WO2009144784A1 - スイッチ回路 - Google Patents

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WO2009144784A1
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capacitor
inductive load
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若月昇
出口秀明
米澤遊
三島直之
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富士通メディアデバイス株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load

Definitions

  • the present invention relates to a switch circuit, and more particularly to a switch circuit connected to an inductive load.
  • Switch circuits that allow current to flow through inductive loads such as motors, choke coils, and transformers connected to DC power supplies are widely used in computers, automobiles, home appliances, and industrial equipment.
  • FIG. 1 is a diagram showing a flywheel circuit.
  • a main switch SW1 an inductive load L01, and a resistor R01 such as an equivalent series resistance of the inductive load are connected in series to the DC power source E.
  • a diode D01 is connected in parallel to the inductive load L01.
  • the current Ion flows while the main switch SW1 is on.
  • a current Ioff due to the magnetization energy accumulated in the inductive load L01 flows through the diode D01. Thereby, the magnetization energy accumulated in the inductive load L01 can be regenerated.
  • Patent Documents 1 to 3 disclose a method of regenerating magnetic energy when a current flowing through a dielectric load is interrupted, a method using resonance between a coil and a capacitor, and a method of configuring four switch circuits in a bridge. Has been. Japanese Patent No. 2616713 Japanese Patent No. 3634982 Japanese Patent No. 3735673
  • the present invention has been made in view of the above problems, and provides a switch circuit capable of regenerating magnetic energy when a current is interrupted and capable of suppressing a delay in rising of a current when a main switch is turned on. With the goal.
  • the present invention provides a first switch to be connected between the other end of the inductive load, one end of which is connected to one end of a DC power source, and the other end of the DC power source, the other end of the inductive load, and the A capacitor provided in parallel with the first switch between the other end of the DC power source, a second switch connecting the other end of the inductive load and the capacitor, and the inductive load of the capacitor A third switch that connects one end of the inductive load to the one end of the inductive load in parallel with the second switch, the second switch is turned on before the first switch is turned off, and the first switch is turned off. And a control circuit for turning off the second switch before turning it on later.
  • the electric charge accumulated in the capacitor is supplied to one end of the inductive load via the third switch. Thereby, the magnetic energy when the 1st switch is OFF can be regenerated.
  • an inductor that is the inductive load provided between the one end of the DC power supply and the one end of the capacitor may be provided.
  • control circuit may be configured to turn off the third switch before turning off the first switch.
  • the capacitance value of the capacitor may be a capacitance value such that the voltage across the capacitor is higher than the voltage of the DC power supply. According to this configuration, the rise of the current when the first switch is turned on can be accelerated. Therefore, high-speed switching of the switch circuit is possible.
  • a discharge circuit that discharges the electric charge stored in the capacitor during a period in which the second switch and the third switch are off may be provided.
  • the discharge circuit may be a fourth switch or a resistor connected in parallel to the capacitor.
  • the first power source is provided between the one end of the DC power source and the one end of the inductive load, and suppresses a backflow of charges from the capacitor to the DC power source during a period when the third switch is on. It can be set as the structure which comprises 5 switches.
  • a sixth switch is provided in series with the second switch, and the sixth switch suppresses the backflow of the electric charge stored in the capacitor to the inductive load during the period when the second switch is on. can do.
  • the second switch may include a parasitic diode
  • the sixth switch may be a diode connected in series with the second switch in a direction opposite to the parasitic diode.
  • a seventh switch may be provided that is provided in series with the third switch and suppresses a backflow of electric charge from the DC power supply to the capacitor during a period when the third switch is on. .
  • the third switch may include a parasitic diode
  • the seventh switch may be a diode connected in series with the third switch in a direction opposite to the parasitic diode.
  • the capacitor may be a chip capacitor.
  • the electric charge accumulated in the capacitor is supplied to one end of the inductive load via the third switch. Therefore, the magnetic energy when the 1st switch is OFF can be regenerated.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a flywheel circuit.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the switch circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a timing chart of the switch circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a timing chart for three cycles of the current flowing through the first switch.
  • FIG. 5 is a diagram showing examples of Formulas 2-4.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of an RL series circuit.
  • FIG. 7 is a diagram showing current with respect to time in the circuit of FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing power consumption with respect to time in the circuit of FIG.
  • FIG. 9 is a diagram showing current when the period of time t6 to t8 in FIG. 3 is shortened (solid line) and when it is lengthened (broken line).
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a flywheel circuit.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the switch circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a timing chart of the switch circuit according to the first
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a switch circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an equivalent circuit of the switch circuit and the motor load circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit diagram in which the equivalent series resistance and equivalent series inductance of the capacitor C1 are added to the circuit diagram of the third embodiment.
  • FIG. 13A to FIG. 13C are diagrams for explaining the first problem in the third embodiment.
  • FIG. 14A to FIG. 14F are diagrams for explaining the second problem in the third embodiment.
  • FIG. 15 is a diagram (No. 1) illustrating an equivalent circuit and a current path of the switch circuit according to the fourth embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram (No. 2) illustrating an equivalent circuit and a current path of the switch circuit according to the fourth embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the switch circuit according to the first embodiment.
  • the switch circuit according to the first embodiment includes a first switch SW1, a second switch SW2, a third switch SW3, a fourth switch SW4, a fifth switch SW5, a DC power source E, an inductive load L1, a capacitor C1, and a control circuit 10. Contains.
  • the one end which is the positive side of the DC power source E and one end of the inductive load L1 are connected.
  • the first switch SW1 is a main switch and is connected between the other end of the inductive load L1 and the other end on the negative side of the DC power supply E.
  • a resistor R1 connected in series to the inductive load L1 indicates a resistance obtained by adding an equivalent series resistance of the inductive load L1 and a resistance component along the current I1.
  • a capacitor C1 is provided in parallel with the first switch SW1 between the other end of the inductive load L1 and the other end of the DC power supply E.
  • the capacitor C1 stores the magnetic energy stored in the dielectric load L1 as electrical energy when the first switch SW1 is off. That is, charge is accumulated.
  • the second switch SW2 is connected between the other end of the inductive load L1 and the capacitor C1, and a current induced by the magnetic energy of the inductive load L1 is connected to the capacitor C1 while the first switch SW1 is off. To do.
  • the third switch SW3 is provided in parallel with the second switch SW2, and connects one end of the capacitor C1 on the inductive load L1 side to one end of the inductive load L1. The charge stored in the capacitor C3 can be regenerated to the inductive load L1 by the third switch SW3.
  • the fourth switch SW4 is turned on to discharge the charge stored in the capacitor C1.
  • the fifth switch SW5 is provided between one end of the DC power source E and one end of the inductive load L1.
  • the fifth switch SW5 suppresses the backflow of charges from the capacitor C1 to the DC power source E during the period when the third switch SW3 is on.
  • the control circuit 10 controls on / off of the first to fifth switches SW1 to SW5.
  • the inductive load L1 is, for example, an inductor, an inductive component of a motor, a transformer, or the like.
  • FIG. 3 is a timing chart of the switch circuit according to the first embodiment. Immediately before time t0, the current I1 of the first switch SW1, the current I2 of the second switch SW2, the current I3 of the third switch SW3, the current I4 of the fourth switch SW4 and the current I5 of the fifth switch SW5 are zero. The voltage Vc across the capacitor C1 is also zero. The first to fifth switches SW1 to SW5 are off.
  • the first switch SW1 and the third switch SW3 are turned on.
  • the other end of the inductive load L1 and the other end of the DC power source E are connected by the first switch SW1, but the current I1 does not flow because the switch SW5 is off.
  • the third switch SW3 connects one end of the capacitor C1 and one end of the inductive load L1.
  • Time t0 to t8 constitute one switching cycle. From time t8, the same switching as from time t0 is performed. At time t8, the first switch SW1 and the third switch SW3 are turned on. Since charge is accumulated in the capacitor C1, a current I3 flows. Since the fifth switch SW5 is off, the current I3 becomes the current I1. At this time, since the voltage Vc across the capacitor C1 is higher than the power supply voltage VE, a high voltage can be applied to the inductive load L1. Since the capacitor C1 is discharged, the voltage Vc of the capacitor C1 decreases and becomes the voltage VE of the DC power source E. When the third switch SW3 is turned off at time t9, the current I3 is cut off.
  • the fifth switch SW5 is turned on, the current I1 flows from the DC power source E to the inductive load L1, and the current I1 increases.
  • the fourth switch SW4 is turned on at time t10, the charge of the capacitor C1 is discharged, the current I4 flows, and the voltage Vc becomes zero.
  • the fourth switch SW4 is turned off.
  • the second switch SW2 is turned on.
  • the first switch SW1 is turned off.
  • the control circuit 10 turns on the second switch SW2 before the first switch SW1 is turned off, and turns off the second switch before turning on after the first switch is turned off.
  • the electric charge accumulated in the capacitor C1 is supplied to one end of the inductive load L1 via the third switch SW3.
  • the magnetic energy when the first switch SW1 is off can be regenerated.
  • control circuit 10 turns off the third switch SW3 before turning off the first switch SW1.
  • the fourth switch SW4 discharges the electric charge stored in the capacitor C1 during the period when the second switch SW2 and the third switch SW3 are off. Thereby, the charge of the capacitor C charged to about the voltage VE of the DC power source E can be discharged.
  • a resistor or the like can be used in addition to the switch.
  • FIG. 4 is a timing chart for three periods of the current I1 of the first switch SW1.
  • the current I1 at times t5, t13, and t15 when the first switch SW1 is turned off increases as the period passes. This is because the charge accumulated in the capacitor C1 is regenerated in the inductive load L1. In particular, like the capacitor voltage Vc of FIG. 3, the voltage across the capacitor C1 becomes higher than the power supply voltage VE. Then, in the period t8 to t9, the voltage applied to the inductive load L1 increases, so that the slope of increasing current increases like the current I1. After a period, the charge accumulated in the capacitor C1 increases. Therefore, as in the periods T2 and T3 in FIG. 4, the initial current increase rate when the first switch SW1 is turned on increases after a period. That is, the rise of the current I1 when the first switch SW1 is on can be accelerated. Therefore, high-speed switching of the switch circuit is possible.
  • Equation 1 The conditions for the voltage Vc across the capacitor C1 to be higher than the power supply voltage VE will be described.
  • the current flowing through the inductive load L1 after the first switch SW1 is turned off is i
  • the inductance of the inductive load L1 is L1
  • the capacitor C1 When the capacitance is C1, the resistance R1 of the resistance R1, the voltage E of the DC power source E, and the time t, the circuit equation is expressed by Equation 1.
  • Condition A When R1 2 > (4 ⁇ L1) / C1
  • Condition C When R1 2 ⁇ (4 ⁇ L1) / C1
  • ⁇ R1 / (2 ⁇ L1)
  • ⁇ ⁇ ⁇ (R1 / (2 ⁇ L1)) 2 ⁇ 1 / (L1 ⁇ C1) ⁇
  • ⁇ ⁇ ⁇ 1 / (L1 ⁇ C1) ⁇ ( R1 / (2 ⁇ L1)) 2 ⁇ .
  • FIG. 5 is a diagram showing examples of Formulas 2-4.
  • L1 100 nH
  • R1 0.1 ⁇
  • E 10 V
  • C1 10 ⁇ F in the condition A
  • C1 4 ⁇ F in the condition B
  • C1 1 ⁇ F in the condition C.
  • the capacitance value C1 of the capacitor C1 is a capacitance value such that the voltage Vc across the capacitor C1 is higher than the voltage E of the DC power supply. That is, it is preferable that R1 2 ⁇ (4 ⁇ L1) / C1.
  • Example 1 it will be described that power consumption by the resistor R1 can be suppressed.
  • the first switch SW1, the inductive load L1, the resistor R1, and the DC power source E of Example 1 are simply considered as the RL series circuit of FIG.
  • Current i (1 ⁇ ⁇ ( ⁇ R1 ⁇ t) / L1 ⁇ ), and the time differential coefficient of current i at time t is E / R1.
  • FIG. 8 is a diagram showing power consumption P with respect to time t in the circuit of FIG.
  • the power consumption P gradually approaches the saturated power consumption P0 with time.
  • saturation power consumption P0 I ⁇ E.
  • the power consumption P is the sum of the power PL consumed by the inductive load L1 and the power PR consumed by the resistor R1.
  • the power consumption P is entirely due to the inductive load L. That is, the power consumption P is accumulated in the inductive load L1 as magnetic energy.
  • PR and PL become equal at time t01, which is smaller than time t02.
  • the voltage Vc higher than the voltage E of the DC power source is applied to the inductive load L1 in the period of time t8 to t9 in FIG. 3, so that the inductive load L1 is earlier than the time constant ⁇ .
  • the power consumption by the resistor R1 can be reduced as shown in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram showing the current I1 when the period of time t6 to t8 in FIG. 3 is shortened (solid line) and when it is lengthened (broken line). Even if the period of time t6 to t8 is changed and the switching frequency is changed, the height of the current I1 is the same. Thus, according to Example 1, since the magnetic energy is converted into electric energy and stored in the capacitor C1, the same current I1 can be secured even if the switching frequency is changed.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a switch circuit according to the second embodiment.
  • the switch circuit according to the second embodiment is provided with a resistor R2, a capacitor C2, and diodes D1 and D2 in addition to FIG. 2 of the first embodiment.
  • the resistor R2 and the capacitor C2 are connected in parallel to each other, and are provided in series with the inductive load L1.
  • the resistor R2 is a load
  • the capacitor C2 is an output smoothing capacitor.
  • the diode D1 is provided in series with the second switch SW2, and functions as a sixth switch that suppresses the backflow of the charge stored in the capacitor C1 to the inductive load L1 while the second switch SW2 is on.
  • the diode D2 is provided in series with the third switch SW3, and functions as a seventh switch that suppresses the backflow of charges from the DC power supply E to the capacitor C1 during the period when the third switch SW3 is on.
  • the diodes D1 and D2 may be configured with switches.
  • Example 3 is an example in which the switch circuit of Example 2 is used in a motor with a DC brush.
  • FIG. 11 is a diagram showing an equivalent circuit of the switch circuit 20 and the motor load circuit 30. Referring to FIG. 11, as an equivalent circuit of the motor load circuit 30, a capacitor C3 is provided in addition to the inductive load L1, the resistors R1, R2 and the capacitor C2 of FIG. The capacitor C3 is a parasitic capacitance connected in parallel to the load.
  • the switch circuit 20 uses MOSFET (Metal Oxide Semiconductor FET) as the first to fifth switches SW1 to SW5.
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor FET
  • the MOSFET has a parasitic diode, and the diode described in each of the switches SW1 to SW5 in FIG. 11 indicates the parasitic diode.
  • Other configurations are the same as those of the second embodiment shown in FIG.
  • the switch circuit 20 can be used for the power source of the motor.
  • a current flows in the forward direction of the parasitic diode even when the switch is off. Therefore, as shown in FIG. 11, the diode D1 is connected in series with the second switch SW2 in the opposite direction to the parasitic diode.
  • the diode D21 is connected in series with the third switch SW3 in the opposite direction to the parasitic diode. Thereby, the discharge of the electric charge resulting from the forward current of the parasitic diode can be suppressed.
  • the first problem is an increase in power consumption of the first switch SW1 due to the equivalent resistance and equivalent inductor of the capacitor C1.
  • the second problem is that the power consumption increases when the ON period of the first switch SW1 or the like is shortened.
  • FIG. 12 is a circuit diagram in which an equivalent series inductor L2 and an equivalent series resistance R4 of the capacitor C1 are added.
  • the control circuit is not shown.
  • the capacitor C1 according to the third embodiment stores the function of suppressing the rise of the voltage V SW1 across the first switch SW1 and the magnetic energy of the inductive load L1 as charges at the moment when the first switch SW1 is turned off. It has a function to regenerate. If only to suppress the increase of the first switch SW1 voltage across V SW1, the capacitance value of the capacitor C1 may be small, in order to store the magnetic energy of the inductive load L1 as the charge is a large capacitance value Preferably there is. Therefore, when an electrolytic capacitor having a large capacitance value is used as the capacitor C1, the wiring length becomes long, and an equivalent series inductor L2 and an equivalent series resistance R4 are added.
  • FIG. 13A shows the on / off state of the first switch SW1 in FIG. 12
  • FIG. 13B shows the current I1 flowing through the first switch SW1
  • FIG. is a diagram showing the power P SW1 consumed by the first switch SW1 against time.
  • the broken lines in FIG. 13B and FIG. 13C are the voltage V SW1 and power P SW1 when the inductor L2 and the resistor R4 are ignored.
  • V R4 R4 ⁇ IB is generated at both ends of the resistor R4.
  • V L2 ⁇ L2 ⁇ ⁇ IB / ⁇ t is generated at both ends of the inductor L2.
  • L2 is an inductance of the inductor L2
  • R4 is a resistance value of the resistor R4
  • IB is a current value flowing through the inductor L2 and the resistor R4.
  • a voltage V R4 + V L2 is applied across the first switch SW.
  • FIG. 14A to FIG. 14C are timing charts of the first switch SW1, the second switch SW2, and the fourth switch SW4, respectively.
  • 14D to 14F are timing charts of the voltage Vc across the capacitor C1, the current I1 and voltage V SW1 of the first switch SW1, and the power consumption P SW1 of the first switch SW1, respectively.
  • the first switch SW1 is turned off at time t5 after the time t3 when the fourth switch SW4 is turned off, and the second switch SW2 is turned on. Turns on at time t4 after time t3 (see broken line).
  • the control circuit shortens the ON / OFF cycle, and the first switch SW1 is turned off and the second switch SW2 is turned on at times t51 and t41 before the time t3 (see solid line). There is.
  • the current I1 decreases from time t51 and becomes 0 at time t52 (see the solid line). Therefore, as shown in FIG. 14 (f), the power consumption P SW1 between time t51 and t52 is greater than the broken line (see the solid line).
  • fourth switch SW4 may be performed quickly discharging from the capacitor C1 during the turn on. That is, the capacitance value of the capacitor C1 may be reduced. However, if the capacitance value of the capacitor C1 is reduced, the magnetic energy of the inductive load L1 cannot be sufficiently stored as electric charges, and the regeneration efficiency is lowered.
  • the fourth embodiment solves the above two problems.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of a switch circuit according to the fourth embodiment.
  • a circuit 22 is provided in addition to FIG. 12 of the third embodiment.
  • the circuit 22 includes another capacitor C4 connected in parallel to the capacitor C1 and a diode D3 connected between the capacitor C1 and another capacitor C4.
  • a resistor R5 and an inductor L3 in FIG. 15 indicate an equivalent series resistance and an equivalent series inductor of the capacitor C4, respectively.
  • the capacitance value of the capacitor C1 is set to a value that can keep the voltage V SW1 across the first switch SW1 low during the off-time of the first switch SW1.
  • the resistor R4 and the inductor L2 are as small as possible.
  • the capacitance value of another capacitor C4 is set to a value that can absorb the magnetic energy of the inductive load L1.
  • the two functions of the capacitor C1 are divided into the capacitor C1 and another capacitor C4. That is, the capacitor C1 has a function of suppressing an increase in the voltage V SW1 across the first switch SW1, and another capacitor C4 has a function of storing and regenerating the magnetic energy of the inductive load L1 as a charge.
  • the capacitor C1 can be small, a chip capacitor can be used as the capacitor C1. Since the chip capacitor does not have a lead like an electrolytic capacitor, the equivalent series resistance R4 and the equivalent series inductor L2 can be reduced. Thereby, the first problem can be solved. Even if another capacitor C4 has a large equivalent series resistance and an equivalent series inductor, the capacitor C4 is charged after the first switch SW1 is completely turned off. The inductor L3 is not affected.
  • the third switch SW3 is turned on so that a current flows from the path ID and IE via the path IF. Thereafter, the fourth switch SW4 is turned on, and the capacitor C1 is discharged.
  • the capacitance value of the capacitor C1 can be reduced as compared with the third embodiment, the loss at the time of discharging the fourth switch SW4 can be reduced. Also.
  • the charged electric charge of the capacitor C4 does not flow backward by the diode D3. For this reason, only the capacitor C1 having a small capacitance value needs to be discharged. Therefore, the discharge time of the capacitor C1 can be shortened as shown by the broken line in FIG. In this way, the second problem can be solved.

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Abstract

　本発明は、直流電源Ｅの一端に一端が接続された誘導性負荷Ｌ１の他端と直流電源Ｅの他端との間に接続されるべき第１スイッチＳＷ１と、誘導性負荷Ｌ１の他端と直流電源Ｅの他端との間に第１スイッチＳＷ１と並列に設けられたキャパシタＣ１と、誘導性負荷Ｌ１の他端とキャパシタＣ１とを接続する第２スイッチＳＷ２と、キャパシタＣ１の誘導性負荷Ｌ１側の一端を誘導性負荷Ｌ１の一端に第２スイッチＳＷ２と並列に接続する第３スイッチＳＷ３と、第１スイッチＳＷ１がオフする前に前２スイッチＳＷ１をオンさせ、第１スイッチＳＷ１がオフした後オンする前に第２スイッチＳＷ２をオフさせる制御回路１０と、を具備するスイッチ回路である。 　

Description

スイッチ回路
　本発明は、スイッチ回路に関し、特に、誘導性負荷に接続されるスイッチ回路に関する。
　直流電源に接続されたモータやチョークコイルやトランスなどの誘導性負荷に電流を流すスイッチ回路は、コンピュータ、自動車、家電および産業用機器で多く用いられている。
　誘導性負荷に電流を流すスイッチ回路の磁気エネルギーを回生する技術としてフライホイール回路が知られている。図１は、フライホイール回路を示した図である。図１を参照に、直流電源Ｅに主スイッチＳＷ１と誘導性負荷Ｌ０１と誘導性負荷の等価直列抵抗等の抵抗Ｒ０１とが直列に接続されている。誘導性負荷Ｌ０１に並列にダイオードＤ０１が接続されている。フライホイール回路では、主スイッチＳＷ１がオンの期間において、電流Ｉｏｎが流れる。主スイッチＳＷ１がオフの期間において、誘導性負荷Ｌ０１に蓄積された磁化エネルギーによる電流ＩｏｆｆがダイオードＤ０１を介し流れる。これにより、誘導性負荷Ｌ０１に蓄積された磁化エネルギーを回生することができる。
　さらに、特許文献１～３には、誘電性負荷を流れる電流遮断時に、磁気エネルギーを回生する方法として、コイルとコンデンサとの共振を利用した方法や４つのスイッチ回路をブリッジに構成する方法が開示されている。
特許第２６１６７１３号公報 特許第３６３４９８２号公報 特許第３７３５６７３号公報
　しかしながら、フライホイール回路や特許文献１～３の技術では、誘電性負荷の磁気エネルギーの回生はできるものの、誘導性負荷に起因した主スイッチオン時の電流立ち上がりの遅れを抑制することはできない。
　本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、電流遮断時の磁気エネルギーの回生が可能であり、かつ主スイッチオン時の電流立ち上がりの遅れを抑制することが可能なスイッチ回路を提供することを目的とする。
　本発明は、直流電源の一端に一端が接続された誘導性負荷の他端と前記直流電源の他端との間に接続されるべき第１スイッチと、前記誘導性負荷の前記他端と前記直流電源の前記他端との間に前記第１スイッチと並列に設けられたキャパシタと、前記誘導性負荷の前記他端と前記キャパシタとを接続する第２スイッチと、前記キャパシタの前記誘導性負荷側の一端を前記誘導性負荷の前記一端に前記第２スイッチと並列に接続する第３スイッチと、前記第１スイッチがオフする前に前記第２スイッチをオンさせ、前記第１スイッチがオフした後オンする前に前記第２スイッチをオフさせる制御回路と、を具備することを特徴とするスイッチ回路である。本発明によれば、キャパシタに蓄積された電荷が第３スイッチを介し誘導性負荷の一端に供給される。これにより、第１スイッチがオフの時の磁気エネルギーを回生することができる。
　上記構成において、前記直流電源の前記一端と前記キャパシタの前記一端との間に設けられた前記誘導性負荷であるインダクタを具備する構成とすることができる。
　上記構成において、前記制御回路は、前記第１スイッチをオフさせる前に前記第３スイッチをオフさせる構成とすることができる。
　上記構成において、前記キャパシタの容量値は、前記キャパシタ両端の電圧が前記直流電源の電圧より高くなるような容量値である構成とすることができる。この構成によれば、第１スイッチがオンした時の電流の立ち上がりを早くすることがきる。よって、スイッチ回路の高速スイッチングが可能となる。
　上記構成において、前記第２スイッチおよび前記第３スイッチがオフの期間に、前記キャパシタに蓄えられた電荷を放電する放電回路を具備する構成とすることができる。
　上記構成において、前記放電回路は、前記キャパシタに並列に接続された第４スイッチまたは抵抗である構成とすることができる。
　上記構成において、前記直流電源の前記一端と前記誘導性負荷の前記一端との間に設けられ、前記第３スイッチがオンの期間に、前記キャパシタから前記直流電源への電荷の逆流を抑制する第５スイッチを具備する構成とすることができる。
　上記構成において、前記第２スイッチと直列に設けられ、前記第２スイッチがオンの期間に、前記キャパシタに蓄えられた電荷の前記誘導性負荷への逆流を抑制する第６スイッチを具備する構成とすることができる。
　上記構成において、前記第２スイッチは寄生ダイオードを有し、前記第６スイッチは、前記第２スイッチと直列に前記寄生ダイオードと逆向きに接続されたダイオードである構成とすることができる。
　上記構成において、前記第３スイッチと直列に設けられ、前記第３スイッチがオンの期間に、前記直流電源から前記キャパシタへの電荷の逆流を抑制する第７スイッチを具備する構成とすることができる。
　上記構成において、前記第３スイッチは寄生ダイオードを有し、前記第７スイッチは、前記第３スイッチと直列に前記寄生ダイオードと逆向きに接続されたダイオードである構成とすることができる。
　上記構成において、前記キャパシタに並列に接続され前記キャパシタより容量値の大きな別のキャパシタと、前記キャパシタに蓄えられた電荷を放電した際に、前記別のキャパシタに蓄えられた電荷の前記キャパシタへの逆流を抑制する第８スイッチと、を具備する構成とすることができる。
　上記構成において、前記キャパシタはチップコンデンサである構成とすることができる。
　本発明によれば、キャパシタに蓄積された電荷が第３スイッチを介し誘導性負荷の一端に供給される。これにより、第１スイッチがオフの時の磁気エネルギーを回生することができる。
図１はフライホイール回路の回路図である。 図２は実施例１に係るスイッチ回路の回路図である。 図３は実施例１に係るスイッチ回路のタイミングチャートである。 図４は第１スイッチを流れる電流の３周期分のタイミングチャートである。 図５は数式２～４の例を示した図である。 図６はＲ－Ｌ直列回路の回路図である。 図７は図６の回路における時間に対する電流を示した図である。 図８は図６の回路における時間に対する消費電力を示した図である。 図９は図３における時間ｔ６～ｔ８の期間を短くした場合（実線）と長くした場合（破線）の電流を示した図である。 図１０は実施例２に係るスイッチ回路の回路図である。 図１１は実施例３に係るスイッチ回路およびモータ負荷回路の等価回路を示した図である。 図１２は実施例３の回路図にキャパシタＣ１の等価直列抵抗および等価直列インダクタンスを付加した回路図である。 図１３（ａ）から図１３（ｃ）は実施例３における第１の課題を説明する図である。 １４（ａ）から図１４（ｆ）は実施例３における第２の課題を説明する図である。 図１５は実施例４に係るスイッチ回路の等価回路および電流経路を示した図（その１）である。 図１６は実施例４に係るスイッチ回路の等価回路および電流経路を示した図（その２）である。
　以下、図面を参照に本発明の実施例について説明する。
　図２は、実施例１に係るスイッチ回路の回路図である。実施例１に係るスイッチ回路は、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、第３スイッチＳＷ３、第４スイッチＳＷ４、第５スイッチＳＷ５、直流電源Ｅ、誘導性負荷Ｌ１、キャパシタＣ１および制御回路１０を含んでいる。
　直流電源Ｅの正側である一端と誘導性負荷Ｌ１の一端が接続されている。第１スイッチＳＷ１は、主スイッチであり、誘導性負荷Ｌ１の他端と直流電源Ｅの負側である他端との間に接続されている。第１スイッチＳＷ１をオンすると、直流電源Ｅから誘導性負荷Ｌ１を介し直流電源Ｅに電流が流れ、第１スイッチＳＷ１をオフすると電流は遮断される。誘導性負荷Ｌ１に直列に接続された抵抗Ｒ１は誘導性負荷Ｌ１の等価直列抵抗と電流Ｉ１に沿った抵抗成分とを加えた抵抗を示している。
　誘導性負荷Ｌ１の他端と直流電源Ｅの他端との間に第１スイッチＳＷ１と並列にキャパシタＣ１が設けられている。キャパシタＣ１は第１スイッチＳＷ１がオフのときに、誘電性負荷Ｌ１に蓄積された磁気エネルギーを電気エネルギーとして蓄積する。つまり、電荷を蓄積する。第２スイッチＳＷ２は、誘導性負荷Ｌ１の他端とキャパシタＣ１との間に接続され、第１スイッチＳＷ１がオフの期間に、誘導性負荷Ｌ１の磁気エネルギーによって誘起された電流をキャパシタＣ１に接続する。第３スイッチＳＷ３は、第２スイッチＳＷ２と並列に設けられ、キャパシタＣ１の誘導性負荷Ｌ１側の一端を誘導性負荷Ｌ１の一端に接続する。第３スイッチＳＷ３により、キャパシタＣ３に蓄積された電荷を誘導性負荷Ｌ１に回生することができる。
　キャパシタＣ１に並列に放電回路である第４スイッチＳＷ４が接続されている。第４スイッチＳＷ４はオンすることにより、キャパシタＣ１に蓄えられた電荷を放電する。第５スイッチＳＷ５は、直流電源Ｅの一端と誘導性負荷Ｌ１の一端との間に設けられている。第５スイッチＳＷ５は、第３スイッチＳＷ３がオンの期間に、キャパシタＣ１から直流電源Ｅへの電荷の逆流を抑制する。制御回路１０は、第１～第５スイッチＳＷ１～ＳＷ５のオンオフを制御する。
　図２のスイッチ回路において、誘導性負荷Ｌ１は例えばインダクタ、モータの誘導性成分またはトランス等である。
　図３は、実施例１に係るスイッチ回路のタイミングチャートである。時間ｔ０直前において、第１スイッチＳＷ１の電流Ｉ１、第２スイッチＳＷ２の電流Ｉ２、第３スイッチＳＷ３の電流Ｉ３、第４スイッチＳＷ４の電流Ｉ４および第５スイッチＳＷ５の電流Ｉ５は０である。キャパシタＣ１の両端の電圧Ｖｃも０である。第１～５スイッチＳＷ１～ＳＷ５はオフである。
　時間ｔ０において、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３がオンする。第１スイッチＳＷ１により、誘導性負荷Ｌ１の他端と直流電源Ｅの他端が接続されるが、スイッチＳＷ５がオフのため、電流Ｉ１は流れない。第３スイッチＳＷ３によりキャパシタＣ１の一端と誘導性負荷Ｌ１の一端が接続される。このとき、キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｃは電源電圧ＶＥより高いため、高電圧を誘導性負荷Ｌ１に印加することができる。
　時間ｔ１において、第５スイッチＳＷ５がオンすると、直流電源Ｅから誘導性負荷Ｌ１に電流が流れ、電流Ｉ１が徐々に増加する。時間ｔ２において、第４スイッチＳＷ４がオンする。時間ｔ３において、第４スイッチＳＷ４がオフする。時間ｔ４において、第２スイッチＳＷ２がオンするが、第１スイッチＳＷ１がオンの間は、電流Ｉ２はほとんど流れない。時間ｔ５において、第１スイッチＳＷ１がオフすると、誘導性負荷Ｌ１により誘導された電流は第２スイッチＳＷ２を介しキャパシタＣ１に電流Ｉ２として流れ、キャパシタＣ１に電荷が蓄えられる。よって、キャパシタ電圧Ｖｃが上昇する。誘導性負荷Ｌ１に蓄積されていた磁気エネルギーがなくなると、電流Ｉ２が０になり、電圧Ｖｃは一定になる。このとき、キャパシタＣ１の電圧は直流電源Ｅの電圧ＶＥより大きくなる。その後、時間ｔ６において、第２スイッチＳＷ２がオフする。時間ｔ７において、第５スイッチＳＷ５がオフする。
　時間ｔ０からｔ８がスイッチングの１周期を構成する。時間ｔ８からは時間ｔ０からと同じスイッチングを行う。時間ｔ８において、第１スイッチＳＷ１および第３スイッチＳＷ３がオンする。キャパシタＣ１に電荷が蓄積されているため、電流Ｉ３が流れる。第５スイッチＳＷ５がオフしているため、電流Ｉ３は電流Ｉ１となる。このとき、キャパシタＣ１の両端電圧Ｖｃは電源電圧ＶＥより高いため、高電圧を誘導性負荷Ｌ１に印加することができる。キャパシタＣ１の電荷が放出されるため、キャパシタＣ１の電圧Ｖｃは低下し、直流電源Ｅの電圧ＶＥとなる。時間ｔ９において、第３スイッチＳＷ３がオフすると、電流Ｉ３は遮断される。一方、第５スイッチＳＷ５がオンし、直流電源Ｅから誘導性負荷Ｌ１に電流Ｉ１が流れ、電流Ｉ１は増加していく。時間ｔ１０において、第４スイッチＳＷ４がオンすると、キャパシタＣ１の電荷が放電し、電流Ｉ４が流れ、電圧Ｖｃが０になる。時間ｔ１１において、第４スイッチＳＷ４がオフする。時間ｔ１２において、第２スイッチＳＷ２がオンする。時間ｔ１３において、第１スイッチＳＷ１がオフする。
　実施例１によれば、制御回路１０が、第１スイッチＳＷ１がオフする前に第２スイッチＳＷ２をオンさせ、前記第１スイッチがオフした後オンする前に前記第２スイッチをオフさせる。これにより、キャパシタＣ１に蓄積された電荷が第３スイッチＳＷ３を介し誘導性負荷Ｌ１の一端に供給される。このように、第１スイッチＳＷ１がオフの時の磁気エネルギーを回生することができる。
　また、制御回路１０は、第１スイッチＳＷ１をオフさせる前に第３スイッチＳＷ３をオフさせる。
　さらに、第４スイッチＳＷ４は、第２スイッチＳＷ２および第３スイッチＳＷ３がオフの期間に、キャパシタＣ１に蓄えられた電荷を放電する。これにより、直流電源Ｅの電圧ＶＥ程度に充電されたキャパシタＣの電荷を放電することができる。放電回路としては、スイッチ以外に抵抗等を用いることもできる。
　図４は、第１スイッチＳＷ１の電流Ｉ１の３周期分のタイミングチャートである。第１スイッチＳＷ１をオフした時間ｔ５、ｔ１３およびｔ１５での電流Ｉ１は周期を経るにつれ大きくなる。これは、キャパシタＣ１に蓄積された電荷が誘導性負荷Ｌ１に回生されるためである。特に、図３のキャパシタ電圧Ｖｃのように、キャパシタＣ１両端の電圧が電源電圧ＶＥより高くなる。すると、期間ｔ８～ｔ９において、誘導性負荷Ｌ１に印加される電圧が大きくなるため、電流Ｉ１のように、電流が増加する傾きが大きくなる。周期を経ると、キャパシタＣ１に蓄積される電荷が多くなる。このため、図４の期間Ｔ２、Ｔ３のように、周期を経ると第１スイッチＳＷ１がオンした初期の電流増加率が増加する。つまり、第１スイッチＳＷ１オン時の電流Ｉ１の立ち上がりを早くすることがきる。よって、スイッチ回路の高速スイッチングが可能となる。
　キャパシタＣ１両端の電圧Ｖｃが電源電圧ＶＥより高くなる条件について説明する第１スイッチＳＷ１がオフになった後の誘導性負荷Ｌ１を流れる電流をｉ、誘導性負荷Ｌ１のインダクタンスをＬ１、キャパシタＣ１のキャパシタンスをＣ１、抵抗Ｒ１の抵抗Ｒ１、直流電源Ｅの電圧Ｅ、時間ｔとすると、回路方程式は式１となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　第１スイッチＳＷ１がオフになる時点（図３の時間ｔ５）をｔ＝０とする。ｔ＝０における電流ｉ＝Ｅ／Ｒ、キャパシタＣ１の電荷ｑ＝０とし、式１からキャパシタ電圧Ｖｃを求めると、式２～４となる。
　条件Ａ：Ｒ１２＞（４×Ｌ１）／Ｃ１のとき、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　条件Ｂ：Ｒ１２＝（４×Ｌ１）／Ｃ１のとき、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　条件Ｃ：Ｒ１２＜（４×Ｌ１）／Ｃ１のとき、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　ここで、α＝Ｒ１／（２×Ｌ１）、β＝√｛（Ｒ１／（２×Ｌ１））２－１／（Ｌ１×Ｃ１）｝、γ＝√｛１／（Ｌ１×Ｃ１）－（Ｒ１／（２×Ｌ１））２｝である。
　図５は、数式２～４の例を示した図である。ここで、Ｌ１＝１００ｎＨ、Ｒ１＝０．１Ω、Ｅ＝１０Ｖ、条件ＡのときのＣ１＝１０μＦ、条件ＢのときのＣ１＝４μＦ、条件ＣのときのＣ１＝１μＦとしている。図５を参照に、条件Ａ、Ｂでは、電圧Ｖｃが直流電源電圧Ｅを越えることはない。一方、条件Ｃでは、電圧Ｖｃが直流電源電圧Ｅを越える。
　以上より、キャパシタＣ１の容量値Ｃ１は、キャパシタＣ１両端の電圧Ｖｃが直流電源の電圧Ｅより高くなるような容量値であることが好ましい。すなわち、Ｒ１２＜（４×Ｌ１）／Ｃ１であることが好ましい
　次に、実施例１においては、抵抗Ｒ１による電力消費も抑制できることを説明する。実施例１の第１スイッチＳＷ１、誘導性負荷Ｌ１、抵抗Ｒ１および直流電源Ｅを簡単に図６のＲ－Ｌ直列回路として考える。第１スイッチＳＷ１をオンした時点の時間ｔをｔ＝０としたとき、電流ｉの時間依存は図７のようになる。電流ｉ＝（１－ε｛（－Ｒ１×ｔ）／Ｌ１｝）であり、時間ｔのときの電流ｉの時間微分係数はＥ／Ｒ１である。時間が経過すると電流ｉはＩ＝Ｅ／Ｒ１に漸近する。時定数τは、電流ｉ＝（１－１／ε）×Ｉとなる時間ｔである。
　図８は、図６の回路における時間ｔに対する消費電力Ｐを示した図である。消費電力Ｐは時間とともに飽和消費電力Ｐ０に漸近する。ここで、飽和消費電力Ｐ０＝Ｉ×Ｅである。消費電力Ｐは誘導性負荷Ｌ１で消費される電力ＰＬと抵抗Ｒ１で消費される電力ＰＲとの和となる。時間ｔ０では、消費電力Ｐは全て誘導性負荷Ｌによる。つまり、消費電力Ｐは磁気エネルギーとして誘導性負荷Ｌ１に蓄積される。時間が無限大では、消費電力Ｐは全て抵抗Ｒ１で消費される。ここで、時間ｔ＝０の漸近直線がＰ＝Ｐ０と交わる時間ｔ０２＝Ｌ１／Ｒ１＝τとなる。時間ｔ０２より小さい時間ｔ０１で、ＰＲとＰＬが等しくなる。
　実施例１によれば、図３の時間ｔ８～ｔ９の期間において、直流電源の電圧Ｅより高い電圧Ｖｃを誘導性負荷Ｌ１に印加することにより、時定数τより早い時間で、誘導性負荷Ｌ１に大きな電流を誘導するため、図８のように、抵抗Ｒ１による電力消費を少なくすることができる。
　図９は、図３における時間ｔ６～ｔ８の期間を短くした場合（実線）と長くした場合（破線）の電流Ｉ１を示した図である。時間ｔ６～ｔ８の期間を変えスイッチングの周波数を変えても、電流Ｉ１の高さは同じである。このように、実施例１によれば、磁気エネルギーを電気エネルギーに変換しキャパシタＣ１に蓄積しているため、スイッチング周波数を変更しても同じ電流Ｉ１を確保できる。
　図１０は実施例２に係るスイッチ回路の回路図である。図１０を参照に実施例２に係るスイッチ回路は、実施例１の図２に加え、抵抗Ｒ２、キャパシタＣ２、ダイオードＤ１およびＤ２が設けられている。抵抗Ｒ２とキャパシタＣ２とは互いに並列に接続され、誘導性負荷Ｌ１に直列に設けられている。抵抗Ｒ２は負荷、キャパシタＣ２は出力の平滑コンデンサである。ダイオードＤ１は、第２スイッチＳＷ２と直列に設けられ、第２スイッチＳＷ２がオンの期間に、キャパシタＣ１に蓄えられた電荷の誘導性負荷Ｌ１への逆流を抑制する第６スイッチとして機能する。ダイオードＤ２は、第３スイッチＳＷ３と直列に設けられ、第３スイッチＳＷ３がオンの期間に、直流電源ＥからキャパシタＣ１への電荷の逆流を抑制する第７スイッチとして機能する。なお、ダイオードＤ１およびＤ２は、スイッチで構成してもよい。
　実施例３は、直流ブラシ付きモータに実施例２のスイッチ回路を用いた例である。図１１は、スイッチ回路２０およびモータ負荷回路３０の等価回路を示した図である。図１１を参照に、モータ負荷回路３０の等価回路として、実施例２の図１０の誘導性負荷Ｌ１、抵抗Ｒ１、Ｒ２およびキャパシタＣ２に加えキャパシタＣ３が設けられている。キャパシタＣ３は負荷に並列に接続された寄生容量である。スイッチ回路２０は、第１～第５スイッチＳＷ１～ＳＷ５としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor FET）を用いている。ＭＯＳＦＥＴは、寄生ダイオードを有しており、図１１の各スイッチＳＷ１～ＳＷ５に記載したダイオードが寄生ダイオードを示す。その他の構成は実施例２の図１０と同じである。実施例３のように、モータの電源にスイッチ回路２０を用いることができる。
　ＭＯＳＦＥＴのように寄生ダイオードを有するスイッチにおいては、スイッチがオフであっても、寄生ダイオードの順方向に電流が流れてしまう。そこで、図１１のように、ダイオードＤ１を第２スイッチＳＷ２と直列に寄生ダイオードと逆向きに接続する。また、ダイオードＤ２１を第３スイッチＳＷ３と直列に寄生ダイオードと逆向きに接続する。これにより、寄生ダイオードの順方向電流に起因した電荷の放電を抑制することができる。
　まず、実施例３の２つの課題について説明する。第１の課題は、キャパシタＣ１の等価抵抗および等価インダクタに起因した第１スイッチＳＷ１の消費電力の増大である。第２の課題は、第１スイッチＳＷ１等のオン期間が短くなった場合、消費電力が増大するという課題である。
　まず、第１の課題について説明する。図１２は、キャパシタＣ１の等価直列インダクタＬ２および等価直列抵抗Ｒ４を付加した回路図である。なお、制御回路は図示していない。図１２を参照に、実施例３のキャパシタＣ１は、第１スイッチＳＷ１をオフする瞬間に第１スイッチＳＷ１両端電圧ＶＳＷ１の上昇を抑制する機能と、誘導性負荷Ｌ１の磁気エネルギーを電荷として蓄え回生する機能とを有する。第１スイッチＳＷ１両端の電圧ＶＳＷ１の上昇を抑制するだけであれば、キャパシタＣ１の容量値は小さくてもよいが、誘導性負荷Ｌ１の磁気エネルギーを電荷として蓄えるためには、大きな容量値であることが好ましい。そこで、キャパシタＣ１として容量値の大きな電解コンデンサを用いた場合、配線長が長くなり等価直列インダクタＬ２および等価直列抵抗Ｒ４が付加される。
　図１３（ａ）は、図１２の第１スイッチＳＷ１のオンオフ、図１３（ｂ）は、第１スイッチＳＷ１を流れる電流Ｉ１、第１スイッチＳＷ１両端の電圧ＶＳＷ１、図１３（ｃ）は、第１スイッチＳＷ１で消費される電力ＰＳＷ１を時間に対して示した図である。図１３（ｂ）および図１３（ｃ）の破線は、インダクタＬ２および抵抗Ｒ４を無視した場合の電圧ＶＳＷ１および電力ＰＳＷ１である。図１３（ａ）および図１３（ｂ）を参照に、第１スイッチＳＷ１がオンの間は、図１２の電流の経路ＩＡで電流Ｉ１が流れる。時間ｔ５において第１スイッチＳＷ１がオフすると、電流Ｉ１は減少し時間ｔ５２で０となる。図１２の電流の経路ＩＡは電流の経路ＩＢに切り替わる。このとき、抵抗Ｒ４の両端にはＶＲ４＝Ｒ４×ＩＢの電圧が発生する。また、インダクタＬ２の両端には、ＶＬ２＝－Ｌ２×ΔＩＢ／Δｔの電圧が発生する。ここで、Ｌ２はインダクタＬ２のインダクタンス、Ｒ４は抵抗Ｒ４の抵抗値、ＩＢはインダクタＬ２および抵抗Ｒ４を流れる電流値である。電圧ＶＲ４＋ＶＬ２が第１スイッチＳＷの両端に印加される。
　図１３（ｂ）を参照に、インダクタＬ２および抵抗Ｒ４が無視できる場合、電圧ＶＳＷ１は時間ｔ５から緩やかに増加するのに対し、インダクタＬ２および抵抗Ｒ４が無視できない場合、時間ｔ５とｔ５２の間で、電圧ＶＳＷ１は極大値を有する。よって、図１３（ｃ）を参照に、インダクタＬ２および抵抗Ｒ４が無視できない場合、消費電力ＰＳＷ１が大きくなってしまう。
　次に第２の課題について説明する。図１４（ａ）から図１４（ｃ）は、それぞれ第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２および第４スイッチＳＷ４のタイミングチャートである。図１４（ｄ）から図１４（ｆ）はそれぞれキャパシタＣ１両端の電圧Ｖｃ、第１スイッチＳＷ１の電流Ｉ１と電圧ＶＳＷ１、第１スイッチＳＷ１の消費電力ＰＳＷ１のタイミングチャートである。図１４（ａ）から図１４（ｃ）を参照に、実施例３において、通常、第１スイッチＳＷ１は第４スイッチＳＷ４がオフした時間ｔ３の後の時間ｔ５にオフし、第２スイッチＳＷ２は時間ｔ３の後の時間ｔ４にオンする（破線参照）。しかし、負荷が変動した場合、制御回路がオン／オフの周期を短くし、時間ｔ３の前の時間ｔ５１およびｔ４１にそれぞれ第１スイッチＳＷ１をオフおよび第２スイッチＳＷ２をオンする場合（実線参照）がある。
　図１４（ｄ）を参照に、第１スイッチＳＷ１が時間ｔ５にオフし第２スイッチＳＷ２が時間ｔ４にオンする場合、電圧Ｖｃは時間ｔ５において０であり、時間ｔ５以降徐々に大きくなる（破線参照）。一方、第１スイッチＳＷ１が時間ｔ５１にオフし第２スイッチＳＷ２が時間ｔ４１にオンする場合、電圧Ｖｃは、時間ｔ５１では０とならず、時間ｔ５１以降徐々に大きくなる（実線参照）。
　図１４（ｅ）を参照に、第１スイッチＳＷ１が時間ｔ５にオフし第２スイッチＳＷ２が時間ｔ４にオンする場合、電圧ＶＳＷ１は時間ｔ５では０で、時間ｔ５以降徐々に大きくなる（破線参照）。電流Ｉ１は、時間ｔ５３で０となる（不図示）。よって、図１４（ｆ）のように、時間ｔ５とｔ５３との間で消費電力ＰＳＷ１が生じる。一方、第１スイッチＳＷ１が時間ｔ５１にオフし第２スイッチＳＷ２が時間ｔ４１にオンする場合、電圧ＶＳＷ１は電圧Ｖｃの影響で時間ｔ５１以降急激に大きくなる（実線参照）。電流Ｉ１は、時間ｔ５１から減少し時間ｔ５２で０となる（実線参照）。よって、図１４（ｆ）のように、時間ｔ５１とｔ５２との間の消費電力ＰＳＷ１は破線より大きくなる（実線参照）。
　このように、キャパシタＣ１の放電が遅いと、第１スイッチＳＷ１等のオン期間が短くなった場合、キャパシタＣ１の放電が終了する前にキャパシタＣ１への充電が開始されてしまい、消費電力ＰＳＷ１が大きくなってしまう。
　消費電力ＰＳＷ１を抑制するためには、第４スイッチＳＷ４がオンの期間にキャパシタＣ１からの放電を早く行えばよい。すなわち、キャパシタＣ１の容量値を小さくすればよい。しかしながら、キャパシタＣ１の容量値を小さくすると、誘導性負荷Ｌ１の磁気エネルギーを電荷として十分蓄えることができず、回生効率が低下してしまう。実施例４は上記２つの課題を解決する。
　図１５は実施例４に係るスイッチ回路の回路図である、図１５を参照に、実施例３の図１２に加え、回路２２を有している。回路２２は、キャパシタＣ１に並列に接続された別のキャパシタＣ４と、キャパシタＣ１と別のキャパシタＣ４との間に接続されたダイオードＤ３とからなる。図１５の抵抗Ｒ５およびインダクタＬ３はそれぞれキャパシタＣ４の等価直列抵抗および等価直列インダクタを示している。
　ここで、キャパシタＣ１の容量値は、第１スイッチＳＷ１のオフ時間内に第１スイッチＳＷ１の両端電圧ＶＳＷ１を低く抑えられる値とする。抵抗Ｒ４およびインダクタＬ２は可能な限り小さいものを用いる。別のキャパシタＣ４の容量値は、誘導性負荷Ｌ１の磁気エネルギーを吸収できるような値とする。
　このように、実施例４ではキャパシタＣ１が有していた２つの機能を、キャパシタＣ１と別のキャパシタＣ４とに分割させる。すなわち、第１スイッチＳＷ１の両端電圧ＶＳＷ１の上昇を抑制する機能をキャパシタＣ１に、誘導性負荷Ｌ１の磁気エネルギーを電荷として蓄え回生する機能を別のキャパシタＣ４に持たせる。
　以下、キャパシタＣ１およびＣ４の役割について説明する。図１５を参照に、第１スイッチＳＷ１がオフし始めると、誘導性負荷Ｌ１を流れる電流は第１スイッチＳＷ１を流れる経路ＩＡから、第２スイッチＳＷ２を流れキャパシタＣ１を充電させる経路ＩＢに切り換わる。キャパシタＣ１の両端の電圧ＶｃがダイオードＤ３のオン電圧を越えると、経路ＩＣにも電流が流れキャパシタＣ４が充電される。ここで、第１スイッチＳＷ１が完全にオフした後に電圧ＶｃがダイオードＤ３のオン電圧を越えるようにキャパシタＣ１の容量値を設定する。これにより、第１スイッチＳＷ１の両端電圧ＶＳＷ１を小さくすることができ、消費電力ＰＳＷ１を抑えることができる。
　キャパシタＣ１が小さくてすむため、キャパシタＣ１としてチップコンデンサを用いることができる。チップコンデンサは、電解コンデンサのようなリードがないため、等価直列抵抗Ｒ４および等価直列インダクタＬ２を小さくすることができる。これにより、上記第１の課題を解決することができる。なお、別のキャパシタＣ４が大きな等価直列抵抗および等価直列インダクタを有したとしても、キャパシタＣ４が充電されるのが第１スイッチＳＷ１が完全にオフした後であるため、等価直列抵抗Ｒ５および等価直列インダクタＬ３が影響することはない。
　図１６を参照に、キャパシタＣ１およびＣ４に蓄積された電荷を回生させる際は、第３スイッチＳＷ３がオンすることで、経路ＩＤ、ＩＥから経路ＩＦを介し電流が流れる。その後、第４スイッチＳＷ４がオンし、キャパシタＣ１が放電する。ここで、実施例３に比べキャパシタＣ１の容量値を小さくできるため、第４スイッチＳＷ４の放電時の損失を小さくできる。また。キャパシタＣ４の充電された電荷はダイオードＤ３により逆流しない。このため、容量値の小さなキャパシタＣ１のみ放電させればよい。よって、図１４（ｄ）の破線のように、キャパシタＣ１の放電時間を短くできる。このように、第２の課題を解決することができる。
　以上、本発明の好ましい実施例について詳述したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形・変更が可能である。

Claims (13)

  1. 　直流電源の一端に一端が接続された誘導性負荷の他端と前記直流電源の他端との間に接続されるべき第１スイッチと、
    　前記誘導性負荷の前記他端と前記直流電源の前記他端との間に前記第１スイッチと並列に設けられたキャパシタと、
    　前記誘導性負荷の前記他端と前記キャパシタとを接続する第２スイッチと、
    　前記キャパシタの前記誘導性負荷側の一端を前記誘導性負荷の前記一端に前記第２スイッチと並列に接続する第３スイッチと、
    　前記第１スイッチがオフする前に前記第２スイッチをオンさせ、前記第１スイッチがオフした後オンする前に前記第２スイッチをオフさせる制御回路と、を具備することを特徴とするスイッチ回路。
  2. 　前記直流電源の前記一端と前記キャパシタの前記一端との間に設けられた前記誘導性負荷であるインダクタを具備することを特徴とする請求項１記載のスイッチ回路。
  3. 　前記制御回路は、前記第１スイッチをオフさせる前に前記第３スイッチをオフさせることを特徴とする請求項１または２記載のスイッチ回路。
  4. 　前記キャパシタの容量値は、前記キャパシタ両端の電圧が前記直流電源の電圧より高くなるような容量値であることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項記載のスイッチ回路。
  5. 　前記第２スイッチおよび前記第３スイッチがオフの期間に、前記キャパシタに蓄えられた電荷を放電する放電回路を具備することを特徴とする請求項１から４のいずれか一項記載のスイッチ回路。
  6. 　前記放電回路は、前記キャパシタに並列に接続された第４スイッチまたは抵抗であることを特徴とする請求項５記載のスイッチ回路。
  7. 　前記直流電源の前記一端と前記誘導性負荷の前記一端との間に設けられ、前記第３スイッチがオンの期間に、前記キャパシタから前記直流電源への電荷の逆流を抑制する第５スイッチを具備することを特徴とする請求項１から６のいずれか一項記載のスイッチ回路。
  8. 　前記第２スイッチと直列に設けられ、前記第２スイッチがオンの期間に、前記キャパシタに蓄えられた電荷の前記誘導性負荷への逆流を抑制する第６スイッチを具備することを特徴とする請求項１から７のいずれか一項記載のスイッチ回路。
  9. 　前記第２スイッチは寄生ダイオードを有し、
    　前記第６スイッチは、前記第２スイッチと直列に前記寄生ダイオードと逆向きに接続されたダイオードであることを特徴とする請求項８記載のスイッチ回路。
  10. 　前記第３スイッチと直列に設けられ、前記第３スイッチがオンの期間に、前記直流電源から前記キャパシタへの電荷の逆流を抑制する第７スイッチを具備することを特徴とする請求項１から９のいずれか一項記載のスイッチ回路。
  11. 　前記第３スイッチは寄生ダイオードを有し、
    　前記第７スイッチは、前記第３スイッチと直列に前記寄生ダイオードと逆向きに接続されたダイオードであることを特徴とする請求項１０記載のスイッチ回路。
  12. 　前記キャパシタに並列に接続され前記キャパシタより容量値の大きな別のキャパシタと、
    　前記キャパシタに蓄えられた電荷を放電した際に、前記別のキャパシタに蓄えられた電荷の前記キャパシタへの逆流を抑制する第８スイッチと、
    　を具備することを特徴とする請求項５記載のスイッチ回路。
  13. 　前記キャパシタはチップコンデンサであることを特徴とする請求項１２記載のスイッチ回路。

    　
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