP2953365B2 (ja) |
DE (1) | DE69619346T2 (ja) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH11195940A (ja) * | 1998-01-06 | 1999-07-21 | Mitsubishi Electric Corp | 可変利得増幅器 |
GB2341502B (en) * | 1998-09-08 | 2003-01-22 | Mitel Semiconductor Ltd | Image reject mixer circuit arrangements |
DE19844970C2 (de) * | 1998-09-30 | 2001-02-22 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zum Mischen eines Eingangssignals und eines Oszillatorsignals miteinander |
EP1067673A3 (de) | 1999-06-30 | 2001-08-29 | Infineon Technologies AG | Mischer mit einstellbarer Linearität |
FI108584B (fi) | 2000-03-24 | 2002-02-15 | Nokia Corp | Menetelmä välitaajuussignaalin muodostamiseksi sekoittimessa ja sekoitin |
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