JP3433724B2 - 信号アナライザ - Google Patents
信号アナライザInfo
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- JP3433724B2 JP3433724B2 JP2000128499A JP2000128499A JP3433724B2 JP 3433724 B2 JP3433724 B2 JP 3433724B2 JP 2000128499 A JP2000128499 A JP 2000128499A JP 2000128499 A JP2000128499 A JP 2000128499A JP 3433724 B2 JP3433724 B2 JP 3433724B2
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、被測定信号の周波
数領域信号解析に使用される信号アナライザに関し、被
測定信号のデータを広帯域で収集することによって測定
したい所望部分を検出し、更にこの所望部分のデータを
高いダイナミックレンジで収集可能とする信号アナライ
ザに関する。
数領域信号解析に使用される信号アナライザに関し、被
測定信号のデータを広帯域で収集することによって測定
したい所望部分を検出し、更にこの所望部分のデータを
高いダイナミックレンジで収集可能とする信号アナライ
ザに関する。
【０００２】
【従来の技術】携帯電話を始めとする移動体通信用の基
地局や移動局の送信信号の評価には、周波数解析が可能
な信号アナライザ（スペクトラム・アナライザなど）が
用いられる。図２は、従来の信号アナライザの要部の構
成例を示すブロック図である。被測定信号は、ミキサ及
び局部発振器等を含む周知の周波数変換回路１０により
ＩＦ（中間周波数）信号に変換される。このＩＦ信号
は、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）１２により適切な帯域
幅の信号となる。このＢＰＦ１２の出力信号は、ＩＦ増
幅器１４により増幅され、更に、ＡＤＣ（アナログ・デ
ジタル変換器）１６によりデジタル信号に変換される。
ＡＤＣ１６の出力信号は、デジタルＩＱスプリッタ１８
により、デジタルＩ（In-phase）信号とデジタルＱ（Qu
adrature）信号に分離される。これらデジタルＩ信号及
びデジタルＱ信号は、メモリ２０に記憶される。メモリ
２０に記憶されたこれらデータは、演算制御回路２２で
必要に応じてＦＦＴ演算処理によって時間領域データか
ら周波数領域データに変換され、再度メモリ２０に戻さ
れて記憶される。なお、ＦＦＴ演算処理を始めとする演
算処理を高速に実行するため、ＤＳＰ（デジタル信号プ
ロセッサ）２４が利用されることもある。メモリ２０に
記憶されたデータは、例えばＣＲＴや液晶表示器などの
適切な表示装置（図示せず）に表示される。なお、図示
せずも上述の各ブロックは、マイクロプロセッサ・シス
テムのバス上で接続され、マイクロプロセッサの制御に
基いて動作する。これは、後述する例においても同様で
ある。
地局や移動局の送信信号の評価には、周波数解析が可能
な信号アナライザ（スペクトラム・アナライザなど）が
用いられる。図２は、従来の信号アナライザの要部の構
成例を示すブロック図である。被測定信号は、ミキサ及
び局部発振器等を含む周知の周波数変換回路１０により
ＩＦ（中間周波数）信号に変換される。このＩＦ信号
は、ＢＰＦ（帯域通過フィルタ）１２により適切な帯域
幅の信号となる。このＢＰＦ１２の出力信号は、ＩＦ増
幅器１４により増幅され、更に、ＡＤＣ（アナログ・デ
ジタル変換器）１６によりデジタル信号に変換される。
ＡＤＣ１６の出力信号は、デジタルＩＱスプリッタ１８
により、デジタルＩ（In-phase）信号とデジタルＱ（Qu
adrature）信号に分離される。これらデジタルＩ信号及
びデジタルＱ信号は、メモリ２０に記憶される。メモリ
２０に記憶されたこれらデータは、演算制御回路２２で
必要に応じてＦＦＴ演算処理によって時間領域データか
ら周波数領域データに変換され、再度メモリ２０に戻さ
れて記憶される。なお、ＦＦＴ演算処理を始めとする演
算処理を高速に実行するため、ＤＳＰ（デジタル信号プ
ロセッサ）２４が利用されることもある。メモリ２０に
記憶されたデータは、例えばＣＲＴや液晶表示器などの
適切な表示装置（図示せず）に表示される。なお、図示
せずも上述の各ブロックは、マイクロプロセッサ・シス
テムのバス上で接続され、マイクロプロセッサの制御に
基いて動作する。これは、後述する例においても同様で
ある。
【０００３】ここで、移動体通信の一規格であるＧＳＭ
（Global System for Mobile Communications、汎欧州
デジタルセルラーシステム）に定められた基地局や移動
局の送信信号の評価方法に基づき、送信信号を上述の信
号アナライザを用いて評価する場合を考える。こうした
評価方法は、基地局や移動局が正常に信号を送信できる
状態にあるか等を評価するため、規格の一部として定め
られているものである。この送信信号の評価方法の一つ
に、キャリア信号が他の周波数帯域（チャンネル）にど
のような影響を与えているか、即ち、キャリア信号によ
るスプリアス（ノイズ）がどの程度発生しているかを評
価する測定がある。
（Global System for Mobile Communications、汎欧州
デジタルセルラーシステム）に定められた基地局や移動
局の送信信号の評価方法に基づき、送信信号を上述の信
号アナライザを用いて評価する場合を考える。こうした
評価方法は、基地局や移動局が正常に信号を送信できる
状態にあるか等を評価するため、規格の一部として定め
られているものである。この送信信号の評価方法の一つ
に、キャリア信号が他の周波数帯域（チャンネル）にど
のような影響を与えているか、即ち、キャリア信号によ
るスプリアス（ノイズ）がどの程度発生しているかを評
価する測定がある。
【０００４】図３は、ＧＳＭのキャリア信号の内、特に
音声信号等を重畳するバースト信号部分を時間対信号電
力のグラフで示したものである。ＧＳＭでは、上述した
スプリアスを主原因とするノイズを常に一定条件で測定
できるよう、バースト信号のどの部分（区間）を測定す
るかのタイミングが定められている。以下ではこの区間
をノイズ測定区間と呼ぶ。また、測定機器の特性のばら
つきに依存せずに受信した送信信号からノイズ測定区間
を特定できるようにするため、送信信号には予めノイズ
測定区間を特定する情報を含んだ変調信号がバースト信
号部分に重畳されている。この特定情報を含む部分は、
ミッドアンブルと呼ばれる。なお、特定情報は、例え
ば、ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）とった変調方式
によって変調されている。更に、ノイズ測定で測定する
周波数も規格に定められている。
音声信号等を重畳するバースト信号部分を時間対信号電
力のグラフで示したものである。ＧＳＭでは、上述した
スプリアスを主原因とするノイズを常に一定条件で測定
できるよう、バースト信号のどの部分（区間）を測定す
るかのタイミングが定められている。以下ではこの区間
をノイズ測定区間と呼ぶ。また、測定機器の特性のばら
つきに依存せずに受信した送信信号からノイズ測定区間
を特定できるようにするため、送信信号には予めノイズ
測定区間を特定する情報を含んだ変調信号がバースト信
号部分に重畳されている。この特定情報を含む部分は、
ミッドアンブルと呼ばれる。なお、特定情報は、例え
ば、ＦＳＫ（Frequency Shift Keying）とった変調方式
によって変調されている。更に、ノイズ測定で測定する
周波数も規格に定められている。
【０００５】信号アナライザは、バースト信号を含みか
つこれよりも十分に長いデータをメモリに蓄積する。演
算制御回路２２は、蓄積したデータからバースト信号を
抽出するとともに、復調することによってミッドアンブ
ルに含まれる特定情報を解読する。続いて、この特定情
報から、既に蓄積したデータの内、どのデータがノイズ
測定区間のデータであるかを特定する。こうして得られ
たノイズ測定区間のデータは、例えばＦＦＴ演算処理を
施すことで周波数領域データに変換され、表示装置に表
示される。これにより、キャリア信号によるスプリアス
がどの程度発生しているかを測定することができる。た
だし、ノイズ測定区間にはキャリア信号によるスプリア
ス以外が原因で発生するノイズが含まれている場合もあ
る。
つこれよりも十分に長いデータをメモリに蓄積する。演
算制御回路２２は、蓄積したデータからバースト信号を
抽出するとともに、復調することによってミッドアンブ
ルに含まれる特定情報を解読する。続いて、この特定情
報から、既に蓄積したデータの内、どのデータがノイズ
測定区間のデータであるかを特定する。こうして得られ
たノイズ測定区間のデータは、例えばＦＦＴ演算処理を
施すことで周波数領域データに変換され、表示装置に表
示される。これにより、キャリア信号によるスプリアス
がどの程度発生しているかを測定することができる。た
だし、ノイズ測定区間にはキャリア信号によるスプリア
ス以外が原因で発生するノイズが含まれている場合もあ
る。
【０００６】上述のようにノイズ測定では、バースト信
号を含みかつこれよりも十分に長いデータがメモリに蓄
積される。図４は、こうして取り込まれた信号の周波数
成分を、周波数対信号電力の関係で示したグラフであ
る。これによれば、主にキャリア信号による大きな信号
電力が矢印Ａに示すキャリア信号周波数近辺に現れる一
方、矢印Ｂに示すように主にスプリアスによる離調周波
数（キャリア信号周波数から離れた周波数）にも信号電
力が現れる。ただし、キャリア信号の周波数帯域にもス
プリアスによる信号電力成分は含まれている。
号を含みかつこれよりも十分に長いデータがメモリに蓄
積される。図４は、こうして取り込まれた信号の周波数
成分を、周波数対信号電力の関係で示したグラフであ
る。これによれば、主にキャリア信号による大きな信号
電力が矢印Ａに示すキャリア信号周波数近辺に現れる一
方、矢印Ｂに示すように主にスプリアスによる離調周波
数（キャリア信号周波数から離れた周波数）にも信号電
力が現れる。ただし、キャリア信号の周波数帯域にもス
プリアスによる信号電力成分は含まれている。
【０００７】上述したノイズ測定では、バースト信号に
重畳されたミッドアンブルの特定情報データを収集しつ
つ、ノイズ成分のデータも収集することが必要になる。
ところが、キャリア信号（バースト信号）による周波数
成分とスプリアス等によるノイズとではその信号電力に
大きな違いがあるので、これら信号のデータを同時に収
集しつつノイズの信号電力を精度良く測定するには高い
ダイナミック・レンジが必要である。しかし、その一方
で、キャリア信号の周波数帯域に対してノイズ信号の周
波数帯域幅が広いので、広帯域にデータを収集すること
も同時に必要である。
重畳されたミッドアンブルの特定情報データを収集しつ
つ、ノイズ成分のデータも収集することが必要になる。
ところが、キャリア信号（バースト信号）による周波数
成分とスプリアス等によるノイズとではその信号電力に
大きな違いがあるので、これら信号のデータを同時に収
集しつつノイズの信号電力を精度良く測定するには高い
ダイナミック・レンジが必要である。しかし、その一方
で、キャリア信号の周波数帯域に対してノイズ信号の周
波数帯域幅が広いので、広帯域にデータを収集すること
も同時に必要である。
【０００８】こうした観点から、再度図２の従来例を参
照すると、この例ではデジタルＩＱスプリッタ１８を用
いているので、処理信号の周波数帯域を拡大しようとす
ると、最高周波数も高くなり、アナログ・デジタル変換
器（ＡＤＣ）１６のサンプリング周波数を高くする必要
が生じる。そしてＡＤＣ１６のサンプリング周波数を高
速化すれば、デジタル・データの転送速度も高速化しな
ければならず、ＤＳＰ２４やメモリ２０の動作も高速化
が必要となる。この結果、周波数帯域の拡大には、技術
的及びコスト的に大きな困難が伴うことになる。
照すると、この例ではデジタルＩＱスプリッタ１８を用
いているので、処理信号の周波数帯域を拡大しようとす
ると、最高周波数も高くなり、アナログ・デジタル変換
器（ＡＤＣ）１６のサンプリング周波数を高くする必要
が生じる。そしてＡＤＣ１６のサンプリング周波数を高
速化すれば、デジタル・データの転送速度も高速化しな
ければならず、ＤＳＰ２４やメモリ２０の動作も高速化
が必要となる。この結果、周波数帯域の拡大には、技術
的及びコスト的に大きな困難が伴うことになる。
【０００９】そこで周波数帯域を拡大する１つの方法と
して、図５に示すように、信号をデジタル化する前にア
ナログＩＱスプリッタ１５を用いてＩＱ分離をするもの
が知られている。即ち、アナログＩＱスプリッタ１５が
出力するアナログＩ信号及びアナログＱ信号の周波数帯
域幅は、ＩＱ分離する前のアナログＩＦ信号の周波数帯
域幅の約２分の１に狭帯域化する。よって、アナログ・
デジタル変換器１７及び１９のサンプリング周波数の高
速化の問題は緩和し、後段のメモリ２２及びＤＳＰ２４
の動作高速化の要請も緩和できる。これらの結果、広帯
域のデータを生成できる。
して、図５に示すように、信号をデジタル化する前にア
ナログＩＱスプリッタ１５を用いてＩＱ分離をするもの
が知られている。即ち、アナログＩＱスプリッタ１５が
出力するアナログＩ信号及びアナログＱ信号の周波数帯
域幅は、ＩＱ分離する前のアナログＩＦ信号の周波数帯
域幅の約２分の１に狭帯域化する。よって、アナログ・
デジタル変換器１７及び１９のサンプリング周波数の高
速化の問題は緩和し、後段のメモリ２２及びＤＳＰ２４
の動作高速化の要請も緩和できる。これらの結果、広帯
域のデータを生成できる。
【００１０】なお、このようなアナログＩＱスプリッタ
１５を使用すると、出力されるアナログＩ信号とアナロ
グＱ信号との間で、振幅と位相のバランスが崩れやすい
という問題が生じる。しかし、この点については、例え
ば、本願出願人による特願平１１−２５０９０７号にお
いて、振幅と位相を適切に維持する方法が開示されてい
る。
１５を使用すると、出力されるアナログＩ信号とアナロ
グＱ信号との間で、振幅と位相のバランスが崩れやすい
という問題が生じる。しかし、この点については、例え
ば、本願出願人による特願平１１−２５０９０７号にお
いて、振幅と位相を適切に維持する方法が開示されてい
る。
【００１１】しかし、図５に示す例ではダイナミックレ
ンジがアナログＩＱプリッタ１５に制限されるので、図
２に示す例と比較すると、低レベルの信号測定を適切に
行えないという問題がある。
ンジがアナログＩＱプリッタ１５に制限されるので、図
２に示す例と比較すると、低レベルの信号測定を適切に
行えないという問題がある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上述してきたように、
キャリア信号によるスプリアスを主原因とするノイズを
測定する場合などにおいては、測定したい所望部分を特
定するためには広帯域でデータを生成する必要がある。
しかし、広帯域でデータを生成しようとすると、所望部
分を特定できても、その所望部分を高いダイナミック・
レンジで測定することができなかった。その逆も同様で
あり、広帯域と同時に高いダイナミックレンジを同時に
実現するという要求があるにもかかわらず、従来はこれ
らを両立することができなかった。そこで、本発明は、
こうした問題を解決しようとするもので、検出に広い帯
域を必要とする被測定信号中の所望部分を検出できるよ
うにすると同時に、この所望部分のデータを高いダイナ
ミック・レンジで生成できる信号アナライザを提供しよ
うとするものである。
キャリア信号によるスプリアスを主原因とするノイズを
測定する場合などにおいては、測定したい所望部分を特
定するためには広帯域でデータを生成する必要がある。
しかし、広帯域でデータを生成しようとすると、所望部
分を特定できても、その所望部分を高いダイナミック・
レンジで測定することができなかった。その逆も同様で
あり、広帯域と同時に高いダイナミックレンジを同時に
実現するという要求があるにもかかわらず、従来はこれ
らを両立することができなかった。そこで、本発明は、
こうした問題を解決しようとするもので、検出に広い帯
域を必要とする被測定信号中の所望部分を検出できるよ
うにすると同時に、この所望部分のデータを高いダイナ
ミック・レンジで生成できる信号アナライザを提供しよ
うとするものである。
【００１３】
【課題を解決する為の手段】本発明による信号アナライ
ザは、次のように構成される。即ち、周波数変換手段
は、被測定信号を中間周波数信号に変換する。第１信号
パスは、中間周波数信号をデジタル化して第１デジタル
・データを生成する。この第１デジタル・データは、帯
域は比較的に狭いものの高いダイナミック・レンジを有
している。第２信号パスは、中間周波数信号をＩＱ分離
して得られるアナログのＩ信号及びＱ信号を夫々デジタ
ル化して第２デジタル・データを生成する。アナログの
Ｉ信号及びＱ信号は、中間周波数信号に比較して帯域が
約半分となるので、生成される第２デジタル・データは
結果として広い帯域特性を得ることができる。中間周波
数増幅手段は、第１及び第２信号パスの夫々に中間周波
数信号を供給するもので、好適には電力を同じに保った
まま第１及び第２信号パスに上記中間周波数信号を供給
する。記憶手段は、第１及び第２デジタル・データを記
憶する。演算手段は、マイクロプロセッサなどから構成
され、第２デジタル・データから被測定信号中の所望部
分を特定し、この所望部分に対応する第１デジタル・デ
ータ中のデータを特定する。
ザは、次のように構成される。即ち、周波数変換手段
は、被測定信号を中間周波数信号に変換する。第１信号
パスは、中間周波数信号をデジタル化して第１デジタル
・データを生成する。この第１デジタル・データは、帯
域は比較的に狭いものの高いダイナミック・レンジを有
している。第２信号パスは、中間周波数信号をＩＱ分離
して得られるアナログのＩ信号及びＱ信号を夫々デジタ
ル化して第２デジタル・データを生成する。アナログの
Ｉ信号及びＱ信号は、中間周波数信号に比較して帯域が
約半分となるので、生成される第２デジタル・データは
結果として広い帯域特性を得ることができる。中間周波
数増幅手段は、第１及び第２信号パスの夫々に中間周波
数信号を供給するもので、好適には電力を同じに保った
まま第１及び第２信号パスに上記中間周波数信号を供給
する。記憶手段は、第１及び第２デジタル・データを記
憶する。演算手段は、マイクロプロセッサなどから構成
され、第２デジタル・データから被測定信号中の所望部
分を特定し、この所望部分に対応する第１デジタル・デ
ータ中のデータを特定する。
【００１４】より具体的な例としては、被測定信号がＧ
ＳＭなどによる移動体通信用信号である場合が考えられ
る。このとき、演算手段は第２デジタル・データから移
動体通信用信号のキャリア信号中のバースト部分に含ま
れる所望部分の特定情報部分を抽出するとともに特定情
報部分を復調することによって特定情報を解読する。そ
して、この特定情報に基いて定まる所望部分に対応する
第１デジタル・データ中のデータを特定する。言い換え
ると、帯域の広い第２デジタル・データを用いて所望部
分を特定し、この所望部分に対応する第１デジタル・デ
ータ中のデータを特定する。
ＳＭなどによる移動体通信用信号である場合が考えられ
る。このとき、演算手段は第２デジタル・データから移
動体通信用信号のキャリア信号中のバースト部分に含ま
れる所望部分の特定情報部分を抽出するとともに特定情
報部分を復調することによって特定情報を解読する。そ
して、この特定情報に基いて定まる所望部分に対応する
第１デジタル・データ中のデータを特定する。言い換え
ると、帯域の広い第２デジタル・データを用いて所望部
分を特定し、この所望部分に対応する第１デジタル・デ
ータ中のデータを特定する。
【００１５】なお、本発明においては、中間周波数増幅
手段と第１信号パスとの間に第１デジタル・データの中
心周波数を変更する中心周波数変更手段を更に設けて、
第１デジタル・データに所望部分のデータが含まれるよ
うに中心周波数の値を変更できるようにしても良い。こ
れによれば、より的確に所望部分のデータを生成するこ
とができる。
手段と第１信号パスとの間に第１デジタル・データの中
心周波数を変更する中心周波数変更手段を更に設けて、
第１デジタル・データに所望部分のデータが含まれるよ
うに中心周波数の値を変更できるようにしても良い。こ
れによれば、より的確に所望部分のデータを生成するこ
とができる。
【００１６】また、第１デジタル・データは、中間周波
数信号をデジタル化した後にデジタル的にＩＱ分離を行
って得られるデジタルＩ信号及びデジタルＱ信号として
生成しても良い。第１デジタル・データがデジタルＩ信
号及びデジタルＱ信号に分離されていれば、その後段に
あるメモリ等の動作処理が遅くても良くなるので、信号
処理が容易になる。また、ＦＦＴ演算処理等も行い易く
なる。
数信号をデジタル化した後にデジタル的にＩＱ分離を行
って得られるデジタルＩ信号及びデジタルＱ信号として
生成しても良い。第１デジタル・データがデジタルＩ信
号及びデジタルＱ信号に分離されていれば、その後段に
あるメモリ等の動作処理が遅くても良くなるので、信号
処理が容易になる。また、ＦＦＴ演算処理等も行い易く
なる。
【００１７】
【発明の実施の形態】図１は、本発明による信号アナラ
イザの要部の一構成例を示すブロック図である。従来例
と対応する構成要素には同一の参照符号を付している。
被測定信号は、ミキサ及び局部発振器等を含む周知の周
波数変換回路１０によりＩＦ（中間周波数）信号に変換
される。このとき、ＩＦ信号の中心周波数は、測定した
い帯域に応じて適宜変更される。このＩＦ信号は、ＢＰ
Ｆ（帯域通過フィルタ）１２により適切な帯域幅の信号
となる。このＢＰＦ１２の出力信号（ＩＦ信号）を受け
たＩＦ増幅器１４は、その電力が入力時と同じままのＩ
Ｆ信号を第１及び第２ミキサ６及び８に夫々供給する。
別の見方によれば、電力スプリッタとして機能する。
イザの要部の一構成例を示すブロック図である。従来例
と対応する構成要素には同一の参照符号を付している。
被測定信号は、ミキサ及び局部発振器等を含む周知の周
波数変換回路１０によりＩＦ（中間周波数）信号に変換
される。このとき、ＩＦ信号の中心周波数は、測定した
い帯域に応じて適宜変更される。このＩＦ信号は、ＢＰ
Ｆ（帯域通過フィルタ）１２により適切な帯域幅の信号
となる。このＢＰＦ１２の出力信号（ＩＦ信号）を受け
たＩＦ増幅器１４は、その電力が入力時と同じままのＩ
Ｆ信号を第１及び第２ミキサ６及び８に夫々供給する。
別の見方によれば、電力スプリッタとして機能する。
【００１８】第１ミキサ６は、測定したい周波数に応じ
てＩＦ信号の中心周波数を変更してＡＤＣ（アナログ・
デジタル変換器）１６に供給する。上述したＧＳＭのノ
イズ測定では、予め測定するノイズの周波数が定められ
ているので、第１ミキサ６はＡＤＣ１６に供給するＩＦ
信号の周波数帯域がこの既定周波数を含むように、中心
周波数を設定する。ＡＤＣ１６でデジタル・データに変
換されたＩＦ信号は、デジタルＩＱスプリッタ１８に供
給され、ここでデジタル的にＩＱ分離されてデジタルＩ
信号及びデジタルＱ信号が生成される。このとき、ＡＤ
Ｃ１６及びデジタルＩＱスプリッタ１８で構成される信
号パスを、以下では第１信号パスと呼ぶことにする。ま
た、この第１信号パスで生成されるデジタルＩ信号及び
デジタルＱ信号の２つをまとめて、以下では第１デジタ
ル・データと呼ぶことにする。
てＩＦ信号の中心周波数を変更してＡＤＣ（アナログ・
デジタル変換器）１６に供給する。上述したＧＳＭのノ
イズ測定では、予め測定するノイズの周波数が定められ
ているので、第１ミキサ６はＡＤＣ１６に供給するＩＦ
信号の周波数帯域がこの既定周波数を含むように、中心
周波数を設定する。ＡＤＣ１６でデジタル・データに変
換されたＩＦ信号は、デジタルＩＱスプリッタ１８に供
給され、ここでデジタル的にＩＱ分離されてデジタルＩ
信号及びデジタルＱ信号が生成される。このとき、ＡＤ
Ｃ１６及びデジタルＩＱスプリッタ１８で構成される信
号パスを、以下では第１信号パスと呼ぶことにする。ま
た、この第１信号パスで生成されるデジタルＩ信号及び
デジタルＱ信号の２つをまとめて、以下では第１デジタ
ル・データと呼ぶことにする。
【００１９】一方、第２ミキサ８は、測定したい周波数
に応じてＩＦ信号の中心周波数を変更し、アナログＩＱ
スプリッタ１５に供給する。アナログＩＱスプリッタ１
５は、アナログのＩＦ信号をＩＱ分離しアナログのＩ及
びＱ信号を生成する。アナログＩ信号及びアナログＱ信
号は、夫々対応するＡＤＣ１７及び１９に供給され、デ
ジタル・データに変換される。このとき、アナログＩＱ
スプリッタ１５並びにＡＤＣ１７及び１９で構成される
信号パスを、以下では第２信号パスと呼ぶことにする。
また、この第２信号パスで生成されるデジタルＩ信号及
びデジタルＱ信号の２つをまとめて、以下では第２デジ
タル・データと呼ぶことにする。
に応じてＩＦ信号の中心周波数を変更し、アナログＩＱ
スプリッタ１５に供給する。アナログＩＱスプリッタ１
５は、アナログのＩＦ信号をＩＱ分離しアナログのＩ及
びＱ信号を生成する。アナログＩ信号及びアナログＱ信
号は、夫々対応するＡＤＣ１７及び１９に供給され、デ
ジタル・データに変換される。このとき、アナログＩＱ
スプリッタ１５並びにＡＤＣ１７及び１９で構成される
信号パスを、以下では第２信号パスと呼ぶことにする。
また、この第２信号パスで生成されるデジタルＩ信号及
びデジタルＱ信号の２つをまとめて、以下では第２デジ
タル・データと呼ぶことにする。
【００２０】第１及び第２信号パスで生成された第１及
び第２デジタル・データは、メモリ２０に記憶される。
第１及び第２デジタル・データの記憶の開始及び終了等
の制御は、周知のトリガ機能等を用いて行われる。演算
制御回路２２は、メモリ２０のアドレスを制御し、また
メモリ２０に記憶されたデジタル・データを必要に応じ
てＦＦＴ演算し、周波数領域データに変換する。ＤＳＰ
（デジタル・シグナル・プロセッサ）２４は、先のＦＦ
Ｔ演算その他の演算処理を高速に行いたいときに、演算
制御回路２２に代わって演算処理を行う。
び第２デジタル・データは、メモリ２０に記憶される。
第１及び第２デジタル・データの記憶の開始及び終了等
の制御は、周知のトリガ機能等を用いて行われる。演算
制御回路２２は、メモリ２０のアドレスを制御し、また
メモリ２０に記憶されたデジタル・データを必要に応じ
てＦＦＴ演算し、周波数領域データに変換する。ＤＳＰ
（デジタル・シグナル・プロセッサ）２４は、先のＦＦ
Ｔ演算その他の演算処理を高速に行いたいときに、演算
制御回路２２に代わって演算処理を行う。
【００２１】上述してきた各ブロックは、マイクロプロ
セッサ・システム上に構築され、マイクロプロセッサ
（図示せず）によって全体の動作が制御される。信号ア
ナライザのユーザーは、本体に設けた操作パネル（図示
せず）等により、信号アナライザの測定モード、測定帯
域等を変更するための指示を与えることができる。
セッサ・システム上に構築され、マイクロプロセッサ
（図示せず）によって全体の動作が制御される。信号ア
ナライザのユーザーは、本体に設けた操作パネル（図示
せず）等により、信号アナライザの測定モード、測定帯
域等を変更するための指示を与えることができる。
【００２２】第１信号パスは、図２で説明した従来例と
同様の構成を有しており、その結果、第１デジタル・デ
ータは比較的狭帯域ながら高いダイナミック・レンジと
いう特性を持つ。一方、第２信号パスは、図５で説明し
た従来例と同様の構成を有しており、その結果、第２デ
ジタル・データは比較的低いダイナミック・レンジなが
ら広帯域という特性を持つ。
同様の構成を有しており、その結果、第１デジタル・デ
ータは比較的狭帯域ながら高いダイナミック・レンジと
いう特性を持つ。一方、第２信号パスは、図５で説明し
た従来例と同様の構成を有しており、その結果、第２デ
ジタル・データは比較的低いダイナミック・レンジなが
ら広帯域という特性を持つ。
【００２３】次に、本発明による信号アナライザを用い
て、上述したＧＳＭによる送信信号のノイズ測定を行う
例を説明する。その前提として、キャリア信号のバース
ト信号に重畳されたミッドアンブル部分のデータを生成
できる必要があり、同時に測定を意図するノイズ測定区
間に含まれる周波数成分のデータも生成できる必要があ
る。
て、上述したＧＳＭによる送信信号のノイズ測定を行う
例を説明する。その前提として、キャリア信号のバース
ト信号に重畳されたミッドアンブル部分のデータを生成
できる必要があり、同時に測定を意図するノイズ測定区
間に含まれる周波数成分のデータも生成できる必要があ
る。
【００２４】そこで、キャリア信号周波数及びノイズ周
波数の両方に渡る広い帯域幅のデジタル・データを得る
ために、第２信号パスを用いて第２デジタル・データを
生成する。このとき、第２信号パスに供給するＩＦ信号
の中心周波数は、キャリア信号周波数とノイズ周波数の
中間の周波数に設定するのがデータ生成効率として最も
良い。この中心周波数の値は、主に周波数変換回路１０
で制御される。また、必要に応じ、第２ミキサ８が補助
的に中心周波数の変更を行う。
波数の両方に渡る広い帯域幅のデジタル・データを得る
ために、第２信号パスを用いて第２デジタル・データを
生成する。このとき、第２信号パスに供給するＩＦ信号
の中心周波数は、キャリア信号周波数とノイズ周波数の
中間の周波数に設定するのがデータ生成効率として最も
良い。この中心周波数の値は、主に周波数変換回路１０
で制御される。また、必要に応じ、第２ミキサ８が補助
的に中心周波数の変更を行う。
【００２５】第２信号パスが生成する第２デジタル・デ
ータは、バースト信号を含み且つこれより十分に広い部
分のデータで構成される。これを演算制御回路１０又は
ＤＳＰ２４において復調することにより、ミッドアンブ
ルに含まれるノイズ特定区間を特定する情報が解読され
る。解読された特定情報により、ミッドアンブルから時
間的にどの程度離れた部分がノイズ測定区間であるかを
特定できる。
ータは、バースト信号を含み且つこれより十分に広い部
分のデータで構成される。これを演算制御回路１０又は
ＤＳＰ２４において復調することにより、ミッドアンブ
ルに含まれるノイズ特定区間を特定する情報が解読され
る。解読された特定情報により、ミッドアンブルから時
間的にどの程度離れた部分がノイズ測定区間であるかを
特定できる。
【００２６】第１信号パスが生成する第１デジタル・デ
ータも、バースト信号を含み且つこれより十分に広い部
分のデータで構成される。ただし、第２信号パスに比較
して帯域幅は狭くなっており、上述のようにノイズ測定
で必要される帯域だけのデータで構成される。第２デジ
タル・データの分析によって、どのタイミングで生成さ
れたデータがノイズ測定区間のデータであるか特定でき
たので、第１デジタル・データ中のノイズ測定区間に対
応するデータも特定することができる。
ータも、バースト信号を含み且つこれより十分に広い部
分のデータで構成される。ただし、第２信号パスに比較
して帯域幅は狭くなっており、上述のようにノイズ測定
で必要される帯域だけのデータで構成される。第２デジ
タル・データの分析によって、どのタイミングで生成さ
れたデータがノイズ測定区間のデータであるか特定でき
たので、第１デジタル・データ中のノイズ測定区間に対
応するデータも特定することができる。
【００２７】第１デジタル・データ中のノイズ測定区間
に対応するデータに対しては、従来と同様にＦＦＴ演算
処理を行っても良い。これにより、ノイズ測定区間に含
まれる周波数成分を高ダイナミック・レンジで分析する
ことが可能になる。また、場合によっては時間領域デー
タのまま時間対信号電力グラフに表示しても良い。
に対応するデータに対しては、従来と同様にＦＦＴ演算
処理を行っても良い。これにより、ノイズ測定区間に含
まれる周波数成分を高ダイナミック・レンジで分析する
ことが可能になる。また、場合によっては時間領域デー
タのまま時間対信号電力グラフに表示しても良い。
【００２８】以上、本発明の好適実施例を説明したが、
本発明は、上述の実施例のみに限定されるものではな
く、本発明の要旨から逸脱することなく、種々の変形及
び修正を加え得ることは当業者には明らかである。例え
ば、第２信号パスに供給されるＩＦ信号の中心周波数の
変更を周波数変換回路１０だけで変更するようにすれ
ば、第２ミキサ８はなくても良い。更には、第１ミキサ
６も本発明に必須の要素ではない。第１及び第２ミキサ
６及び８の両方がない場合では、第１及び第２信号パス
に供給されるＩＦ信号の中心周波数が同じなる。そこ
で、この中心周波数がノイズ測定区間に含まれる周波数
成分の中心近辺の値となるように、周波数変換回路１０
を制御すれば良い。上述では、ＧＳＭの規格の１つにあ
るノイズ測定を例として本発明による信号アナライザの
動作を説明してきたが、本発明はこの測定に限定される
ものではない。また、図１では、デジタルＩＱスプリッ
タ１８を用いて、デジタル化したＩＦ信号をＩＱ分離し
た例を示したが、これは本発明において必ずしも必要で
なく、ＡＤＣ１６の出力データを第１デジタル・データ
としても良い。なぜならＩＱ分離しなくとも、ＡＤＣ１
６の出力データも既に高ダイナミック・レンジだからで
ある。ただし、ＩＱ分離を行うことにより、後段のメモ
リ等の動作を低速にできると同時に、もしＦＦＴ演算処
理を行う場合にはその処理が容易になるという利点があ
る。
本発明は、上述の実施例のみに限定されるものではな
く、本発明の要旨から逸脱することなく、種々の変形及
び修正を加え得ることは当業者には明らかである。例え
ば、第２信号パスに供給されるＩＦ信号の中心周波数の
変更を周波数変換回路１０だけで変更するようにすれ
ば、第２ミキサ８はなくても良い。更には、第１ミキサ
６も本発明に必須の要素ではない。第１及び第２ミキサ
６及び８の両方がない場合では、第１及び第２信号パス
に供給されるＩＦ信号の中心周波数が同じなる。そこ
で、この中心周波数がノイズ測定区間に含まれる周波数
成分の中心近辺の値となるように、周波数変換回路１０
を制御すれば良い。上述では、ＧＳＭの規格の１つにあ
るノイズ測定を例として本発明による信号アナライザの
動作を説明してきたが、本発明はこの測定に限定される
ものではない。また、図１では、デジタルＩＱスプリッ
タ１８を用いて、デジタル化したＩＦ信号をＩＱ分離し
た例を示したが、これは本発明において必ずしも必要で
なく、ＡＤＣ１６の出力データを第１デジタル・データ
としても良い。なぜならＩＱ分離しなくとも、ＡＤＣ１
６の出力データも既に高ダイナミック・レンジだからで
ある。ただし、ＩＱ分離を行うことにより、後段のメモ
リ等の動作を低速にできると同時に、もしＦＦＴ演算処
理を行う場合にはその処理が容易になるという利点があ
る。
【００２９】なお、第１デジタル・データは比較的高ダ
イナミック・レンジと説明してきたが、ここにいう「比
較的」とは第２信号パスのような構成から得られる第２
デジタル・データと比較してという意味である。同様
に、第２デジタル・データは比較的広帯域と説明してき
たが、ここにいう「比較的」とは第１信号パスのような
構成から得られる第１デジタル・データと比較してとい
う意味である。
イナミック・レンジと説明してきたが、ここにいう「比
較的」とは第２信号パスのような構成から得られる第２
デジタル・データと比較してという意味である。同様
に、第２デジタル・データは比較的広帯域と説明してき
たが、ここにいう「比較的」とは第１信号パスのような
構成から得られる第１デジタル・データと比較してとい
う意味である。
【００３０】以上のように本発明によれば、広帯域の第
２デジタル・データから被測定信号中の所望部分を特定
し、この所望部分に対応する第１デジタル・データ中の
データを特定する。これによって、検出に広い帯域を必
要とする被測定信号中の所望部分を的確に検出でき、同
時にこの所望部分のデータを高いダイナミック・レンジ
で生成できる。
２デジタル・データから被測定信号中の所望部分を特定
し、この所望部分に対応する第１デジタル・データ中の
データを特定する。これによって、検出に広い帯域を必
要とする被測定信号中の所望部分を的確に検出でき、同
時にこの所望部分のデータを高いダイナミック・レンジ
で生成できる。
【図１】本発明による信号アナライザの一実施形態の要
部の構成を示すブロック図である。
部の構成を示すブロック図である。
【図２】従来の信号アナライザの要部の構成例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】移動体通信の送信信号のバースト信号に含まれ
るミッドアンブル及びノイズ測定区間の関係を示す時間
対信号電力グラフである。
るミッドアンブル及びノイズ測定区間の関係を示す時間
対信号電力グラフである。
【図４】移動体通信のノイズ測定で利用する周波数成分
の分布を示す周波数対信号電力グラフである。
の分布を示す周波数対信号電力グラフである。
【図５】従来の信号アナライザの要部構成の他例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
６ 第１ミキサ
８ 第２ミキサ
１０ 周波数変換回路
１２ 帯域通過フィルタ
１４ ＩＦ増幅器
１５ アナログＩＱスプリッタ
１６ ＡＤＣ
１７ ＡＤＣ
１８ デジタルＩＱスプリッタ
１９ ＡＤＣ
２０ メモリ
２２ 演算制御回路
２４ ＤＳＰ
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平10−227816（ＪＰ，Ａ)
特開2000−151731（ＪＰ，Ａ)
特開 平10−10168（ＪＰ，Ａ)
特開 平11−51990（ＪＰ，Ａ)
特開 平６−34679（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 17/00
G01R 23/173
H04L 27/14
Claims (4)
- 【請求項１】 被測定信号を中間周波数信号に変換する
周波数変換手段と、 上記中間周波数信号をデジタル化して第１デジタル・デ
ータを生成する第１信号パスと、 上記中間周波数信号をＩＱ分離して得られるアナログの
Ｉ信号及びＱ信号を夫々デジタル化して第２デジタル・
データを生成する第２信号パスと、 上記第１及び第２信号パスの夫々に上記中間周波数信号
を供給する中間周波数増幅手段と、 上記第１及び第２デジタル・データを記憶する記憶手段
と、 上記第２デジタル・データから上記被測定信号中の所望
部分を特定し、該所望部分に対応する上記第１デジタル
・データ中のデータを特定する演算手段とを具える信号
処理回路。 - 【請求項２】 上記被測定信号は移動体通信用信号であ
って、 上記演算手段は上記第２デジタル・データから上記移動
体通信用信号のキャリア信号中のバースト部分に含まれ
る上記所望部分の特定情報部分を抽出するとともに該特
定情報部分を復調することによって特定情報を解読し、
該特定情報に基いて定まる上記所望部分に対応する上記
第１デジタル・データ中のデータを特定することを特徴
とする請求項１記載の信号アナライザ。 - 【請求項３】 上記中間周波数増幅手段と上記第１信号
パスとの間に上記第１デジタル・データの中心周波数を
変更する中心周波数変更手段を更に具え、 上記第１デジタル・データに上記所望部分のデータが含
まれるように上記中心周波数の値を変更可能なことを特
徴とする請求項１又は２記載の信号アナライザ。 - 【請求項４】 上記第１デジタル・データは、上記中間
周波数信号をデジタル化した後にデジタル的にＩＱ分離
を行って得られるデジタルＩ信号及びデジタルＱ信号と
して生成されることを特徴とする請求項１乃至３のいず
れかに記載の信号アナライザ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000128499A JP3433724B2 (ja) | 2000-04-27 | 2000-04-27 | 信号アナライザ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000128499A JP3433724B2 (ja) | 2000-04-27 | 2000-04-27 | 信号アナライザ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001313616A JP2001313616A (ja) | 2001-11-09 |
| JP3433724B2 true JP3433724B2 (ja) | 2003-08-04 |
Family
ID=18637936
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000128499A Expired - Fee Related JP3433724B2 (ja) | 2000-04-27 | 2000-04-27 | 信号アナライザ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3433724B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4560440B2 (ja) * | 2005-05-16 | 2010-10-13 | Ｏｋｉセミコンダクタ株式会社 | 復調回路及び復調方法 |
| JP5085105B2 (ja) * | 2006-11-24 | 2012-11-28 | テクトロニクス・インターナショナル・セールス・ゲーエムベーハー | シグナル・アナライザ |
| JP4792595B2 (ja) * | 2007-07-27 | 2011-10-12 | テクトロニクス・インターナショナル・セールス・ゲーエムベーハー | アナログ・デジタル変換システム |
| US8675719B2 (en) * | 2010-09-28 | 2014-03-18 | Tektronix, Inc. | Multi-domain test and measurement instrument |
| JP6541286B1 (ja) * | 2018-07-18 | 2019-07-10 | 八重洲無線株式会社 | 無線受信装置 |
| JP7316397B1 (ja) | 2022-01-17 | 2023-07-27 | アンリツ株式会社 | 信号解析装置および信号解析方法 |
-
2000
- 2000-04-27 JP JP2000128499A patent/JP3433724B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JP2001313616A (ja) | 2001-11-09 |
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