JPH0879120A - 復調装置 - Google Patents
復調装置Info
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- JPH0879120A JPH0879120A JP20690794A JP20690794A JPH0879120A JP H0879120 A JPH0879120 A JP H0879120A JP 20690794 A JP20690794 A JP 20690794A JP 20690794 A JP20690794 A JP 20690794A JP H0879120 A JPH0879120 A JP H0879120A
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- Japan
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- signal
- circuit
- frequency
- carrier wave
- carrier
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 周波数検波もしくは位相検波を用いた復調装
置に関し、リニアライザを用いずに歪を軽減するととも
に、通信効率の優れた復調器を提供すること。 【構成】 455kHzの中間周波信号を452kHzの第２局部発
振周波数Ｆと混合することによって、３kHz の周波数に
変換し、アクティブ帯域通過フィルタ11によって搬送波
のみを抽出する。そして、第２局部発振周波数Ｆと混合
してセラミック帯域通過フィルタ13を通すことによっ
て、再び455kHzの搬送波を生成し、この搬送波を搬送波
アンプ14で増幅して、もとの中間周波信号に注入するこ
とによって、変調指数の小さな中間周波信号を得る。
置に関し、リニアライザを用いずに歪を軽減するととも
に、通信効率の優れた復調器を提供すること。 【構成】 455kHzの中間周波信号を452kHzの第２局部発
振周波数Ｆと混合することによって、３kHz の周波数に
変換し、アクティブ帯域通過フィルタ11によって搬送波
のみを抽出する。そして、第２局部発振周波数Ｆと混合
してセラミック帯域通過フィルタ13を通すことによっ
て、再び455kHzの搬送波を生成し、この搬送波を搬送波
アンプ14で増幅して、もとの中間周波信号に注入するこ
とによって、変調指数の小さな中間周波信号を得る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は復調装置に関するもので
ある。
ある。
【０００２】
【従来の技術】従来、振幅変調された信号は、フェージ
ングによって生じる振幅歪の影響が大きいので、移動体
の通信には不向きとされていた。しかし、近年、振幅変
調の一種であるＳＳＢ（Single Side Band) 信号の復調
にあたって、ＦＭ信号の場合と同様にリミッタを適用す
ることによってフェージングを除去できるとともに、必
要な帯域幅がＳＳＢ信号の場合と同様に狭くてよい方式
としてＲＺＳＳＢ（Real Zero SSB ）方式が提案されて
いる。ＲＺＳＳＢ方式には以下の特徴がある。 (1) 必要な周波数帯域幅は情報帯域幅にほぼ等しい。 (2) フェージング等による振幅歪はリミッタで除去でき
るので、従来のAGC 回路が不要になる。 (3) 従来のＳＳＢ通信機よりも回路構成が簡単である。 また、ＦＭ方式と比較して、 (4) 復調信号の周波数特性が優れている。 (5) スペクトラム利用率が高い。
ングによって生じる振幅歪の影響が大きいので、移動体
の通信には不向きとされていた。しかし、近年、振幅変
調の一種であるＳＳＢ（Single Side Band) 信号の復調
にあたって、ＦＭ信号の場合と同様にリミッタを適用す
ることによってフェージングを除去できるとともに、必
要な帯域幅がＳＳＢ信号の場合と同様に狭くてよい方式
としてＲＺＳＳＢ（Real Zero SSB ）方式が提案されて
いる。ＲＺＳＳＢ方式には以下の特徴がある。 (1) 必要な周波数帯域幅は情報帯域幅にほぼ等しい。 (2) フェージング等による振幅歪はリミッタで除去でき
るので、従来のAGC 回路が不要になる。 (3) 従来のＳＳＢ通信機よりも回路構成が簡単である。 また、ＦＭ方式と比較して、 (4) 復調信号の周波数特性が優れている。 (5) スペクトラム利用率が高い。
【０００３】しかし、従来のＲＺＳＳＢ信号を復調する
場合には、周波数検波した出力に、２次以上の歪が含ま
れているため、この歪を除去するためには、2 次以上の
歪を除去できる高度なリニアライザを必要とする。この
ためのリニアライザとしては、ヒルベルト変換器あるい
は全域通過フィルタを用いたものがある。以下に、従来
のＲＺＳＳＢ受信機の例を説明する。周波数選択回路に
て選択された入力信号は、リミッタによって振幅制限さ
れ、ＦＭ検波回路にて復調され、リニアライザで歪成分
を除去される。このような構成によれば、リミッタによ
って振幅制限するので雑音やフェージングの影響の少な
い復調信号を得ることができる。この復調信号に含まれ
ている歪をリニアライザで除去することによって、ＳＳ
ＢとＦＭの両方の利点を兼ね備えた復調が可能となるの
である。
場合には、周波数検波した出力に、２次以上の歪が含ま
れているため、この歪を除去するためには、2 次以上の
歪を除去できる高度なリニアライザを必要とする。この
ためのリニアライザとしては、ヒルベルト変換器あるい
は全域通過フィルタを用いたものがある。以下に、従来
のＲＺＳＳＢ受信機の例を説明する。周波数選択回路に
て選択された入力信号は、リミッタによって振幅制限さ
れ、ＦＭ検波回路にて復調され、リニアライザで歪成分
を除去される。このような構成によれば、リミッタによ
って振幅制限するので雑音やフェージングの影響の少な
い復調信号を得ることができる。この復調信号に含まれ
ている歪をリニアライザで除去することによって、ＳＳ
ＢとＦＭの両方の利点を兼ね備えた復調が可能となるの
である。
【０００４】しかし、前記リニアライザは、通常はヒル
ベルト変換器あるいは全域通過フィルタを用いて構成さ
れるので、回路構成が大規模になって高価になるととも
に、消費電力が多くなるという問題があった。このよう
な事情から、リニアライザが無くても、歪を低減するこ
とのできる復調回路が要求されている。
ベルト変換器あるいは全域通過フィルタを用いて構成さ
れるので、回路構成が大規模になって高価になるととも
に、消費電力が多くなるという問題があった。このよう
な事情から、リニアライザが無くても、歪を低減するこ
とのできる復調回路が要求されている。
【０００５】そこで、以下において、復調信号の歪に対
する搬送波のレベルの影響を検討してみる。帯域制限さ
れた信号をg(t)、そのヒルベルト変換をg#(t) とする
と、前記リミッタへの入力信号である全搬送波ＳＳＢの
ＬＳＢ信号S(t)は、 S(t)＝Ac[(1 ＋Ｍ・g(t)) ・cos(ωc t)＋Ｍ・g#(t) ・
sin(ωc t)] と表される。ここで、Ac, ωc は搬送波の振幅と角周波
数を表し、Ｍは変調指数を表している。ただし、０≦Ｍ
＜１ 上記信号S(t)をリミッタを通した後ＦＭ復調して積分す
ると、以下の信号V(t)が得られる。 V(t)＝Ｍ・g#(t)−Ｍ2 ・g(t)・g#(t)＋Ｍ3 ［ g2(t)・
g#(t) − g#3(t)/3 ］＋Ｏ( Ｍ4 ) ここで、Ｏ( Ｍ4 ) は、４次以上の歪の総和を示す。
する搬送波のレベルの影響を検討してみる。帯域制限さ
れた信号をg(t)、そのヒルベルト変換をg#(t) とする
と、前記リミッタへの入力信号である全搬送波ＳＳＢの
ＬＳＢ信号S(t)は、 S(t)＝Ac[(1 ＋Ｍ・g(t)) ・cos(ωc t)＋Ｍ・g#(t) ・
sin(ωc t)] と表される。ここで、Ac, ωc は搬送波の振幅と角周波
数を表し、Ｍは変調指数を表している。ただし、０≦Ｍ
＜１ 上記信号S(t)をリミッタを通した後ＦＭ復調して積分す
ると、以下の信号V(t)が得られる。 V(t)＝Ｍ・g#(t)−Ｍ2 ・g(t)・g#(t)＋Ｍ3 ［ g2(t)・
g#(t) − g#3(t)/3 ］＋Ｏ( Ｍ4 ) ここで、Ｏ( Ｍ4 ) は、４次以上の歪の総和を示す。
【０００６】上記信号V(t)によれば、２次の歪は変調指
数Ｍの２乗に比例し、３次の歪は変調指数Ｍの３乗に比
例している。よって、変調指数Ｍ（０≦Ｍ＜１）を１／
２にすれば、２次の歪は１／４に、３次の歪は１／８に
軽減されるのである。
数Ｍの２乗に比例し、３次の歪は変調指数Ｍの３乗に比
例している。よって、変調指数Ｍ（０≦Ｍ＜１）を１／
２にすれば、２次の歪は１／４に、３次の歪は１／８に
軽減されるのである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】以上のことから、搬送
波のレベルを強くすれば変調指数が小さくなり、リニア
ライザを用いなくても、歪を軽減できることがわかる。
しかし、送信側で搬送波のレベルを強くすると通信効率
が下がり、また、他のＲＺＳＳＢとのコンパチビリティ
が悪くなるという問題がある。そこで、通信効率を下げ
ることなく、搬送波のレベルを強くする技術として、前
記入力信号に含まれる搬送波に同期して発振するＰＬＬ
発振回路を利用して、充分なレベルの搬送波を再生し、
再生した搬送波を前記リミッタに注入するように構成し
たものが、JARLニュース(1993 年８月号， P72〜 P73）
等の文献に紹介されている。このようにして、別途設け
たＰＬＬ発振回路を、抽出した搬送波に同期させて発振
させる場合には、変調によって影響をうけたり、フェー
ジング等で搬送波が弱くなったりして、同期が不安定に
なりやすいという問題がある。
波のレベルを強くすれば変調指数が小さくなり、リニア
ライザを用いなくても、歪を軽減できることがわかる。
しかし、送信側で搬送波のレベルを強くすると通信効率
が下がり、また、他のＲＺＳＳＢとのコンパチビリティ
が悪くなるという問題がある。そこで、通信効率を下げ
ることなく、搬送波のレベルを強くする技術として、前
記入力信号に含まれる搬送波に同期して発振するＰＬＬ
発振回路を利用して、充分なレベルの搬送波を再生し、
再生した搬送波を前記リミッタに注入するように構成し
たものが、JARLニュース(1993 年８月号， P72〜 P73）
等の文献に紹介されている。このようにして、別途設け
たＰＬＬ発振回路を、抽出した搬送波に同期させて発振
させる場合には、変調によって影響をうけたり、フェー
ジング等で搬送波が弱くなったりして、同期が不安定に
なりやすいという問題がある。
【０００８】そこで、本発明においては、リニアライザ
を用いずに歪を軽減するとともに、通信効率の優れた復
調器を提供することを目的としている。
を用いずに歪を軽減するとともに、通信効率の優れた復
調器を提供することを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】請求項１の復調装置で
は、入力信号である抑圧搬送波−単側波帯信号もしくは
全搬送波−単側波帯信号を周波数検波もしくは位相検波
して復調信号を得る復調装置において、前記入力信号か
ら搬送波を抽出する抽出回路と、抽出された搬送波を増
幅する増幅回路と、増幅された搬送波を前記入力信号に
注入して強調された搬送波を持つ単側波帯信号を生成す
る混合回路とを備えることによって、強調された搬送波
を持つ単側波帯信号を周波数検波もしくは位相検波して
復調信号を得るように構成したものである。
は、入力信号である抑圧搬送波−単側波帯信号もしくは
全搬送波−単側波帯信号を周波数検波もしくは位相検波
して復調信号を得る復調装置において、前記入力信号か
ら搬送波を抽出する抽出回路と、抽出された搬送波を増
幅する増幅回路と、増幅された搬送波を前記入力信号に
注入して強調された搬送波を持つ単側波帯信号を生成す
る混合回路とを備えることによって、強調された搬送波
を持つ単側波帯信号を周波数検波もしくは位相検波して
復調信号を得るように構成したものである。
【００１０】請求項２の抽出回路は、入力信号を周波数
の低い信号に変換する第１周波数変換回路と、前記周波
数の低い信号の搬送波のみを選択的に通過させる狭帯域
の第１帯域通過フィルタと、通過した搬送波を前記入力
信号と同じ周波数に変換する第２周波数変換回路と、前
記第２周波数変換回路から出力された信号の搬送波のみ
を選択的に通過させる第２帯域通過フィルタとを備えた
ものである。
の低い信号に変換する第１周波数変換回路と、前記周波
数の低い信号の搬送波のみを選択的に通過させる狭帯域
の第１帯域通過フィルタと、通過した搬送波を前記入力
信号と同じ周波数に変換する第２周波数変換回路と、前
記第２周波数変換回路から出力された信号の搬送波のみ
を選択的に通過させる第２帯域通過フィルタとを備えた
ものである。
【００１１】
【作用】請求項１によれば、上記手段を講じたので、入
力された抑圧搬送波−単側波帯信号もしくは全搬送波−
単側波帯信号から、抽出回路によって搬送波を抽出し、
その搬送波を増幅回路で増幅する。そして、混合回路に
よって、増幅された搬送波を再び入力信号に注入するの
で、搬送波のレベルの高い状態となり、変調指数が小さ
い状態となる。よって、高次の歪が軽減されるのであ
る。
力された抑圧搬送波−単側波帯信号もしくは全搬送波−
単側波帯信号から、抽出回路によって搬送波を抽出し、
その搬送波を増幅回路で増幅する。そして、混合回路に
よって、増幅された搬送波を再び入力信号に注入するの
で、搬送波のレベルの高い状態となり、変調指数が小さ
い状態となる。よって、高次の歪が軽減されるのであ
る。
【００１２】請求項２によれば、上記手段を講じたの
で、抽出回路においては、第１周波数変換回路にて、入
力信号を周波数の低い信号に変換することにより、搬送
波と側波帯信号との周波数比が拡大されるので、狭帯域
の第１帯域通過フィルタによって前記周波数の低い信号
の搬送波のみを選択的に通過させて抽出することができ
る。そして、第２周波数変換回路にて、抽出した搬送波
を前記入力信号と同じ周波数に変換して第２帯域通過フ
ィルタを通過させることによって、前記入力信号から搬
送波のみが抽出されるのである。このときの第２帯域通
過フィルタにおいては、前記入力信号と同じ周波数に変
換された搬送波以外の周波数成分は、前記搬送波と周波
数が大きく異なっているので、当該第２帯域通過フィル
タの通過帯域外となり、通過することはできない。この
ようにして、搬送波のみが抽出されるのである。
で、抽出回路においては、第１周波数変換回路にて、入
力信号を周波数の低い信号に変換することにより、搬送
波と側波帯信号との周波数比が拡大されるので、狭帯域
の第１帯域通過フィルタによって前記周波数の低い信号
の搬送波のみを選択的に通過させて抽出することができ
る。そして、第２周波数変換回路にて、抽出した搬送波
を前記入力信号と同じ周波数に変換して第２帯域通過フ
ィルタを通過させることによって、前記入力信号から搬
送波のみが抽出されるのである。このときの第２帯域通
過フィルタにおいては、前記入力信号と同じ周波数に変
換された搬送波以外の周波数成分は、前記搬送波と周波
数が大きく異なっているので、当該第２帯域通過フィル
タの通過帯域外となり、通過することはできない。この
ようにして、搬送波のみが抽出されるのである。
【００１３】
【実施例】以下に、本発明にかかる復調装置を、その実
施例を示した図面に基づいて詳細に説明する。
施例を示した図面に基づいて詳細に説明する。
【００１４】本発明にかかる復調装置１Ａのブロック図
を示した図１において、２Ａは第１局部発振回路、３Ａ
は第１ミキサ、15は狭帯域通過フィルタ、16は搬送波ア
ンプ、17は注入回路、７Ａはリミッタ、８Ａは周波数検
波回路である。なお、周波数検波回路８Ａに代えて位相
検波回路を用いることもできる。前記狭帯域通過フィル
タ15は、455kHzの搬送波のみを抽出するために急峻な特
性が必要である。なお、狭帯域通過フィルタ15は抽出回
路に、搬送波アンプ16は増幅回路に、注入回路17は混合
回路に、それぞれ対応している。
を示した図１において、２Ａは第１局部発振回路、３Ａ
は第１ミキサ、15は狭帯域通過フィルタ、16は搬送波ア
ンプ、17は注入回路、７Ａはリミッタ、８Ａは周波数検
波回路である。なお、周波数検波回路８Ａに代えて位相
検波回路を用いることもできる。前記狭帯域通過フィル
タ15は、455kHzの搬送波のみを抽出するために急峻な特
性が必要である。なお、狭帯域通過フィルタ15は抽出回
路に、搬送波アンプ16は増幅回路に、注入回路17は混合
回路に、それぞれ対応している。
【００１５】搬送波と単側波信号とから構成されたＳＳ
Ｂ信号である入力信号は、第１局部発振回路２Ａと第１
ミキサ３Ａとによって中間周波数に変換され、狭帯域通
過フィルタ15によって搬送波のみを抽出し、抽出した搬
送波を搬送波アンプ16で増幅する。そして、注入回路17
によって、増幅された搬送波を入力信号に注入するの
で、搬送波のレベルが強調された状態となり、変調指数
が小さい状態となっている。よって、周波数検波回路８
Ａで復調すると、リニアライザを用いなくても高次の歪
が軽減されるのである。加えて、リミッタ７Ａと周波数
検波回路８Ａとを備えているので、ＲＺＳＳＢ方式と同
様にフェージング等の影響を排除することもできる。
Ｂ信号である入力信号は、第１局部発振回路２Ａと第１
ミキサ３Ａとによって中間周波数に変換され、狭帯域通
過フィルタ15によって搬送波のみを抽出し、抽出した搬
送波を搬送波アンプ16で増幅する。そして、注入回路17
によって、増幅された搬送波を入力信号に注入するの
で、搬送波のレベルが強調された状態となり、変調指数
が小さい状態となっている。よって、周波数検波回路８
Ａで復調すると、リニアライザを用いなくても高次の歪
が軽減されるのである。加えて、リミッタ７Ａと周波数
検波回路８Ａとを備えているので、ＲＺＳＳＢ方式と同
様にフェージング等の影響を排除することもできる。
【００１６】別実施例の復調装置１Ｂのブロック図を図
２に示した。この図２において、２Ｂは第１局部発振回
路、３Ｂは第１ミキサ、４は中間周波数フィルタ、５は
バッファ、６は注入回路、７Ｂはリミッタ、８Ｂは周波
数検波回路である。なお、周波数検波回路８Ｂに代えて
位相検波回路を用いることもできる。また、９は452kHz
の第２局部発振回路、10は第２ミキサ、11は３kHz のア
クティブ帯域通過フィルタ、12は第３ミキサ、13は455k
Hzのセラミック帯域通過フィルタ、14は搬送波アンプで
ある。なお、前記第２局部発振回路９〜搬送波アンプ14
までの詳細な回路例を図３に示した。
２に示した。この図２において、２Ｂは第１局部発振回
路、３Ｂは第１ミキサ、４は中間周波数フィルタ、５は
バッファ、６は注入回路、７Ｂはリミッタ、８Ｂは周波
数検波回路である。なお、周波数検波回路８Ｂに代えて
位相検波回路を用いることもできる。また、９は452kHz
の第２局部発振回路、10は第２ミキサ、11は３kHz のア
クティブ帯域通過フィルタ、12は第３ミキサ、13は455k
Hzのセラミック帯域通過フィルタ、14は搬送波アンプで
ある。なお、前記第２局部発振回路９〜搬送波アンプ14
までの詳細な回路例を図３に示した。
【００１７】なお、搬送波アンプ14は増幅回路に、注入
回路６は混合回路に、アクティブ帯域通過フィルタ11は
第１帯域通過フィルタに、セラミック帯域通過フィルタ
13は第２帯域通過フィルタに、第２局部発振回路9 と第
２ミキサ10は第１周波数変換回路に、第２局部発振回路
9 と第３ミキサ12は第２周波数変換回路に、それぞれ対
応している。
回路６は混合回路に、アクティブ帯域通過フィルタ11は
第１帯域通過フィルタに、セラミック帯域通過フィルタ
13は第２帯域通過フィルタに、第２局部発振回路9 と第
２ミキサ10は第１周波数変換回路に、第２局部発振回路
9 と第３ミキサ12は第２周波数変換回路に、それぞれ対
応している。
【００１８】入力信号Ｓ１は、図４のＡに示すように、
搬送波Ａ１と単側波信号Ａ２とから構成されたＳＳＢ信
号である。第１ミキサ３においては、この入力信号と45
5kHzの周波数差の局部発振周波数とを混合することによ
って、455kHzを搬送波とする中間周波信号Ｓ２が生成さ
れる。前記中間周波数フィルタ４によって中間周波数波
信号Ｓ２を選択し、第２ミキサ10においては、前記中間
周波数信号Ｓ２に452kHzの第２局部発振周波数Ｆを混合
すると、両者の周波数の差である３kHz を搬送波とする
第２中間周波信号Ｓ３が生成される。前記アクティブ帯
域通過フィルタ11においては、図４のＢに示すように、
第２中間周波信号Ｓ３の搬送波のみを選択し、第３ミキ
サ12において、前記搬送波と前記第２局部発振周波数Ｆ
を混合することによって、両者の周波数の和である455k
Hzの搬送波Ｓ４が生成される。
搬送波Ａ１と単側波信号Ａ２とから構成されたＳＳＢ信
号である。第１ミキサ３においては、この入力信号と45
5kHzの周波数差の局部発振周波数とを混合することによ
って、455kHzを搬送波とする中間周波信号Ｓ２が生成さ
れる。前記中間周波数フィルタ４によって中間周波数波
信号Ｓ２を選択し、第２ミキサ10においては、前記中間
周波数信号Ｓ２に452kHzの第２局部発振周波数Ｆを混合
すると、両者の周波数の差である３kHz を搬送波とする
第２中間周波信号Ｓ３が生成される。前記アクティブ帯
域通過フィルタ11においては、図４のＢに示すように、
第２中間周波信号Ｓ３の搬送波のみを選択し、第３ミキ
サ12において、前記搬送波と前記第２局部発振周波数Ｆ
を混合することによって、両者の周波数の和である455k
Hzの搬送波Ｓ４が生成される。
【００１９】前記セラミック帯域通過フィルタ13におい
ては、図４のＣに示すように、455kHzの搬送波Ｓ４のみ
を選択する。この搬送波Ｓ４を、図４のＤに示すよう
に、前記搬送波アンプ14によって所望のレベルまで増幅
し、前記注入回路６にて、バッファ５から出力される中
間周波数波信号Ｓ２と加算して、図４のＥに示すよう
に、搬送波レベルが高く強調された第１中間周波信号Ｓ
５を得る。この強調された搬送波を持つ第１中間周波信
号Ｓ５は、前記第１中間周波信号Ｓ２より変調指数が小
さいので、前記周波数検波回路８Ｂにて復調すると、高
次の歪が軽減された復調信号を得ることができるのであ
る。また、周波数検波回路８Ｂとリミッタ７Ｂを備えて
いるので、ＲＺＳＳＢ方式と同様にフェージング等の影
響を排除することもできる。
ては、図４のＣに示すように、455kHzの搬送波Ｓ４のみ
を選択する。この搬送波Ｓ４を、図４のＤに示すよう
に、前記搬送波アンプ14によって所望のレベルまで増幅
し、前記注入回路６にて、バッファ５から出力される中
間周波数波信号Ｓ２と加算して、図４のＥに示すよう
に、搬送波レベルが高く強調された第１中間周波信号Ｓ
５を得る。この強調された搬送波を持つ第１中間周波信
号Ｓ５は、前記第１中間周波信号Ｓ２より変調指数が小
さいので、前記周波数検波回路８Ｂにて復調すると、高
次の歪が軽減された復調信号を得ることができるのであ
る。また、周波数検波回路８Ｂとリミッタ７Ｂを備えて
いるので、ＲＺＳＳＢ方式と同様にフェージング等の影
響を排除することもできる。
【００２０】図３において、第２局部発振回路９は452k
Hzの第２局部発振周波数Ｆを出力する。そして、第２ミ
キサ10においては、455kHzの中間周波数波信号Ｓ２と混
合することによって、両者の差の３kHz に周波数が変換
された搬送波が含まれている。このとき、搬送波と単側
波帯信号との周波数の比が実質的に拡大するので、後段
のフィルタによって選択しやすい状態となっている。図
３に示したアクティブ帯域通過フィルタ11は、急峻なカ
ットオフ特性であるので、搬送波のみを抽出することが
できる。アクティブ帯域通過フィルタ11の特性の一例を
図５に示した。この搬送波を搬送波アンプ14において20
ｄＢ増幅する。よって、搬送波レベルの高い第１中間周
波信号Ｓ６の変調指数は、0.01となり、20ｄＢの歪の改
善がなされるのである。
Hzの第２局部発振周波数Ｆを出力する。そして、第２ミ
キサ10においては、455kHzの中間周波数波信号Ｓ２と混
合することによって、両者の差の３kHz に周波数が変換
された搬送波が含まれている。このとき、搬送波と単側
波帯信号との周波数の比が実質的に拡大するので、後段
のフィルタによって選択しやすい状態となっている。図
３に示したアクティブ帯域通過フィルタ11は、急峻なカ
ットオフ特性であるので、搬送波のみを抽出することが
できる。アクティブ帯域通過フィルタ11の特性の一例を
図５に示した。この搬送波を搬送波アンプ14において20
ｄＢ増幅する。よって、搬送波レベルの高い第１中間周
波信号Ｓ６の変調指数は、0.01となり、20ｄＢの歪の改
善がなされるのである。
【００２１】
【発明の効果】このようにして、本発明の請求項１の復
調装置によれば、リミッタと周波数検波もしくは位相検
波を適用することにより、ＲＺＳＳＢ方式と同様にフェ
ージングの影響を受けにくい等の効果が得られるととも
に、搬送波のレベルを増大させることによって変調指数
を小さくするので、２次以上の高次の歪を軽減すること
ができるのである。よって、リニアライザを用いなくて
も高品質の復調回路を簡単な構成即ち低コストでコンパ
クトに提供できるという効果が得られる。また、請求項
２によれば、低い周波数に変換した状態で搬送波を抽出
するので、より精度よく抽出することができ、リニアラ
イザを用いなくても高品質の復調回路を簡単な構成即ち
低コストでコンパクトに提供できるという効果が得られ
るのである。
調装置によれば、リミッタと周波数検波もしくは位相検
波を適用することにより、ＲＺＳＳＢ方式と同様にフェ
ージングの影響を受けにくい等の効果が得られるととも
に、搬送波のレベルを増大させることによって変調指数
を小さくするので、２次以上の高次の歪を軽減すること
ができるのである。よって、リニアライザを用いなくて
も高品質の復調回路を簡単な構成即ち低コストでコンパ
クトに提供できるという効果が得られる。また、請求項
２によれば、低い周波数に変換した状態で搬送波を抽出
するので、より精度よく抽出することができ、リニアラ
イザを用いなくても高品質の復調回路を簡単な構成即ち
低コストでコンパクトに提供できるという効果が得られ
るのである。
【図１】本発明にかかる復調装置の実施例のブロック図
である。
である。
【図２】別実施例のブロック図である。
【図３】図２の実施例の要部の詳細回路図である。
【図４】図２の実施例の各部における信号の周波数スペ
クトル図である。
クトル図である。
【図５】図３におけるアクティブ帯域通過フィルタの一
例の特性図である。
例の特性図である。
１Ａ，１Ｂ 復調装置 ２Ａ，２Ｂ 第１局部発振回路 ３Ａ，３Ｂ 第１ミキサ ４ 中間周波数フィルタ ５ バッファ ６ 注入回路 ７Ａ，７Ｂ リミッタ ８Ａ，８Ｂ 周波数検波回路 ９ 第２局部発振回路 10 第２ミキサ 11 アクティブ帯域通過フィルタ（第１帯域通過フィル
タ） 12 第３ミキサ 13 セラミック帯域通過フィルタ（第２帯域通過フィル
タ） 14 搬送波アンプ（増幅回路） 15 狭帯域通過フィルタ（抽出回路） 16 搬送波アンプ（増幅回路） 17 注入回路（混合回路） 9,10,11,12,13 抽出回路 9,10 第１周波数変換回路 9,12 第２周波数変換回路
タ） 12 第３ミキサ 13 セラミック帯域通過フィルタ（第２帯域通過フィル
タ） 14 搬送波アンプ（増幅回路） 15 狭帯域通過フィルタ（抽出回路） 16 搬送波アンプ（増幅回路） 17 注入回路（混合回路） 9,10,11,12,13 抽出回路 9,10 第１周波数変換回路 9,12 第２周波数変換回路
Claims (2)
- 【請求項１】入力信号である抑圧搬送波−単側波帯信号
もしくは全搬送波−単側波帯信号を周波数検波もしくは
位相検波して復調信号を得る復調装置において、前記入
力信号から搬送波を抽出する抽出回路と、抽出された搬
送波を増幅する増幅回路と、増幅された搬送波を前記入
力信号に注入して強調された搬送波を持つ単側波帯信号
を生成する混合回路とを備え、強調された搬送波を持つ
単側波帯信号を周波数検波もしくは位相検波して復調信
号を得るように構成されたことを特徴とする復調装置。 - 【請求項２】前記抽出回路は、入力信号を周波数の低い
信号に変換する第１周波数変換回路と、前記周波数の低
い信号の搬送波のみを選択的に通過させる狭帯域の第１
帯域通過フィルタと、通過した搬送波を前記入力信号と
同じ周波数に変換する第２周波数変換回路と、前記第２
周波数変換回路から出力された信号の搬送波のみを選択
的に通過させる第２帯域通過フィルタとを備えているこ
とを特徴とする請求項１に記載の復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20690794A JPH0879120A (ja) | 1994-08-31 | 1994-08-31 | 復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20690794A JPH0879120A (ja) | 1994-08-31 | 1994-08-31 | 復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0879120A true JPH0879120A (ja) | 1996-03-22 |
Family
ID=16531051
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20690794A Pending JPH0879120A (ja) | 1994-08-31 | 1994-08-31 | 復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0879120A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5999574A (en) * | 1996-03-29 | 1999-12-07 | Icom Incorporated | Digital filter system, carrier reproduction circuit using the digital filter system, and demodulation circuit using the carrier reproduction circuit |
-
1994
- 1994-08-31 JP JP20690794A patent/JPH0879120A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5999574A (en) * | 1996-03-29 | 1999-12-07 | Icom Incorporated | Digital filter system, carrier reproduction circuit using the digital filter system, and demodulation circuit using the carrier reproduction circuit |
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