JPH0880032A - 高調波による電源ラインの負荷を軽減したスイッチモード電源回路 - Google Patents
高調波による電源ラインの負荷を軽減したスイッチモード電源回路Info
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- JPH0880032A JPH0880032A JP7240528A JP24052895A JPH0880032A JP H0880032 A JPH0880032 A JP H0880032A JP 7240528 A JP7240528 A JP 7240528A JP 24052895 A JP24052895 A JP 24052895A JP H0880032 A JPH0880032 A JP H0880032A
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- H02M1/4258—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a regulated and galvanically isolated DC output voltage
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 この発明の目的は、電源ラインの高調波負荷
がより軽減され、既存または将来的な高調波負荷の規制
に対応できるような、低い回路コストのスイッチモード
電源を開発することである。 【構成】 インダクタンス（ＬＨ）とダイオード（Ｄ
Ｈ）によって構成された直列回路は、比較的小容量の電
荷コンデンサ（ＣＮ）と、スイッチモード電源のトラン
ス（Ｔｒ）の一次コイルのピックオフ（Ａ）の間に接続
される。一次コイル（Ｗ１）の比較的大容量の蓄電コン
デンサ（ＣＳ）は、電荷コンデンサ（ＤＮ）から干渉さ
れない。直列回路（ＬＨ、ＤＨ）は、電源ライン電圧
（ＵＮ）の半サイクルの間に、電源ラインから出る各々
の電流を拡大する蓄電コンデンサ（ＣＳ）に対して補助
充電電流を出し、増幅を軽減する。特に、ビデオレコー
ダやテレビ受信機に対する、スイッチモード電源に応用
される。
がより軽減され、既存または将来的な高調波負荷の規制
に対応できるような、低い回路コストのスイッチモード
電源を開発することである。 【構成】 インダクタンス（ＬＨ）とダイオード（Ｄ
Ｈ）によって構成された直列回路は、比較的小容量の電
荷コンデンサ（ＣＮ）と、スイッチモード電源のトラン
ス（Ｔｒ）の一次コイルのピックオフ（Ａ）の間に接続
される。一次コイル（Ｗ１）の比較的大容量の蓄電コン
デンサ（ＣＳ）は、電荷コンデンサ（ＤＮ）から干渉さ
れない。直列回路（ＬＨ、ＤＨ）は、電源ライン電圧
（ＵＮ）の半サイクルの間に、電源ラインから出る各々
の電流を拡大する蓄電コンデンサ（ＣＳ）に対して補助
充電電流を出し、増幅を軽減する。特に、ビデオレコー
ダやテレビ受信機に対する、スイッチモード電源に応用
される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、スイッチモード
電源に関する。
電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】スイッチモード電源は、電源ラインに、
激しいパルス負荷、すなわち高調波を持つ負荷、を出
す。電源ラインのこのような負荷は、かなりのリアクタ
ンス電流が出され、回路網を経由して補助的に送られた
情報が妨害される表皮効果の結果、既存の回路網が十分
に利用できないので好ましくない。従って国際的に、電
源ラインの最大高調波負荷のより厳密な規制がある。高
調波負荷は、電力計数［ｓｉｃ］とも呼ばれる。
激しいパルス負荷、すなわち高調波を持つ負荷、を出
す。電源ラインのこのような負荷は、かなりのリアクタ
ンス電流が出され、回路網を経由して補助的に送られた
情報が妨害される表皮効果の結果、既存の回路網が十分
に利用できないので好ましくない。従って国際的に、電
源ラインの最大高調波負荷のより厳密な規制がある。高
調波負荷は、電力計数［ｓｉｃ］とも呼ばれる。
【０００３】電源ラインの高調波負荷は、電源ライン端
子と電源ライン整流器の間に比較的大きなインダクタン
スを挿入することで軽減できる。しかしながら、このよ
うなインダクタンスは、比較的大きく高価な部品であ
る。
子と電源ライン整流器の間に比較的大きなインダクタン
スを挿入することで軽減できる。しかしながら、このよ
うなインダクタンスは、比較的大きく高価な部品であ
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】この発明は、電源ライ
ンの高調波負荷が軽減され、既存または将来的な高調波
負荷の規制に対応できるような、簡素な回路構成部品を
使ったスイッチモード電源を開発すること、の目的に基
づいている。
ンの高調波負荷が軽減され、既存または将来的な高調波
負荷の規制に対応できるような、簡素な回路構成部品を
使ったスイッチモード電源を開発すること、の目的に基
づいている。
【０００５】
【課題を解決するための手段】この発明の場合、まず第
一に電源ライン整流器の出力にある電荷コンデンサは、
非常に小容量で、その電圧は、フィルタされない一定の
極性の半波正弦波電圧である。非常に大きな容量を持
ち、その電圧が有効なＡＣ電圧部品なしにフィルタされ
たＤＣ電圧である、実際の蓄電コンデンサは、トランス
の一次コイルとスイッチングトランジスタで構成された
直列回路に対して並列に接続される。小容量の電荷コン
デンサと大容量の蓄電コンデンサは、互いに完全に絶縁
されているか、または非干渉ダイオードを経由して互い
に接続されているかのどちらかであるため、互いに非干
渉である。
一に電源ライン整流器の出力にある電荷コンデンサは、
非常に小容量で、その電圧は、フィルタされない一定の
極性の半波正弦波電圧である。非常に大きな容量を持
ち、その電圧が有効なＡＣ電圧部品なしにフィルタされ
たＤＣ電圧である、実際の蓄電コンデンサは、トランス
の一次コイルとスイッチングトランジスタで構成された
直列回路に対して並列に接続される。小容量の電荷コン
デンサと大容量の蓄電コンデンサは、互いに完全に絶縁
されているか、または非干渉ダイオードを経由して互い
に接続されているかのどちらかであるため、互いに非干
渉である。
【０００６】加えて、電荷コンデンサは、インダクタン
スとダイオードで構成された直列回路を経由して、一次
コイルのピックオフに接続される。
スとダイオードで構成された直列回路を経由して、一次
コイルのピックオフに接続される。
【０００７】インダクタンスとダイオードで構成された
直列回路は、蓄電コンデンサに対して、補助充電パスを
構成する。設計したように、この充電パスを流れる電流
は、通常流れるパルス充電電流よりもかなり長く持続す
る。結果として、電源ラインの高調波負荷は、電源ライ
ン電圧に対応する理想電流に近似された電源ラインから
出る電流によって、より軽減される。幅、すなわち電源
ラインの一つの半サイクルの間のこの電流の持続期間、
を一次コイルのピックオフの選択、すなわち一次コイル
の二つのコイル部分の巻率、によって調節できる。一
方、電流の増幅は、上記インダクタンスの値によって調
節できる。このように電荷コンデンサは、高調波を軽減
するために、大容量蓄電コンデンサに対する補助充電電
流のための直接電圧源を構成する。
直列回路は、蓄電コンデンサに対して、補助充電パスを
構成する。設計したように、この充電パスを流れる電流
は、通常流れるパルス充電電流よりもかなり長く持続す
る。結果として、電源ラインの高調波負荷は、電源ライ
ン電圧に対応する理想電流に近似された電源ラインから
出る電流によって、より軽減される。幅、すなわち電源
ラインの一つの半サイクルの間のこの電流の持続期間、
を一次コイルのピックオフの選択、すなわち一次コイル
の二つのコイル部分の巻率、によって調節できる。一
方、電流の増幅は、上記インダクタンスの値によって調
節できる。このように電荷コンデンサは、高調波を軽減
するために、大容量蓄電コンデンサに対する補助充電電
流のための直接電圧源を構成する。
【０００８】この発明による回路は、本質的に一つのイ
ンダクタンスと二つのダイオードが必要となるだけなの
で、比較的簡素である。上記回路は、特にインダクタン
スの大きさの結果と、トランスの一次コイルのピックオ
フの選択の結果として、最適な高調波負荷の大きさにす
ることが可能となる。このインダクタンスは、蓄電コン
デンサに対する電荷の部分のみ送るために、このインダ
クタンスを比較的小さくすることができる。更なる利点
は、この発明が既存のスイッチモード電源に適用される
とき、調節と制御に関しては、実質的な変更は必要な
い。保持している大容量蓄電コンデンサの結果として、
パルススパイクに逆らった高いレベルの安定が達成され
ることは、更なる利点である。
ンダクタンスと二つのダイオードが必要となるだけなの
で、比較的簡素である。上記回路は、特にインダクタン
スの大きさの結果と、トランスの一次コイルのピックオ
フの選択の結果として、最適な高調波負荷の大きさにす
ることが可能となる。このインダクタンスは、蓄電コン
デンサに対する電荷の部分のみ送るために、このインダ
クタンスを比較的小さくすることができる。更なる利点
は、この発明が既存のスイッチモード電源に適用される
とき、調節と制御に関しては、実質的な変更は必要な
い。保持している大容量蓄電コンデンサの結果として、
パルススパイクに逆らった高いレベルの安定が達成され
ることは、更なる利点である。
【０００９】電荷コンデンサと蓄電コンデンサは、非干
渉ダイオードを用いて、互いに絶縁される。この場合、
このダイオードは二重機能を持つ。一つは、蓄電コンデ
ンサに対する充電パスとして、もう一つは、電荷コンデ
ンサのパルス状の妨害電圧を抑えるために使われる。こ
のダイオードはまた、できる限り省くことができる。そ
のとき電荷コンデンサは、電源ライン整流器と一次コイ
ルへの蓄電コンデンサの出力へのみ接続される。これ
は、インダクタンスとダイオードで構成された直列回路
を除いて、これらの二つのコンデンサ間に何の接続もな
い。
渉ダイオードを用いて、互いに絶縁される。この場合、
このダイオードは二重機能を持つ。一つは、蓄電コンデ
ンサに対する充電パスとして、もう一つは、電荷コンデ
ンサのパルス状の妨害電圧を抑えるために使われる。こ
のダイオードはまた、できる限り省くことができる。そ
のとき電荷コンデンサは、電源ライン整流器と一次コイ
ルへの蓄電コンデンサの出力へのみ接続される。これ
は、インダクタンスとダイオードで構成された直列回路
を除いて、これらの二つのコンデンサ間に何の接続もな
い。
【００１０】例えば、ピックオフとスイッチングトラン
ジスタ間の一次コイル部と、ピックオフと蓄電コンデン
サに接続された一次コイルの末端との間のコイル部、の
間の巻率は２：１である。その率は、一つの電源サイク
ルの間の補助充電電流の持続期間を決める。
ジスタ間の一次コイル部と、ピックオフと蓄電コンデン
サに接続された一次コイルの末端との間のコイル部、の
間の巻率は２：１である。その率は、一つの電源サイク
ルの間の補助充電電流の持続期間を決める。
【００１１】一次コイルのピックオフはまた、トランス
の補助コイルの末端の一つで構成され、もう一つの末端
は、一次コイルの末端の一つに接続される。この場合、
複数の並行接続補助コイルが備えられる。一次コイル自
身は、この場合に、チャンバーコイル構成器の個々のチ
ャンバーに置かれる多数のコイル部と、各チャンバーに
置かれている補助コイルに分割する。このようなチャン
バーコイル構成器は、コイル間で閉対で製作する。この
解決の場合、一つの補助ピンのみが、更にトランスで必
要とされる。
の補助コイルの末端の一つで構成され、もう一つの末端
は、一次コイルの末端の一つに接続される。この場合、
複数の並行接続補助コイルが備えられる。一次コイル自
身は、この場合に、チャンバーコイル構成器の個々のチ
ャンバーに置かれる多数のコイル部と、各チャンバーに
置かれている補助コイルに分割する。このようなチャン
バーコイル構成器は、コイル間で閉対で製作する。この
解決の場合、一つの補助ピンのみが、更にトランスで必
要とされる。
【００１２】小容量電荷コンデンサは、およそ０．５μ
Ｆの容量が望ましく、一方、大容量蓄電コンデンサは、
およそ１００μＦの容量を持つ。
Ｆの容量が望ましく、一方、大容量蓄電コンデンサは、
およそ１００μＦの容量を持つ。
【００１３】電荷コンデンサは、この場合、電源ライン
電圧の０交差の範囲でその電圧が０に落ちないが、代わ
りにそこで一定値を保つような容量にする。
電圧の０交差の範囲でその電圧が０に落ちないが、代わ
りにそこで一定値を保つような容量にする。
【００１４】
【発明の実施の形態】図１は、スイッチモード電源の構
成を示す。この図は、電源ライン電圧ＵＮ、電源ライン
整流器ＢＲ、電流制限抵抗Ｒ１、電荷コンデンサＣＮ、
一次コイルＷ１と二次コイルＷ２を持つトランスＴｒ、
スイッチングトランジスタＴ１、負荷Ｒ２と制御回路Ｓ
のためのフィルタコンデンサＣ１の動作電圧ＵＢを出す
ダイオードＤ１、で構成される。制御回路Ｓは、二次コ
イルで供給され、動作電圧ＵＢを安定化する機能の切替
えを制御する。電荷コンデンサＣＮと蓄電コンデンサＣ
Ｓは、デカップリングダイオードＤＮを用いて、互いに
非干渉となる。加えて、インダクタンスＬＨとダイオー
ドＤＨで構成された直列回路は、電荷コンデンサＣＮと
一次コイルＷ１のピックオフＡの間に挿入される。
成を示す。この図は、電源ライン電圧ＵＮ、電源ライン
整流器ＢＲ、電流制限抵抗Ｒ１、電荷コンデンサＣＮ、
一次コイルＷ１と二次コイルＷ２を持つトランスＴｒ、
スイッチングトランジスタＴ１、負荷Ｒ２と制御回路Ｓ
のためのフィルタコンデンサＣ１の動作電圧ＵＢを出す
ダイオードＤ１、で構成される。制御回路Ｓは、二次コ
イルで供給され、動作電圧ＵＢを安定化する機能の切替
えを制御する。電荷コンデンサＣＮと蓄電コンデンサＣ
Ｓは、デカップリングダイオードＤＮを用いて、互いに
非干渉となる。加えて、インダクタンスＬＨとダイオー
ドＤＨで構成された直列回路は、電荷コンデンサＣＮと
一次コイルＷ１のピックオフＡの間に挿入される。
【００１５】この回路の動作過程は、図２に参照して説
明される。図２ａは、電源ライン電圧ＵＮの一つの半サ
イクルを示す。特に考慮をしていないスイッチモード電
源は、最大ＵＮの、パルス形で発生するｉＮ１を電源ラ
インからとり出す。
明される。図２ａは、電源ライン電圧ＵＮの一つの半サ
イクルを示す。特に考慮をしていないスイッチモード電
源は、最大ＵＮの、パルス形で発生するｉＮ１を電源ラ
インからとり出す。
【００１６】この電流は、電源ラインの高調波負荷の既
存または将来的な規制に矛盾する。そのとき電流ｉＮ２
は、図１の補助電流調節の結果、望ましい動作で電源ラ
インから出る。電流ｉＮ２は、電源ラインの半サイクル
の間、長い持続と小さい増幅となり、ＵＮに比例する非
常に良い近似に理想波形になる。
存または将来的な規制に矛盾する。そのとき電流ｉＮ２
は、図１の補助電流調節の結果、望ましい動作で電源ラ
インから出る。電流ｉＮ２は、電源ラインの半サイクル
の間、長い持続と小さい増幅となり、ＵＮに比例する非
常に良い近似に理想波形になる。
【００１７】図２ｂによる電荷コンデンサＣＮの電圧Ｕ
ＣＮは、相当する小容量電荷コンデンサＣＮの電力係数
［ｓｉｃ］の結果として、発振している正弦波電圧であ
る。しかしながら、正弦波電圧は、ＵＮの０交差の範囲
で０に落ちないが、そこで一定した値を保つ。大容量蓄
電コンデンサＣＳの電圧ＵＣＳは、実際に半サイクルの
間ドロップしない、フィルタされたＤＣ電圧である。ダ
イオードＤＮは、ＣＳに対する第一充電パスを構成す
る。しかし、ダイオードＤＮ自身は、望ましくない高長
波を持つ電流ｉＮ１を出す。そのときＬＨとＤＨで構成
された直列回路は、ＣＳに対する第二充電パスを構成す
る。ＬＨの値とピックオフＡの特別な選択の結果とし
て、補助充電電流が、ＵＮの最大の範囲でＣＳに流れ
る。この充電電流は、より長い持続と、ｉＮ１よりも小
さい増幅を保つ。そのために電源ラインから出る電流
は、例えば図２ａのように、形ｉＮ１から形ｉＮ２へ転
換される。
ＣＮは、相当する小容量電荷コンデンサＣＮの電力係数
［ｓｉｃ］の結果として、発振している正弦波電圧であ
る。しかしながら、正弦波電圧は、ＵＮの０交差の範囲
で０に落ちないが、そこで一定した値を保つ。大容量蓄
電コンデンサＣＳの電圧ＵＣＳは、実際に半サイクルの
間ドロップしない、フィルタされたＤＣ電圧である。ダ
イオードＤＮは、ＣＳに対する第一充電パスを構成す
る。しかし、ダイオードＤＮ自身は、望ましくない高長
波を持つ電流ｉＮ１を出す。そのときＬＨとＤＨで構成
された直列回路は、ＣＳに対する第二充電パスを構成す
る。ＬＨの値とピックオフＡの特別な選択の結果とし
て、補助充電電流が、ＵＮの最大の範囲でＣＳに流れ
る。この充電電流は、より長い持続と、ｉＮ１よりも小
さい増幅を保つ。そのために電源ラインから出る電流
は、例えば図２ａのように、形ｉＮ１から形ｉＮ２へ転
換される。
【００１８】図２ｄは、電源ラインから出る電流に対す
る規制を表わすウインドウＦを示す。短い持続のため
に、図２ａによる電流ｉＮ１は、このウインドウの中に
置かれ、望んでいるようなｉＮ２の形を想定しない。し
かし図２ｄによる電流ｉＮ２は、ウインドウＦによって
構成されたエッジを越えて、十分長く持続を保つため
に、要求される形になる。図２によるｉＮ２は、もしダ
イオードＤＮが逆バイアスで存続したり、備えられない
とき流れる。
る規制を表わすウインドウＦを示す。短い持続のため
に、図２ａによる電流ｉＮ１は、このウインドウの中に
置かれ、望んでいるようなｉＮ２の形を想定しない。し
かし図２ｄによる電流ｉＮ２は、ウインドウＦによって
構成されたエッジを越えて、十分長く持続を保つため
に、要求される形になる。図２によるｉＮ２は、もしダ
イオードＤＮが逆バイアスで存続したり、備えられない
とき流れる。
【００１９】もしＤＮが、補助的な正バイアスであるな
らば、電流ｉＮ３はまた更に流れる。
らば、電流ｉＮ３はまた更に流れる。
【００２０】ＣＳに対する充電パスのような機能に加え
て、ダイオードＤＮはまた、以下のような有利な効果を
持つ。：ＤＮの影響の結果として、実際問題、電圧ＶＣ
Ｎは、ＣＳの電圧ＵＣＳよりも正になることができな
い。一方、実際問題、電圧ＵＣＳは、大容量蓄電コンデ
ンサＣＳのために、パルスのように変化できない。結果
として、電源ライン整流器ＢＲの出力や電荷コンデンサ
ＣＮの妨害パルスＮは、望ましい方法でこのように抑え
られる。
て、ダイオードＤＮはまた、以下のような有利な効果を
持つ。：ＤＮの影響の結果として、実際問題、電圧ＶＣ
Ｎは、ＣＳの電圧ＵＣＳよりも正になることができな
い。一方、実際問題、電圧ＵＣＳは、大容量蓄電コンデ
ンサＣＳのために、パルスのように変化できない。結果
として、電源ライン整流器ＢＲの出力や電荷コンデンサ
ＣＮの妨害パルスＮは、望ましい方法でこのように抑え
られる。
【００２１】図３は、ピックオフＡの実装に関して、図
１による回路の変更を示す。ピックオフＡは、トランス
Ｔｒの補助コイルＷ３で構成される。補助コイルＷ３
は、三つの並列接続されたコイル部Ｗ３ａ、Ｗ３ｂ、Ｗ
３ｃから構成する。一次コイルＷ１は、三つのコイル部
Ｗ１ａ、Ｗ１ｂ、Ｗ１ｃと同様に分けられる。二つの対
応したコイル部、すなわちＷ１ａとＷ３ａ、Ｗ１ｂとＷ
３ｂ、Ｗ１ｃとＷ３ｃは、各々チャンバーコイル構成器
の一つのチャンバーの中に一緒に置かれる。チャンバー
コイル構成器は、コイル間で特に閉対となり、製造技術
の点から経済的に生産できる。図３による解決は、補助
接続ピンまたは明らかにピックオフＡのピンの一つだけ
が、トランスＴｒで必要とされる。一方、図３による回
路は、図１による回路と同じ方法で動作する。
１による回路の変更を示す。ピックオフＡは、トランス
Ｔｒの補助コイルＷ３で構成される。補助コイルＷ３
は、三つの並列接続されたコイル部Ｗ３ａ、Ｗ３ｂ、Ｗ
３ｃから構成する。一次コイルＷ１は、三つのコイル部
Ｗ１ａ、Ｗ１ｂ、Ｗ１ｃと同様に分けられる。二つの対
応したコイル部、すなわちＷ１ａとＷ３ａ、Ｗ１ｂとＷ
３ｂ、Ｗ１ｃとＷ３ｃは、各々チャンバーコイル構成器
の一つのチャンバーの中に一緒に置かれる。チャンバー
コイル構成器は、コイル間で特に閉対となり、製造技術
の点から経済的に生産できる。図３による解決は、補助
接続ピンまたは明らかにピックオフＡのピンの一つだけ
が、トランスＴｒで必要とされる。一方、図３による回
路は、図１による回路と同じ方法で動作する。
【００２２】図４は、トランスＴｒの一例である。チャ
ンバートランスは、個々のチャンバーに対して分かれた
一次コイルと並列に置かれる。これらタッピングコイル
は、並列に接続される。
ンバートランスは、個々のチャンバーに対して分かれた
一次コイルと並列に置かれる。これらタッピングコイル
は、並列に接続される。
【００２３】図５は、トランスＴｒのタッピングの更に
進んだ例を示す。タッピングコイルは、並列に接続さ
れ、一次コイルのタッピングに補助的に接続される。
進んだ例を示す。タッピングコイルは、並列に接続さ
れ、一次コイルのタッピングに補助的に接続される。
【００２４】図６は、この発明の発展を示す。この回路
は、図１による回路と同じ方法で構成される。しかし、
この回路は絶縁トランスを持たないが、ステップダウン
回路と呼ばれるように構成される。この場合に、図１と
同じ部分は、同じ参照シンボルで示される。スイッチン
グトランジスタＴ１までの回路の左手部分は、電源ライ
ンの高調波負荷を軽減するために使われる。スイッチン
グトランジスタからの回路の右手部分は、負荷Ｒ２の動
作電圧ＵＢを何度も出すステップダウン回路と呼ばれ
る。トランスＴｒ２の二次コイルＷ２は、ステップダウ
ン回路のインダクタンスを構成する上記トランスＴｒ２
の一次コイルＷ１である、インダクタンスＬＨに直列に
接続される。電源ラインの高調波負荷のような、高調波
負荷を軽減するために、ステップダウン回路からその回
路にフィードバックする結果として、１サイクルの間、
電源ライン整流器ＢＲから持続して流れるその電流は、
何度も拡大される。図６による回路は、複数の利点があ
る。
は、図１による回路と同じ方法で構成される。しかし、
この回路は絶縁トランスを持たないが、ステップダウン
回路と呼ばれるように構成される。この場合に、図１と
同じ部分は、同じ参照シンボルで示される。スイッチン
グトランジスタＴ１までの回路の左手部分は、電源ライ
ンの高調波負荷を軽減するために使われる。スイッチン
グトランジスタからの回路の右手部分は、負荷Ｒ２の動
作電圧ＵＢを何度も出すステップダウン回路と呼ばれ
る。トランスＴｒ２の二次コイルＷ２は、ステップダウ
ン回路のインダクタンスを構成する上記トランスＴｒ２
の一次コイルＷ１である、インダクタンスＬＨに直列に
接続される。電源ラインの高調波負荷のような、高調波
負荷を軽減するために、ステップダウン回路からその回
路にフィードバックする結果として、１サイクルの間、
電源ライン整流器ＢＲから持続して流れるその電流は、
何度も拡大される。図６による回路は、複数の利点があ
る。
【００２５】高調波負荷を軽減する回路と図６によるス
テップダウン回路の組合せの結果として、前もって必要
とされる複数の部品が不要となる。特に、一つのスイッ
チングトランジスタＴ１だけは、既知の回路と比較し
て、両方の回路で必要とされる。例えば具体的に言う
と、インダクタンスＬＨは、既知の回路と比較して、５
００μＨから７５μＨに、かなり減らされる。一つのス
イッチングトランジスタＴ１だけが、両方の回路で使わ
れていることの結果として、一つの制御回路はまた全体
に渡ることを必要とされる。図６による回路は、特に説
明した負荷Ｒ２を意味する、メタルｈａｌｉｄｅランプ
を制御するためには適切である。トランスＴｒ２の巻率
は、およそＷ１：Ｓ２＝２：１である。
テップダウン回路の組合せの結果として、前もって必要
とされる複数の部品が不要となる。特に、一つのスイッ
チングトランジスタＴ１だけは、既知の回路と比較し
て、両方の回路で必要とされる。例えば具体的に言う
と、インダクタンスＬＨは、既知の回路と比較して、５
００μＨから７５μＨに、かなり減らされる。一つのス
イッチングトランジスタＴ１だけが、両方の回路で使わ
れていることの結果として、一つの制御回路はまた全体
に渡ることを必要とされる。図６による回路は、特に説
明した負荷Ｒ２を意味する、メタルｈａｌｉｄｅランプ
を制御するためには適切である。トランスＴｒ２の巻率
は、およそＷ１：Ｓ２＝２：１である。
【００２６】図７は、図６による回路を簡単にした例を
示す。
示す。
【００２７】図６に説明されたインダクタンスＬＨは、
トランスＴｒ２の二次コイルＷ２がインダクタンスから
離れて構成されたが、図７ではもはや必要とされない。
結果としてインダクタンスＬＨは、インダクタンスの構
成で離れた部品として、もはや必要とされない。
トランスＴｒ２の二次コイルＷ２がインダクタンスから
離れて構成されたが、図７ではもはや必要とされない。
結果としてインダクタンスＬＨは、インダクタンスの構
成で離れた部品として、もはや必要とされない。
【００２８】図８は、トランスＴｒ２の実際の例を示
す。一次コイルＷ１と二次コイルＷ２は、チャンバーコ
イル構成器Ｃの二つのチャンバーＫ１とＫ２の中に置か
れる。チャンバーＫ１とＫ２は、巻かれない中間空間Ｂ
を用いて、コイル構成器Ｃの軸方向に互いに別々の場所
に置かれる。インダクタンスＬＨを実装するための、二
次コイルＷ２に対する離れたインダクタンスは、この分
離部Ｂの選択によって調節できる。
す。一次コイルＷ１と二次コイルＷ２は、チャンバーコ
イル構成器Ｃの二つのチャンバーＫ１とＫ２の中に置か
れる。チャンバーＫ１とＫ２は、巻かれない中間空間Ｂ
を用いて、コイル構成器Ｃの軸方向に互いに別々の場所
に置かれる。インダクタンスＬＨを実装するための、二
次コイルＷ２に対する離れたインダクタンスは、この分
離部Ｂの選択によって調節できる。
【００２９】実際に試験した回路の場合、部品は以下の
値にした。 ＣＮ：０．７μＦ ＣＳ：１００μＦ ＬＨ：３００μＨ（図６のみ７５μＨ）
値にした。 ＣＮ：０．７μＦ ＣＳ：１００μＦ ＬＨ：３００μＨ（図６のみ７５μＨ）
【図１】この発明の模範的具体例を示す。
【図２ａ】図１による回路の動作過程を説明するための
グラフを示す。
グラフを示す。
【図２ｂ】図１による回路の動作過程を説明するための
グラフを示す。
グラフを示す。
【図２ｃ】図１による回路の動作過程を説明するための
グラフを示す。
グラフを示す。
【図２ｄ】図１による回路の動作過程を説明するための
グラフを示す。
グラフを示す。
【図３】この発明の発展例を示す。
【図４】この発明の別の実施例を示す。
【図５】この発明の別の実施例を示す。
【図６】この発明の別の実施例を示す。
【図７】図６による回路を簡単にした変更を示す。
【図８】図６と図７による回路で使われたトランスの物
理的な図を示す。
理的な図を示す。
ＬＨ インダクタンス ＤＨ ダイオード Ｔｒ トランス Ａ 一次コイルのピックオフ Ｗ１ 一次コイル ＣＮ、ＤＮ 電荷コンデンサ ＵＮ 電源ライン電圧 ＣＳ 蓄電コンデンサ
フロントページの続き (72)発明者 ホセ イー ロドリゲス−デュラン ドイツ連邦共和国， デー−78050 ヴィ リンゲン−シュヴェニンゲン， ブレンド ヴェーク 16番地 (72)発明者 ジェラール モリゾ ドイツ連邦共和国， デー−78048 ヴィ リンゲン−シュヴェニンゲン， コプスブ ール 48番地 (72)発明者 ハラルド ロス ドイツ連邦共和国， デー−78087 モエ ンヒヴァイレル， オベレル ミューレン ストラーセ 56番地 (72)発明者 トーマス シュルツ ドイツ連邦共和国， デー−78112 ザン クト ゲオルゲン， ギンステルヴェーク 86番地
Claims (18)
- 【請求項１】 電源ライン整流器（ＢＲ）の出力が、電
荷コンデンサ（ＣＮ）と、トランス（Ｔｒ）の主コイル
（Ｗ１）とスイッチングトランジスタ（Ｔ１）で構成さ
れた直列回路に接続され、次の構成を有する、電源ライ
ンの高調波負荷を軽減したスイッチモード電源； （ａ） 電荷コンデンサ（ＣＮ）は、非常に小容量で、
その電圧（ＵＣＳ）はフィルタされない一定極性の半波
正弦波電圧であり、 （ｂ） 蓄電コンデンサ（ＣＳ）は、直列回路（Ｗ１、
Ｔ１）に対して並列に接続され、その容量は非常に大き
く、その電圧（ＵＣＳ）はフィルタされたＤＣ電圧であ
り、 （ｃ） 電荷コンデンサ（ＣＮ）は、インダクタンス
（ＬＨ）とダイオード（ＤＨ）で構成された直列回路を
経由して、一次コイル（Ｗ１）のピックオフ（Ａ）に接
続され、 （ｄ） デカップリング素子（ＤＮ）が、電荷コンデン
サ（ＣＮ）と蓄電コンデンサ（ＣＳ）の間に接続され
る。 - 【請求項２】 デカップリング素子（ＤＮ）が、ダイオ
ード（ＤＮ）で構成された、請求項１に記載の電源。 - 【請求項３】 各々の電流の流れている電荷コンデンサ
（ＣＮ）と蓄電コンデンサ（ＣＳ）の電極が、どの素子
を経由しても互いに接続されない、請求項１に記載の電
源。 - 【請求項４】 ピックオフ（Ａ）とスイッチングトラン
ジスタ（Ｔ１）の間のコイル部と、ピックオッフ（Ａ）
と蓄電コンデンサ（ＣＳ）に接続された一次コイル（Ｗ
１）の末端の間のコイル部、の間の巻率（Ｗ）がおよそ
２：１である、請求項１に記載の電源。 - 【請求項５】 一次コイル（Ｗ１）のピックオフが、ト
ランス（Ｔｒ１）の補助コイル（Ｗ３）の一方の末端で
構成され、補助コイル（Ｗ３）のもう一方の末端は一次
コイル（Ｗ１）の一方の末端に接続されている、請求項
１に記載の電源。 - 【請求項６】 並列に接続された複数の補助コイル（Ｗ
３ａ−ｃ）が備えられた、請求項５に記載の電源。 - 【請求項７】 主コイル（Ｗ１）が、チャンバーコイル
構成器の個々のチャンバーに置かれた複数のコイル部
（Ｗ１ａ−ｃ）に分けられ、補助コイル（Ｗ３ａ−ｃ）
が各チャンバーに置かれている、請求項５に記載の電
源。 - 【請求項８】 電荷コンデンサ（ＣＮ）が、その電圧
（ＵＣＳ）が電源ライン電圧（ＵＮ）の０交差の範囲で
０に落ちないような容量である、請求項１に記載の電
源。 - 【請求項９】 電荷コンデンサ（ＣＮ）は、およそ０．
５μＦの容量をもつ、請求項１に記載の電源。 - 【請求項１０】 蓄電コンデンサ（ＣＳ）は、およそ１
００μＦの容量をもつ、請求項１に記載の電源。 - 【請求項１１】 電源ライン整流器（ＢＲ）の出力が、
電荷コンデンサ（ＣＮ）と、第一インダクタンス（Ｌ
Ｈ）とダイオード（ＤＮ）で構成された直列回路を経由
してスイッチングトランジスタに接続され、 スイッチングトランジスタが、動作電圧（ＵＢ）を供給
するフィルタコンデンサ（Ｃ１）に、第二インダクタン
ス（Ｗ１）を経由して接続され、 第二インダクタンス（Ｗ１）と対になった第三インダク
タンス（Ｗ２）が、第一インダクタンス（ＬＨ）と直列
に接続された、電源ラインの高調波負荷を軽減したスイ
ッチモード電源。 - 【請求項１２】 一次コイル（Ｗ１）が、第三インダク
タンスを構成するトランス（Ｔｒ２）の二次コイル（Ｗ
２）によって構成された、請求項１１に記載の電源。 - 【請求項１３】 電源ライン整流器（ＢＲ）の出力が、
第一インダクタンス（ＬＨ）、第一整流器（ＤＨ）の第
三インダクタンス（Ｗ２）、トランジスタ（Ｔ１）と第
二インダクタンス（Ｗ１）を通ったコレクタ／エミッタ
パス、で構成された直列回路を経由して動作電圧（Ｕ
Ｂ）を供給するフィルタコンデンサ（Ｃ１）に接続され
た、請求項１１に記載の電源。 - 【請求項１４】 電源で供給された負荷が、特にメタル
ハロゲンランプの蛍光管である、請求項１１に記載の電
源。 - 【請求項１５】 トランス（Ｔｒ２）の二次コイル（Ｗ
２）に対する一次コイル（Ｗ１）の巻率は、およそ２：
１である、請求項１２に記載の電源。 - 【請求項１６】 第一インダクタンス（ＬＨ）は、トラ
ンス（Ｔｒ２）の二次コイル（Ｗ２）のインダクタンス
と離して構成された、請求項１２に記載の電源。 - 【請求項１７】 トランス（Ｔｒ２）の一次コイル（Ｗ
１）と二次コイル（Ｗ２）が、チャンバーコイル構成器
（Ｃ）の二つのチャンバー（Ｋ１、Ｋ２）に置かれた、
請求項１６に記載の電源。 - 【請求項１８】 二つのチャンバー（Ｋ１、Ｋ２）が、
巻かれていない中間空間（Ｂ）を用いて、軸方向に互い
に分けて置かれた、請求項１７に記載の電源。
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|---|---|---|---|
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| DE4431120.6 | 1994-09-01 | ||
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| DE19502647 | 1995-01-28 |
Publications (2)
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|---|---|
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| JP (1) | JP3622284B2 (ja) |
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| US6005780A (en) * | 1997-08-29 | 1999-12-21 | Hua; Guichao | Single-stage AC/DC conversion with PFC-tapped transformers |
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- 1995-08-19 DE DE59502158T patent/DE59502158D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1995-08-19 EP EP95113076A patent/EP0700145B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1995-08-28 JP JP24052895A patent/JP3622284B2/ja not_active Expired - Lifetime
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