JP4166692B2

JP4166692B2 - ノイズリダクション装置およびキャリア再生装置

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Publication number: JP4166692B2
Application number: JP2003518074A
Authority: JP
Inventors: 忠雄杉田
Original assignee: 忠雄杉田
Priority date: 2001-07-30
Filing date: 2002-07-30
Publication date: 2008-10-15
Anticipated expiration: 2022-07-30
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Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アナログ、デジタル伝送全般に使用し得るノイズリダクション装置およびキャリア再生装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ノイズリダクション効果を有する通信方式としてスペクトラム拡散（ＳＳ：Spread Spectrum ）通信方式が知られている。この方式は、その名の示すとおり、周波数スペクトラムを広げて送信する方式である。伝送系の一般的な構成としては、ベースバンド信号を拡散信号で変調して送信し、受信側では、受信信号を再度送信側と同一の拡散信号で変調（逆拡散変調と言う）し、得られた信号をローパスフィルタに通してベースバンド信号を復調する。スペクトラム拡散通信方式については、例えば、山内著、「スペクトラム拡散通信」東京電機大学出版局より1994年11月刊行等を参照されたい。
【０００３】
この通信方式によるノイズリダクション効果（Ｓ／Ｎ改善効果）は、拡散信号の拡散率に等しく、拡散率が１００倍であれば４０ｄＢという多大なＳ／Ｎ改善効果が得られる（「電波による無線データ伝送技術」ＣＱ出版株式会社より1999年 9月刊行の３５頁を参照のこと）。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このようにスペクトラム拡散通信方式のノイズリダクション効果は多大であるが、この方式を採用するにあたっては、拡散変調後の周波数帯域が広いため、それを変調するキャリア周波数としてＩＳＭ（Industrial Scientific and Medical ）バンドの２．４ＧＨｚ帯の周波数が指定されており、従って、２．４ＧＨｚ帯以外の周波数での伝送にはスペクトラム拡散通信方式を適用することができない。
【０００５】
本発明の目的は、上述の２．４ＧＨｚ帯以外の伝送においてもスペクトラム拡散通信方式と同等のノイズリダクション効果が得られるノイズリダクション装置およびキャリア再生装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明ノイズリダクション装置は、所定の周波数を有するアナログ信号に対してパルス幅変調を施し、ノイズリダクションする装置であって、当該所定の周波数のアナログ信号を高インピーダンスで入力して電流増幅するバッファアンプと、前記所定の周波数より高いサンプリング周波数のクロック信号を発生する発振器と、前記クロック信号を微分して、３角波を生成する微分回路と、前記３角波をバイアスにして、前記バッファアンプの出力信号を振幅変調した３角波信号を生成する振幅変調回路と、前記振幅変調した３角波信号を、所定のスレッショールドレベルでパルス波形に変換してパルス幅変調信号を生成するパルス変換回路と、前記パルス変換回路から出力される信号を前記所定の周波数で共振させて同調増幅する同調増幅回路とを備え、前記発信器のサンプリング周波数の値と、前記微分回路の微分値と、前記同調増幅回路の共振値とを当該所定の周波数に適合するように設定し、当該所定の周波数を有するアナログ信号と同一の周波数を有するアナログ出力信号を発生するようにしたことを特徴とする。
【０００７】
また、本発明キャリア再生装置は、本発明ノイズリダクション装置において、前記微分回路は、前記発振器の出力と前記振幅変調手段のバイアス入力部との間に接続されるコンデンサと、前記振幅変調手段のバイアス入力部と前記コンデンサとの接点をアノード側にして、カソード側を接地するダイオードとから構成されることを特徴とする。特に、本発明ノイズリダクション装置を複数直列に接続し、各々のノイズリダクション装置における発振器が、互いに異なるサンプリング周波数のクロック信号を発生するように構成することが好適である。
【０００８】
さらに、本発明ノイズリダクション装置と、
該ノイズリダクション装置から出力されるアナログ信号を入力し、所定の周波数帯域のみ通過させる水晶を用いたバンドパスフィルタと、前記バンドパスフィルタの出力信号を増幅してキャリア成分の信号として出力する増幅回路と、前記キャリア成分の信号を検波して、該所定の周波数帯域のピーク信号レベルに対応する直流電圧を生成し、前記同調増幅回路に入力される信号の増幅量を制御する制御信号を送出する検波器と、前記キャリア成分の信号を供給して、スレーブ発振させるスレーブ水晶発振回路とを備え、前記スレーブ発振した信号を、前記アナログ信号における所定の周波数帯域のキャリア信号としてキャリア再生するようにしたことを特徴とする。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下に添付図面を参照し、発明の実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。
本発明の説明に入る前に、まず、周知のスペクトラム拡散通信方式（以下、ＳＳ通信方式と呼ぶ）について説明する。
図１は、ＳＳ通信方式の原理的構成図であり、また、図２ａ，図２ｂ，図２ｃは、それぞれ送信側の拡散信号波形、受信側の受信入力波形、およびＳＳ変調器の出力信号波形を示している。
【００１０】
ＳＳ通信方式では、送信側においては、図１に示すように、ＳＳ変調器１にベースバンド信号を供給するとともに、拡散信号源２から図２ａに示す波形の拡散信号（以下、ＳＳ信号と呼ぶ）をも供給して、ベースバンド信号をＳＳ信号で変調して送信アンテナ３から送信している。
【００１１】
一方、受信側においては、同じく図１に示すように、受信アンテナ４で受信した受信入力信号（これが、図２ｂに示される）をＳＳ変調器５に供給し、送信側のＳＳ信号源２で発生させたのと全く同じ信号（図２ａに示す波形の信号）を送信側に同期させてＳＳ信号源６から発生させ、その発生した信号により受信入力信号をＳＳ変調する。ＳＳ変調された信号が図２ｃに示されている。ＳＳ変調された信号は、高調波信号除去用の低域通過フィルタ７を介してベースバンド信号として取り出される。
【００１２】
ここで、ＳＳ通信方式によるＳ／Ｎ改善について検討する。
いま、図２ａに示すＳＳ信号を、パルス幅Ｔ_c _，パルス間隔Ｔ_b 、従って、デューティー比Ｔ_c ／Ｔ_b （以下、これをデューティー比Ｄ_R と称する）のパルス列とし、受信入力信号の信号強度をＳ_i、受信入力信号のノイズ強度をＮ_i 、ＳＳ変調（受信側の）出力信号の信号強度をＳ_o 、およびＳＳ変調（受信側の）出力信号のノイズ強度をＮ_o としたとき、それらは、以下の関係で表わされる。
Ｓ_i ＝ｓＴ_c
Ｎ_i ＝ｎＴ_b
から、Ｓ_i ／Ｎ_i ＝ｓＴ_c ／ｎＴ_b （１）
Ｓ_o ＝ｓＴ_c
Ｎ_o ＝ｎＴ_c
から、Ｓ_o ／Ｎ_o ＝ｓ／ｎ（２）
ここに、ｎ，ｓは、それぞれ図２ｂおよび図２ｃに示すノイズ、信号のレベルである。
【００１３】
以上から、ＳＳ通信方式によるＳ／Ｎ改善効果（（Ｓ／Ｎ）ｕｐ）は、（２）式と（１）式の比をとって、
（Ｓ／Ｎ）ｕｐ＝（Ｓ_o ／Ｎ_o ）・（Ｎ_i ／Ｓ_i ）
＝Ｔ_b ／Ｔ_c ＝１／Ｄ_R （３）
で表される。
なお、ＳＳ通信の分野では、Ｔ_b をビット区間、Ｔ_c をチップ区間と称し、その比Ｔ_b ／Ｔ_cを拡散率あるいは処理利得と称してＳ／Ｎ改善効果を表すものとしている。
【００１４】
以上は、従来行われているＳＳ通信方式であり、送信側と受信側で同一のＳＳ信号を用い、同一のＳＳ変調を行っている。これは、ひとつの伝送系で同じ信号処理（ＳＳ変調）を２回繰り返していることになるので、送信側のＳＳ変調を省略して受信側だけでＳＳ変調をしても、Ｓ／Ｎ改善効果は得られる筈である。
本発明ノイズリダクション方法は、このような着想のもとに得られたものである。
【００１５】
以下に、本発明ノイズリダクション装置について説明する。
図３は、本発明ノイズリダクション装置の原理的構成図である。
図３において、８は送信アンテナ、９は受信アンテナ、１０はＳＳ変調器、１１はＳＳ信号源、および１２は低域通過フィルタであり、これら回路要素を図示のように接続配置する。
【００１６】
図４ａ，図４ｂおよび図４ｃは、それぞれＳＳ信号、デューティー比Ｄ_Rが０．５（Ｔ_C＝Ｔ_B／２）の場合のパルス列、およびベースバンド信号がアナログ信号のサイン波であるとしたとき、そのサイン波を、サイン波と同期していないＳＳ信号によりサンプリングしたとき取り出される信号強度を示している。
この信号強度は、サイン波の半周期の面積で平均値は２／πとなる。
【００１７】
また、ベースバンド信号がアナログ信号のサイン波であるとしたとき、そのサイン波を、サイン波と同期しているＳＳ信号によりサンプリングしたとき取り出される信号強度は、サイン波の半周期にわたって常にサイン波のピークの値が得られるので平均値は１である。
【００１８】
本発明、すなわち、受信側だけでＳＳ変調を行う方式におけるＳ／Ｎ改善について検討する。
まず、受信入力信号のノイズ強度Ｎ_iは、ＳＳ信号のパルス幅Ｔ_cの最大値はＴ_b ／２（ここに、Ｔ_bはパルス間隔）であるから、このＴ_b ／２に含まれるノイズになる。
従って、受信入力信号のノイズ強度Ｎ_i は、
Ｎ_i ＝（ｎ・Ｔ_b ）／２
ここに、ｎは、図４ｂに示すノイズのレベル
また、ＳＳ変調後出力信号のノイズ強度Ｎ_oは、ｎを同じノイズのレベルとして
Ｎ_o ＝ｎＴ_c
でそれぞれ表すことができる。
これら両式から、
Ｎ_o ／Ｎ_i ＝２・（Ｔ_c ／Ｔ_b ）＝２Ｄ_R （４）
が求まる。
【００１９】
次に、ＳＳ変調後出力信号の信号強度Ｓ_oは、サイン波がＳＳ信号と同期していないとき、受信入力信号の信号強度をＳ_iとして
Ｓ_o ＝（２／π）・Ｓ_i
従って、
Ｓ_o ／Ｓ_i ＝２／π≒−３．９ｄＢ（５）
【００２０】
また、サイン波がＳＳ信号と同期しているとき、上記と同様、受信入力信号の信号強度をＳ_iとして
Ｓ_o ＝Ｓ_i
従って、
Ｓ_o ／Ｓ_i ＝１（５′）
【００２１】
以上から、本発明によるＳ／Ｎ改善改善効果（（Ｓ／Ｎ）ｕｐ）は、まず、サイン波がＳＳ信号と同期していないとき、（５）式と（４）式の比をとって、
（Ｓ／Ｎ）ｕｐ＝（Ｓ_o ／Ｓ_i ）／（Ｎ_o ／Ｎ_i ）
＝（２／π）・／｛２・（Ｔ_c ／Ｔ_b ）｝
＝１／｛π・（Ｔ_c ／Ｔ_b ）｝＝１／（π・Ｄ_R ）（６）
となる。
【００２２】
また、サイン波がＳＳ信号と同期しているとき、（５′）式と（４）式の比をとって、
（Ｓ／Ｎ）ｕｐ＝（Ｓ_o ／Ｓ_i ）／（Ｎ_o ／Ｎ_i ）
＝Ｔ_b ／（２Ｔ_c ）＝１／（２Ｄ_R ）（６′）
となる。
【００２３】
図５は、上述した（４）式で表されるＮ_o ／Ｎ_i ＝２Ｄ_R の関係、（５）式で表されるＳ_o ／Ｓ_i ＝２／π≒−３．９ｄＢの関係、および（５′）で表されるＳ_o ／Ｓ_i ＝１の関係を、横軸にデューティー比Ｄ_Rをとり、縦軸に出力レベルをとって示している。
図５から分かるように、いま、デューティー比Ｄ_Rが１／３００であるとすると、（４）式で表されるＮ_o ／Ｎ_i のレベルは、（５）式で表されるＳ_o ／Ｓ_iのレベルより約４０ｄＢ低いところにある。つまり、本発明により、ノイズレベルだけが約４０ｄＢ抑圧されることを示している。
【００２４】
このように、受信入力信号とＳＳ変調後の出力信号とで、ＳＳ変調のデューティー比Ｄ_Rが変わった場合、Ｓ_o ／Ｓ_i のレベルは変わらないのに、Ｎ_o ／Ｎ_iのレベルは、デューティー比Ｄ_Rが小さくなるほど小さくなると言う性質を有する。この性質を利用して、受信信号の大幅なノイズリダクションを行うことができる。
【００２５】
しかし、常識的には、デューティー比Ｄ_Rが小さくなってパルス幅が狭くなると、ノイズと同時に信号も減衰し、信号対雑音比Ｓ／Ｎは変化しないと思われるが、実際には、サンプリングパルスの傾斜によって、信号はパルス幅変調されるため減衰せず、ノイズだけが減少する現象が生じる。これを実際の回路について説明する。
【００２６】
図６は、本発明の実施に使用して好都合な、インバータ素子を用いて構成したパルス幅変調回路の一構成例である。
また、図７ａ、図７ｂおよび図７ｃは、図６の回路中で、それぞれａ，ｂ，ｃで示す部分の信号波形図を示している。
【００２７】
図６に示すパルス幅変調回路（ＳＳ変調回路を構成している）は、信号入力端子ＩＮと、ＳＳ信号入力端子ＳＳと、変調出力端子ＯＵＴの各端子とを具え、回路要素としては、インバータＩと、コンデンサＣと、抵抗器Ｒ１と、抵抗器Ｒ２とで図示のように接続構成されている。
【００２８】
動作につき説明する。
まず、信号入力端子ＩＮに入力信号の信号電圧Δｖが入力されるものとする。一方、ＳＳ信号入力端子ＳＳには、図７ａに示すデューティー比Ｄ_Rが０．５のＳＳ信号が印加される。回路中のコンデンサＣと、抵抗器Ｒ１と、抵抗器Ｒ２とは、時定数（Ｃ・（Ｒ１＋Ｒ２））の微分回路を構成し、これにより、入力端子ＳＳに印加されたＳＳ信号は微分され、鋸歯状パルスとなってインバータＩの入力端子に入力される（図７ｂ参照）。
【００２９】
このとき、微分回路の抵抗器Ｒ１および抵抗器Ｒ２は分圧回路を構成し、両抵抗器の接続点と接地間に信号電圧Δｖが印加される。従って、上記インバータＩの入力端子に加わる鋸歯状パルスは、信号電圧Δｖのレベルに応じてパルス幅変調されることになる。振幅変調された鋸歯状パルスは、鋸歯状パルスのレベルがインバータＩに設定されたスレッショールドレベルを越えると、インバータＩがアクティブになり、図７ｃに示すパルス幅変調波が変調出力端子ＯＵＴから取り出される。
【００３０】
図８は、ＳＳ信号がパルス幅変調される状況を示す。
この図を用いて、パルス幅変調によるＳ／Ｎ改善効果を説明する。
図８において、信号電圧Δｖのレベルが変化すると、その変化したレベルと鋸歯状の斜めの線とが交差する点を通る縦の線でインバータＩの出力パルスのパルス幅Δｔ、従って、ＳＳ信号のデューティー比Ｄ_Rが決定される。
【００３１】
このとき、図８ａに示すハッチングを施した部分の面積が、横長の長方形の部分Ａと縦長の長方形Ｂの部分とで等しくなることから、
Δｔ・Ｖ_D ＝Δｖ・Ｔ_b
ここに、Ｖ_Dは回路の電源電圧
従って、
Δｖ／Ｖ_D ＝Δｔ／Ｔ_b ＝Ｄ_R （７）
の関係が得られる。具体例として、電源電圧Ｖ_D ＝３Ｖ、信号電圧Δｖ＝１０ｍＶとすると、これらの値を（７）式に代入して、
Δｖ／Ｖ_D ＝０．０１／３＝１／３００＝Δｔ／Ｔ_b
となる。
【００３２】
従って、図８ｂの波形のサンプリングパルスを用いると、信号、ノイズともΔｔの期間だけ通過することになる。
信号は、ΔｖがΔｔに変換されることによって減衰することなく通過するのに対して、ノイズの方はΔｔの期間だけしか通過しないから、Δｔは、図４ａに示すＳＳ信号のＴc に相当し、デューティー比Ｄ_Rは、
Δｔ／Ｔ_b ＝１／３００
となる。デューティー比Ｄ_R ＝１／３００のとき、図５を参照するに、Ｓ／Ｎ改善効果は約４０ｄＢ得られることになる。
【００３３】
このことは、後述する、本発明ノイズリダクション方法の中波ラジオ受信機への適用の結果、サーマルノイズが全く発生しないことを確認した。
【００３４】
ここで、上述した（４），（５）式からシャノンの定理を導くことができることについて説明する。
シャノンの定理とは、（８）式で示される式で与えられる。
Ｃ＝Ｗ・log₂（（Ｐ＋Ｎ）／Ｎ）（８）
ここで、Ｃ：通信容量〔ｂｐｓ〕
Ｗ：送信帯域幅〔Ｈｚ〕
Ｐ：平均送信電力〔Ｗ〕
Ｎ：平均雑音電力〔Ｗ〕
この定理は、送信電力Ｐがいくら小さくても、送信帯域幅Ｗが十分広ければ、一定の通信容量を確保することができることを示しており、スペクトラム拡散方式の理論的根拠とされている。
【００３５】

従って、
１／Ｔ_b ＝（１／（２ｙ・Ｔ_c ））・log₂（（Ｎ＋Ｐ）／Ｎ）（１０）
となる。
【００３６】
（１０）式で、２ｙ＝１とし、
また、１／Ｔ_b ＝Ｃであり、１／Ｔ_c ＝Ｗであるから、これらを（１０）式に代入すると、
Ｃ＝Ｗ・log₂（（Ｐ＋Ｎ）／Ｎ）
が得られる。
これは、（８）式で説明したシャノンの定理にほかならず、（４），（５）式が、シャノンの定理に一致することを証明することができた。
【００３７】

ＳＳ通信用語では、１／Ｄ_R ＝Ｔ_b ／Ｔ_c ＝Ｗ／Ｃのことを拡散率と呼ぶので、（１１）式から、シャノンの定理は、入力信号電力Ｐがいくら小さくても、拡散率を大きくしていけばＳ／Ｎはいくらでも大きくなると、言い換えることができ、本発明は、このことを適用したことになる。
【００３８】
以上のように、受信側だけでＳＳ変調を行うことによってノイズリダクションを行うことができる。さらに、受信側だけでＳＳ変調を行うのであれば、ＳＳ変調の回数は１回に限らず何回でも行うことができ、その回数分だけノイズリダクション効果が得られることになる。
いま、図の表記を簡単にするために、図９に示すように、図３に示したＳＳ変調回路を図形化したシンボルで表すものとする。
【００３９】
図１０は、この表記法でＳＳ変調器が増幅器を介して３段縦続された構成例を示している。
図１０の接続配置において、１３はＳＳ変調段１、１４は増幅器１、１５はＳＳ変調段２、１６は増幅器２、１７はＳＳ変調段３、１８はＳＳ信号１、１９はＳＳ信号２、および２０はＳＳ信号３である。
【００４０】
この構成における各段の動作は次のようである。
まず、符号符号１３で示すＳＳ変調段１は、外来ノイズをリダクションし、符号符号１５で示すＳＳ変調段２は、増幅器１（符号１４で示す）から発生するサーマルノイズをリダクションし、そして、符号符号１７で示すＳＳ変調段３は、増幅器１，２（それぞれ符号１４，１６で示す）から発生するサーマルノイズをリダクションする。
上記のように、ＳＳ変調を行うことにより、増幅器から発生するサーマルノイズをリダクションできることから、信号をノイズレスで増幅できることになる。
【００４１】
また、図１０に示すような構成においては、各段に供給されるＳＳ信号の周波数によって、ＳＳ変調回路にそれぞれ異なった機能を持たせることができる。
例えば、図１０において、符号１８で示すＳＳ信号１の周波数ｆ_１が符号１３で示すＳＳ変調段１のローカル周波数であれば、このＳＳ変調段は中間周波数（ＩＦ）変換段になり、また、符号２０で示すＳＳ信号３の周波数ｆ₃が符号１７示すＳＳ変調段３の入力周波数に同期していれば、このＳＳ変調段は同期検波回路になり、混信除去機能を持たせることができる。
【００４２】
以下、本発明ノイズリダクション装置を用いて構成したノイズリダクションパルス幅変調増幅回路の実施例を図１１により説明する。図中、SSPWMは本発明によるノイズリダクション機能を有するスペクトラム拡散パルス幅変調回路２１であり、PWMAはバルス幅増幅回路２３であり、SSはＳＳ信号源２２である。
かかるノイズリダクションパルス幅変調増幅回路の実際の回路構成を図１２に示す。図中、電界効果トランジスタ、PNPトランジスタ、インバータ回路、ダイオード、抵抗およびコンデンサは図示のように接続する。
【００４３】
かかる回路の各部の動作を図１３の波形を用いて説明する。
まず、スペクトラム拡散パルス幅変調回路SSPWMにおいては、トランジスタT_r1はバッファアンプであり、トランジスタT_r _２のべースには入力信号(a)を供絵する。
(b)はサンプリング信号で、これをキャパシタンスCおよびタイオードDにより微分した急峻な３角波形(c)が、トランジスタT_r _２のエミッタに印加される。従ってトランジスタT_r _２のコレクタの波形は入力信号(a)を振幅変調した３角波(d)になる。３角波の先端がスレッショールドレベル以下になる△tの区間インバータINV₁が導通し、ノイズリダクションしたパルス幅変調波(e)になる。
【００４４】
以上が、スペクトラム拡散パルス幅変調回路SSPWMの動作であり、次に、バルス幅増幅回路PWMAの動作は、まず、トランジスタT_r3のべースの抵抗R₁および漂遊キャパシタンスCs、トランジスタT_r _４のべ一スの抵抗R₂および漂遊キャパシタンスCs(Csはトランジスタのべース、アース間の漂遊キャパシタンス)により、波形(e)が積分され、トランジスタT_r _４のべースの波形(f)は振幅変調された、ゆるやかな傾斜の３角波になる。トランジスタT_r _４のコレクタの波形は上記波形(f)が増幅された３角波(g)になる。ふたたび、この3角波の先端がスレッショールドレベル以下になると、インバータINV₂が導通し、増幅されたパルス幅変調波(h)になり、これが出力信号となる。この回路の通過帯域はSS信号のサンプリング周波数fsによって決まり、次の機能を有する。
【００４５】
１．サンプリング周波数fsが100KHzのとき、直流から30KHzまでのノイズリダクション増幅ができる。本例ノイズリダクションパルス幅変調増幅回路は、特に補聴器、マイクロホン、医療機器などの微弱感度のセンサー類に対する、ノイズリダクション増幅、スクラッチノイズ、テープノイズ、回線ノイズ等のノイズリダクションにも多大な効果がある。
２．サンプリング周波数fs=5MHzのとき、直流から2MHz帯域のノイズリダクションパルス幅変調増幅を行うことができる。
３．サンプリング周波数fsを15MHz以上にすると、直流から6MHzの帯域、すなわちビデオ信号のノイズリダクションパルス幅変調増幅を行うことができる。
４．この回路をエキサイターとして、Ｄクラスのパワーアンプをドライブすることにより、直流からビデオ信号までのパルス帽変調送信機を得ることができる。
５．またこの回路はミキサーとして用いることができ、入力信号の周波数をfr、サンプリング周波数をfsとすると、fr，fs±fr，2fs±fr，−−−−−nfs±frの信号を取り出すことができる。
【００４６】
次に、本発明ノイズリダクション装置を用いて構成した中波ラジオ帯、ノイズリダクション高利得アンテナ部の実施例を図１４により説明する。図１４において、受信アンテナ２４から入力信号(f₁，f₂，−−−，f_ｎ)を上記スペクトラム拡散パルス幅変調回路SSPWM２１およびパルス幅増幅回路PWMA２３により、ノイズリダクション増幅する。この場合、中波ラジオ周波数帯(５３１〜１６２９KHz)の信号を増幅するので、ＳＳ信号源２２からのスペクトラム拡散パルス幅変調回路SSPWM２１へのサンプリング周波数を5MHzとした。パルス幅増幅回路PWMA２３の出力を受信入力の各チャネル周波数(f₁，f₂，−−−，f_ｎ)に同調した同調増幅回路TuA２５、２６−−−２７で増幅して出力する。
【００４７】
同調増幅回路TuA(Tuning Amp)の回路構成を図１５に示す。図中、T₁、T₂、T₃は、インダクタンスL、キャパシタンスC、抵抗Rで構成される同調回路である。同調周波数f₀(＝1/2π√LC)においては、インダクタンスLの入力電圧をe_iとすると、キャパシタンスCの両端には、Qe_i(Q＝R/2πf₀L)の電圧が得られる。同調回路で増幅し、Ｑ倍の電圧が得られるということはアンテナ利得がＱ倍に上昇したことになり、Ｑの値が10であれば、アンテナの利得が20dBアツプしたことに相当する。同調回路T₁の出力をトランジスタT_r1のバッファアンプを通して次の同調回路T₂に接続すると、その出力はQ²e_i、さらにトランジスタT_r2を通して同調回路T₃に接続することにより、トランジスタTr₃のエミツタ出力にはQ³e_iの電圧が得られる。本実施例では、Ｑ＝10、Ｑ³＝1000＝60dB、すなわち、すべてのチャネル(f₁，f₂，−−−，f_ｎ)について、アンテナ利得が60dBアップしたことになる。ただし、Ｑの値を10以上にして利得を上げようとすると、発振してしまい、ひとつの周波数での同調回路の利得は60dBが限度であった。
【００４８】
トランジスタT_r4はAGC制御用で、入力レベルが高くなると、トランジスタT_r4のべースにプラス電圧が加わり、コレクタ電圧が下がることにより、トランジスタT_r1のべース電圧が下がり、トランジスタT_r _１，T_r _２，T_r _３の増幅度が低下するため、出力電圧e₀が一定レベル以下になるように制御される。
【００４９】
受信アンテナを、中波ラジオ受信に用いられているバーアンテナとすると、バーアンテナの利得は−57dB(1MHz)であるから、同調増幅回路の利得60dBにより、バーアンテナの利得が＋３dBということなる。これは大形のループアンテナ(利得−27dB)より、30dB利得が高いことになり、高コストの大形ループアンテナを、低コストのバーアンテナに置き換えることができることを示している。
【００５０】
次に、本発明ノイズリダクション装置を用いて構成した周波数変換増幅式ノイズリダクション高利得アンテナ部の実施例を図１６により説明する。
【００５１】
前述したところと同様に、同調増幅回路TuA３１、３４、３７の利得は夫々60dBが限度である。それ以上の増幅を得るためには周波数を変換すれば良いことになる。本実施例は、スペクトラム拡散パルス幅変調回路SSPWMのミキサー機能を用いて、アンテナ入力信号を直接周波数変換して増幅する方式である。
【００５２】
図１６に示す周波数変換増幅式ノイズリダクション高利得アンテナ部の各要素の説明を以下に列挙する。
【００５３】
SSPWM₁：アンテナ入力を、ローカル発振周波数fl₁で供給し、中間周波数fi₁＝3.6MHzで、ノイズリダクション変換する。周波数の例として受信周波数frを594KHz、fl₁＝3006KHz(594＋3006＝3600)とする。
TuA₁:IF周波数fi₁＝3600KHzを、60dB同調増幅する。
SSPWM₂：fe₂＝900KHzでサンプリングし、3.6MHzを2.7MHzにノイズリダクション変換する。
TuA₂:fi₂＝2.7MHzを60dB同調増幅する。
SSPWM₃：fe₃＝1.8MHzでサンプリングし、2.7MHzを4.5MHzにノイズリダクション変換する。
TuA₃:fi₃＝4.5MHzを60dB同調増幅する。
【００５４】
この回路の総合利得は、スペクトラム拡散パルス幅率調回路SSPWMの変換ロスが３段縦続接続構成により−30dB、同調増幅回路TuAの利得が３段縦続接続構成により180dBで、総計150dBとなる。すなわち、150dB利得のアンテナが実現できたことになる。
【００５５】
この実施例では、中波ラジオ周波数を扱ったが、ローカル周波数を変えることにより、長波からSHF帯まですべての周波数のアンテナに適用することができる。
【００５６】
次に、本発明ノイズリダクション装置を用いて構成したノイズ、混信、マルチパス妨害リダクション受信機の実施例を図１７により説明する。
【００５７】
本実施例のノイズ、湿信、マルチパス妨害リダクション受信機は、図１７に示すように、上記周波数変換増幅式高利得アンテナ部３８と、キャリア再生・ローカル発振部３９と、多段同期サンプリング部４０とによって図示の配置とすることにより構成する。
【００５８】
キャリア再生の必要性
ランダムノイズは、任意のサンプリング周波数を使って、スペクトラム拡散パルス幅変調することにより、リダクションが可能であるが、連続波である混信妨害波や、マルチパス伝搬妨害成分はリダクションできない。混信妨害波やマルチパス妨害成分は、希望波信号に同期したパルスでサンプリングすることによりリダクションできる。
【００５９】
この動作を図１８の波形を使って説明する。上段の波形は、希望波で、波形の最大値をサンプリングしている状態を示し、サンプリングパルスを合計すると、出力は1＝0dBが得られる。下段の波形は妨害波として、同期のとれていない波形である。このときサンプリングパルスを合計すると、サインウェーブの半波の波形になる。この平均値は2/π＝−3.9dBであるから、同期していないときの出力は−3.9dBになる。すなわち、妨害波を3.9dBリダクションできたことになる。この操作の同期サンプリングを４回繰り返せば、3.9×4＝15.6dBリダクションできたことになる。
【００６０】
マルチパス妨害についても同様に、図１９の波形に宗すように、マルチパス波は、直接波より位相が遅れて到達するから、直接波を急峻パルスで同期サンプリングすることにより、マルチパス波も減衰する。図１９の例のように位相が60°遅れたマルチパス波の場合、同期サンプリング1段で6dBリダクションし、4段では24dBリダクションできることになる。
【００６１】
以上のように混信やマルチパス妨害を除去するためには、入力信号に同期したサンプリングパルスが必要であり、これを作るためにキャリア再生が必要となる。
【００６２】
キャリア再生・ローカル発振部３９：
キャリア再生・ローカル発振部３９の構成を図２０に示す。
このキャリア再生・ローカル発振部３９は、水晶フィルタ増幅回路４１、検波回路４２、スレーブ水晶発振回路４３、分周回路４４およびＰＬＬ発振回路４５を図示のように接続配置して示す。本例ではフィルタや発振素子として水晶振動子を用いたが、セラミック振動素子を用いることもできる。これら回路要素の説明を以下に行なう。
【００６３】
水晶フィルタ増幅回路４１：4.5MHzの入力信号を水晶フィルタに通し、増幅して4.5MHzキャリア成分をとりだす。
検波回路４２：4.5MHzキャリア成分を検波し、AGC直流電圧を出力し、同調増幅回路TuAを制御する。
スレーブ水晶発振回路４３：4.5MHzキャリア成分で水晶発振回路をドライブし、スレーブ発振させ、4.5MHzをキャリア再生する。
分周回路４４：4.5MHzキヤリア再生信号を分周し、ローカル信号L₀₃1.8MHz、L₀₂900kHz、L₀₄450kHzおよび9kHzの周波数をとりだす。
ＰＬＬ発振回路４５：9kHzを基準信号として発振回路PLLをドライブし、ローカル信号L₀₁の1.971kHz(3600−1629)〜3069kHz(3600-531)を９kHzステップで発振させる。
【００６４】
この回路では、ローカル発振信号をIF信号から生成する方式をとっており、信号周波数frと、ローカル周波数flと、IF周波数fiとの関係は図２１に示す通りである。
【００６５】
図２１に示すように、fl＝kfiとすると、fi＝｜fr±fl｜＋kⁿ△fとなる。△fは誤差周波数で、最初IF周波数fiに△fの誤差があるとすると、ローカル周波数flの誤差はk△fとなり、閉ループになっているため、誤差はk²△f，k³△f，−−−kⁿ△f(n→∞)となる。
【００６６】
ここで現行のラジオ受信に採用されているダウンコンバート方式ではfi＜fl，1＜kとなり、kⁿ△fは∞となり発散する。
【００６７】
これとは逆に本実施例で採用したアップコンバート方式では、fl＜fi，k＜1となり、kⁿ△f→0に収束することになる。したがって、本実施例のアップコンバート方式のキャリア再生波は受信周波数frと同じ精度になる。ラジオ放送波の許容偏差は±10Hzであるから、再生したキャリアの偏差も土10Hz(1MHzで±10ppm)以内となる。
【００６８】
多段同期サンプリング部４０:
多段同期サンプリング部４０の構成を図２２に示す。図から明らかなように、多段同期サンプリング部４０は、スペクトラム拡散パルス幅変調回路SSPWM３段と、パルス幅増幅回路PWMA１段で計4回同期サンプリングする回路である、各部の波形を図２３に示す。
【００６９】
図から明らかなように、波形(i)，(j)は周波数4.5MHzを450kHzでサンプリングしており、キャリア１０本のうち９本をまびいている。このことにより大きなノイズリダクション効果が得られる。前述のとおり、同期サンプリングで、混信妨害波、マルチパス妨害波とも15.6dBのリダクション効果が得られた。
【００７０】
上述した実施例では中波ラジオを対象として説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、すべてのメディアに適用することができる。
【００７１】
例えば、キャリア抑圧式、SSB方式の受信にも適用でき、短波帯のフェーディングのはげしい電離層伝搬波を安定に受信することができる。
【００７２】
また、テレビ受信に適用すると、ノイズ、ゴースト、スポラディックE層伝搬妨害などのリダクションに多大な効果がある。
【００７３】
【産業上の利用可能性】
上述したように、本発明によれば、直流から音声、映像信号までのノイズ除去ができるとともに、あらゆるアナログ、デジタル伝送のノイズリダクションに適用することができる。また、この装置ですべてのノイズを除去することができる。
【００７４】
スペクトラム拡載方式が、その効果を得るためには、受信側での拡散だけでよいことが分かれば、現在行われているシステムはすべて、受信側の拡散方式に変更されるものと考えられる。この場合、送信側の拡散が省略できることによる経済効果が極めて大きい。
【００７５】
本発明ノイズリダクション装置を適用したＡＭラジオ受信機は、現在の受信機に比して感度が２０ｄＢ以上も上昇していることが、測定の結果確認された。このことは、現在行われているラジオ放送の送信機の出力を１０分の１に下げたとしても、なお、感度が１０ｄＢ上昇していることになる。現在、我が国の中波ラジオ放送は、ＮＨＫ、商業放送合わせて約５８０波、４，７５０ｋＷを送信し、それに要する電力料金は年問10億円にも達している。本発明ノイズリダクション装置を適用したＡＭラジオ受信機を使用することにより、送信規模を１／１０に下げることができれば、送信機の製造コスト、電力料金の低減効果は莫大である。さらに、世界的にみればその経済効果は、計り知れない程大きい。
【００７６】
また、本発明ノイズリダクション装置を音声周波数帯に適用すると、ノイズ除去フイルタになる。このことから、レコード再生ではスクラッチノイズを、テープ再生ではテープノイズを、そして電話回線ではラインノイズをそれぞれ除去することができる。
【００７７】
また、本発明によるキャリア再生回路は、ＤＳＢ（ダブルサイドバンド）、ＳＳＢ(シングルサイドバンド)波の高忠実度復調にも使用することができる。
【００７８】
更に又、混信除去機能を有する本発明ノイズリダクション装置をテレビ受信に適用すれば、マルチパスによるゴースト、スポラディックE層による混信妨害波等も除去できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＳＳ通信方式の原理的構成図である。
【図２】送信側の拡散信号波形、受信側の受信入力波形、およびＳＳ変調器の出力信号波形を示す図である。
【図３】本発明ノイズリダクション装置の原理的構成図である。
【図４】ＳＳ信号、デューテイー比Ｄ_Ｒが０．５(Ｔｃ＝Ｔ_Ｂ／２)の場合のパルス列、およびべースバンド信号がアナログ信号のサイン波であるとしたとき、そのサイン波を、サイン波と同期していないＳＳ信号によりサンプリングしたとき取り出される信号強度を示す図である。
【図５】Ｎ_ｏ／Ｎ_ｉ＝２Ｄ_Ｒの関係、Ｓ_ｏ／Ｓ_ｉ＝２／π≒一３．９ｄＢの関係、およびＳ_ｏ／Ｓ_ｉ＝１の関係を示す図である。
【図６】本発明の実施に使用して好都合な、インバータ素子を用いて構成したパルス幅変調回路の一構成例である。
【図７】図６の回路中で、それぞれａ，ｂ，ｃで示す部分の信号波形図である。
【図８】ＳＳ信号がパルス幅変調される状況を示す図である。
【図９】ＳＳ変調回路を図形化したシンボルで表す図である。
【図１０】ＳＳ変調器が増幅器を介して３段縦続された構成例を示す図である。
【図１１】本発明ノイズリダクション装置を適用したパルス幅変調増幅回路である。
【図１２】同じくその詳細な回路図を示す図である。
【図１３】パルス幅変調増幅回路の動作を示す図１２中の各部の点(a)〜(h)の点における信号波形図である。
【図１４】本発明ノイズリダクション装置を適用した中波ラジオ帯ノイズリダクション高利得アンテナ部の構成を示す回路図である。
【図１５】図１４中の同調増幅回路を示す詳細回路図である。
【図１６】本発明ノイズリダクション装置を適用した周波数変換増幅式ノイズリダクション高利得アンテナ部の構成を示す回路図である。
【図１７】本発明ノイズリダクション装置を適用したノイズ、混信、マルチパス妨害リダクション受信機の構成を示す回路図である。
【図１８】図１７の受信機における混信妨害波成分を除去する作動を説明するための波形図である。
【図１９】マルチパス妨害成分を除去する作動を説明するための波形図である。
【図２０】図１７の受信機におけるキャリア再生・ローカル発振部の構成を示す回路図である。
【図２１】信号周波数ｆｒと、ローカル周波数ｆｌとＩＦ周波数ｆｉとの関係を示す説明図である。
【図２２】図１７の受信機における多段同期サンプリング部の構成を示す回路図である。
【図２３】多段同期サンプリング部の動作を示す図２２中の各部の点(i)〜(n)の点における信号波形図である。

Claims

所定の周波数を有するアナログ信号に対してパルス幅変調を施し、ノイズリダクションする装置であって、
当該所定の周波数のアナログ信号を高インピーダンスで入力して電流増幅するバッファアンプと、
前記所定の周波数より高いサンプリング周波数のクロック信号を発生する発振器と、
前記クロック信号を微分して、３角波を生成する微分回路と、
前記３角波をバイアスにして、前記バッファアンプの出力信号を振幅変調した３角波信号を生成する振幅変調回路と、
前記振幅変調した３角波信号を、所定のスレッショールドレベルでパルス波形に変換してパルス幅変調信号を生成するパルス変換回路と、
前記パルス変換回路から出力される信号を前記所定の周波数で共振させて同調増幅する同調増幅回路とを備え、
前記発信器のサンプリング周波数の値と、前記微分回路の微分値と、前記同調増幅回路の共振値とを当該所定の周波数に適合するように設定し、当該所定の周波数を有するアナログ信号と同一の周波数を有するアナログ出力信号を発生するようにしたことを特徴とする、ノイズリダクション装置。
前記微分回路は、
前記発振器の出力と前記振幅変調手段のバイアス入力部との間に接続されるコンデンサと、
前記振幅変調手段のバイアス入力部と前記コンデンサとの接点をアノード側にして、カソード側を接地するダイオードとから構成されることを特徴とする、請求項１に記載のノイズリダクション装置。
請求項１又は２に記載のノイズリダクション装置が複数直列に接続され、各々のノイズリダクション装置における発振器は、互いに異なるサンプリング周波数のクロック信号を発生することを特徴とする、複数段のノイズリダクション装置。
請求項１又は２に記載のノイズリダクション装置と、
該ノイズリダクション装置から出力されるアナログ信号を入力し、所定の周波数帯域のみ通過させる水晶を用いたバンドパスフィルタと、
前記バンドパスフィルタの出力信号を増幅してキャリア成分の信号として出力する増幅回路と、
前記キャリア成分の信号を検波して、該所定の周波数帯域のピーク信号レベルに対応する直流電圧を生成し、前記同調増幅回路に入力される信号の増幅量を制御する制御信号を送出する検波器と、
前記キャリア成分の信号を供給して、スレーブ発振させるスレーブ水晶発振回路とを備え、
前記スレーブ発振した信号を、前記アナログ信号における所定の周波数帯域のキャリア信号としてキャリア再生するようにしたことを特徴とするキャリア再生装置。