JPH0851781A - 高周波共振リンクを持つ電力変換装置 - Google Patents
高周波共振リンクを持つ電力変換装置Info
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- JPH0851781A JPH0851781A JP6187048A JP18704894A JPH0851781A JP H0851781 A JPH0851781 A JP H0851781A JP 6187048 A JP6187048 A JP 6187048A JP 18704894 A JP18704894 A JP 18704894A JP H0851781 A JPH0851781 A JP H0851781A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＤＣリンク・直列共振形の高周波共振リンク
を持つ電力変換装置において、直流電源部への電力回生
を可能にする。 【構成】 直流電源部１１からリンク部１２に電力供給
をして、サイリスタＴa1，Ｔa21 ，Ｔa22 をオン・オフ
制御すると、コンデンサＣo 及びリアクトルＬ01，Ｌ02
でなる直列共振回路が直列共振し、リアクトルＬd で生
じた直流電流Ｉdが共振電流に重畳して電流パルスｉs
となる。インバータ部１３のインバータＩＶは、電流パ
ルスｉs をＰＷＭ制御して電動機１４に送る。直流電源
部１１のリアクトルＬf はリンク部１２のリアクトルＬ
d と磁気的に密結合しており、直流電流Ｉd が零になる
とリアクトルＬf にフィードバック電流ｉf が生じ、こ
のフィードバック電流ｉf によりバッテリＢに電力回生
ができる。
を持つ電力変換装置において、直流電源部への電力回生
を可能にする。 【構成】 直流電源部１１からリンク部１２に電力供給
をして、サイリスタＴa1，Ｔa21 ，Ｔa22 をオン・オフ
制御すると、コンデンサＣo 及びリアクトルＬ01，Ｌ02
でなる直列共振回路が直列共振し、リアクトルＬd で生
じた直流電流Ｉdが共振電流に重畳して電流パルスｉs
となる。インバータ部１３のインバータＩＶは、電流パ
ルスｉs をＰＷＭ制御して電動機１４に送る。直流電源
部１１のリアクトルＬf はリンク部１２のリアクトルＬ
d と磁気的に密結合しており、直流電流Ｉd が零になる
とリアクトルＬf にフィードバック電流ｉf が生じ、こ
のフィードバック電流ｉf によりバッテリＢに電力回生
ができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は高周波共振リンクを持つ
電力変換装置に関し、ＤＣリンク・直列共振形（後述）
の電力変換装置において、直流電源に電力回生ができる
ように工夫したものである。
電力変換装置に関し、ＤＣリンク・直列共振形（後述）
の電力変換装置において、直流電源に電力回生ができる
ように工夫したものである。
【０００２】
【従来の技術】ソフトスイッチング（後述）を用いた
「高周波共振リンクを持つ電力変換装置」の研究は近年
盛んに行われるようになってきた（例えば「電学論Ｄ，
１１２巻９号，平成４年」の８２９頁〜８３６頁）。こ
の種の電力変換装置は、図９に示すように、入力コンバ
ータ１、リンク部２、出力インバータ３を主要構成とし
ており、リンク部２には高周波直列共振回路または高周
波並列共振回路を備えている。リンク部２はリンク電流
（直列共振の場合）あるいはリンク電圧（並列共振の場
合）を約１０kHz 〜数十kHz の高周波で振動させるの
で、振動電流（直列共振の場合）あるいは振動電圧（並
列共振の場合）がゼロをよぎる時点でのみ、入力コンバ
ータ１あるいは出力インバータ３のスイッチング素子を
オン・オフ動作させる（これを「ソフトスイッチング」
と称する）。このようにソフトスイッチング動作をさせ
ることにより、スイッチング損失を大幅に低減すること
ができる。
「高周波共振リンクを持つ電力変換装置」の研究は近年
盛んに行われるようになってきた（例えば「電学論Ｄ，
１１２巻９号，平成４年」の８２９頁〜８３６頁）。こ
の種の電力変換装置は、図９に示すように、入力コンバ
ータ１、リンク部２、出力インバータ３を主要構成とし
ており、リンク部２には高周波直列共振回路または高周
波並列共振回路を備えている。リンク部２はリンク電流
（直列共振の場合）あるいはリンク電圧（並列共振の場
合）を約１０kHz 〜数十kHz の高周波で振動させるの
で、振動電流（直列共振の場合）あるいは振動電圧（並
列共振の場合）がゼロをよぎる時点でのみ、入力コンバ
ータ１あるいは出力インバータ３のスイッチング素子を
オン・オフ動作させる（これを「ソフトスイッチング」
と称する）。このようにソフトスイッチング動作をさせ
ることにより、スイッチング損失を大幅に低減すること
ができる。
【０００３】上述した高周波共振リンクを持つ電力変換
装置は、（イ）リンク部２の共振電圧または共振電流に
直流電圧または直流電流を重畳するかどうか、及び、
（ロ）Ｌ，Ｃ共振回路が直列か並列かにより、次の４種
に分類される。
装置は、（イ）リンク部２の共振電圧または共振電流に
直流電圧または直流電流を重畳するかどうか、及び、
（ロ）Ｌ，Ｃ共振回路が直列か並列かにより、次の４種
に分類される。
【０００４】（１）ＡＣリンク・並列共振形 このタイプでは直流信号を重畳をすることなく（ＡＣリ
ンクの特徴）、ＬＣ並列共振回路を用いる。このタイプ
では、双方向導通可能なスイッチング素子が必要であり
（ＡＣリンクの特徴）、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチン
グ：電圧ゼロの時点でのみオン・オフ動作する）の特性
を持つ（並列共振リンクのため）。
ンクの特徴）、ＬＣ並列共振回路を用いる。このタイプ
では、双方向導通可能なスイッチング素子が必要であり
（ＡＣリンクの特徴）、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチン
グ：電圧ゼロの時点でのみオン・オフ動作する）の特性
を持つ（並列共振リンクのため）。
【０００５】（２）ＡＣリンク・直列共振形 このタイプでは直流信号の重畳をすることなく（ＡＣリ
ンクの特徴）、ＬＣ直列共振回路を用いる。このタイプ
では、双方向導通可能なスイッチング素子が必要であり
（ＡＣリンクの特徴）、ＺＣＳ（ゼロ電流スイッチン
グ：電流ゼロの時点でのみオン・オフ動作する）の特性
を持つ（直列共振リンクのため）。
ンクの特徴）、ＬＣ直列共振回路を用いる。このタイプ
では、双方向導通可能なスイッチング素子が必要であり
（ＡＣリンクの特徴）、ＺＣＳ（ゼロ電流スイッチン
グ：電流ゼロの時点でのみオン・オフ動作する）の特性
を持つ（直列共振リンクのため）。
【０００６】（３）ＤＣリンク・並列共振形 このタイプでは直流信号を重畳し（ＤＣリンクの特
徴）、ＬＣ並列共振回路を用いるため、重畳する直流信
号は直流電圧である。このタイプでは、一方向導通可能
なスイッチング素子を用いることができ（ＤＣリンクの
特徴）、ＺＶＳの特性を持つ（並列共振リンクのた
め）。
徴）、ＬＣ並列共振回路を用いるため、重畳する直流信
号は直流電圧である。このタイプでは、一方向導通可能
なスイッチング素子を用いることができ（ＤＣリンクの
特徴）、ＺＶＳの特性を持つ（並列共振リンクのた
め）。
【０００７】（４）ＤＣリンク・直列共振形 このタイプでは直流信号を重畳し（ＤＣリンクの特
徴）、ＬＣ直列共振回路を用いるため、重畳する直流信
号は直流電流である。このタイプでは、一方向導通可能
なスイッチング素子を用いることができ（ＤＣリンクの
特徴）、ＺＣＳの特性を持つ（直列共振リンクのた
め）。
徴）、ＬＣ直列共振回路を用いるため、重畳する直流信
号は直流電流である。このタイプでは、一方向導通可能
なスイッチング素子を用いることができ（ＤＣリンクの
特徴）、ＺＣＳの特性を持つ（直列共振リンクのた
め）。
【０００８】上述したタイプのうち（３）（４）のＤＣ
リンク形では、素子数が少なくＡＣリンク形に比べ回路
構成が簡単という長所を有している。これは、ＡＣリン
ク形ではインバータ入力電圧が正負に変化する交流とな
るため、１アームのスイッチング素子は双方向の電流を
制御する必要があり、１アーム分に対して正負双方向に
スイッチング素子が必要となるのに対し、ＤＣリンク形
では片方向のみスイッチング制御すればよいため、スイ
ッチング素子が少なくてすむのである。
リンク形では、素子数が少なくＡＣリンク形に比べ回路
構成が簡単という長所を有している。これは、ＡＣリン
ク形ではインバータ入力電圧が正負に変化する交流とな
るため、１アームのスイッチング素子は双方向の電流を
制御する必要があり、１アーム分に対して正負双方向に
スイッチング素子が必要となるのに対し、ＤＣリンク形
では片方向のみスイッチング制御すればよいため、スイ
ッチング素子が少なくてすむのである。
【０００９】上述した（３）のＤＣリンク・並列共振形
は、従来の電圧形インバータに対応し、電圧形インバー
タと同様にスイッチング素子の保護は難しいが、直流電
源への電力回生は可能である。なお電力回生をする場合
には、交流入力を直流に変換するコンバータの代わりに
直流入力であるバッテリ等を直流電源として用いる。こ
の場合、電力回生による共振回路の電圧上昇を防ぐため
回路構成が複雑になる。
は、従来の電圧形インバータに対応し、電圧形インバー
タと同様にスイッチング素子の保護は難しいが、直流電
源への電力回生は可能である。なお電力回生をする場合
には、交流入力を直流に変換するコンバータの代わりに
直流入力であるバッテリ等を直流電源として用いる。こ
の場合、電力回生による共振回路の電圧上昇を防ぐため
回路構成が複雑になる。
【００１０】ここでＤＣリンク・並列共振形では、スイ
ッチング素子の保護が難しいことと、電力回生ができる
ことを、図１０を参照して説明する。図１０において、
Ｂはバッテリ、Ｌ0 は共振用コイル、Ｃ0 は共振用コン
デンサ、Ｃd は直流電圧供給用コンデンサ、Ｓ1 ，Ｓ2
はスイッチング素子、Ｄ1 ，Ｄ2 はダイオードである。
図１０の回路において、誤動作等によりスイッチング素
子Ｓ1 ，Ｓ2 が同時にＯＮすると、バッテリＢから大き
な短絡電流が流れ、しかも短絡電流を制限する部分がな
いので、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の保護が難しい。
一方、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 を通って負荷側のエネルギ
ーを回生することができる。
ッチング素子の保護が難しいことと、電力回生ができる
ことを、図１０を参照して説明する。図１０において、
Ｂはバッテリ、Ｌ0 は共振用コイル、Ｃ0 は共振用コン
デンサ、Ｃd は直流電圧供給用コンデンサ、Ｓ1 ，Ｓ2
はスイッチング素子、Ｄ1 ，Ｄ2 はダイオードである。
図１０の回路において、誤動作等によりスイッチング素
子Ｓ1 ，Ｓ2 が同時にＯＮすると、バッテリＢから大き
な短絡電流が流れ、しかも短絡電流を制限する部分がな
いので、スイッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の保護が難しい。
一方、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 を通って負荷側のエネルギ
ーを回生することができる。
【００１１】上述した（４）のＤＣリンク・直列共振形
は、従来の電流形インバータに対応し、電流形インバー
タと同様にスイッチング素子の保護は容易であるが、直
流電源への電力回生が困難であるという欠点を持ってい
る。
は、従来の電流形インバータに対応し、電流形インバー
タと同様にスイッチング素子の保護は容易であるが、直
流電源への電力回生が困難であるという欠点を持ってい
る。
【００１２】ここでＤＣリンク・直列共振形では、スイ
ッチング素子の保護が容易であることと、電力回生が困
難であることを、図１１を参照して説明する。図１１に
おいて、Ｂはバッテリ、Ｌ0 は共振用コイル、Ｃ0 は共
振用コンデンサ、Ｌd は直流電流供給用リアクトル、Ｓ
1 ，Ｓ2 はスイッチング素子、Ｆはヒューズである。図
１１の回路において、誤動作等によりスイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ2 が同時にＯＮしても、バッテリＢからの短絡
電流はリアクトルＬd を介して流れるため、電流の立上
りが抑えられる。このため、短絡電流を検出してスイッ
チング素子Ｓ 1 ，Ｓ2 のゲートをＯＦＦしたり、あるい
は直流回路にヒューズＦを入れたりする対策により、ス
イッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の保護が容易にできる。一
方、図１１の回路では、バッテリＢから電流を供給する
方向にしか電流を流せないので、このままでは電力回生
はできない。電力回生をするには、図１２に示すような
切換スイッチＳＷが必要になる。
ッチング素子の保護が容易であることと、電力回生が困
難であることを、図１１を参照して説明する。図１１に
おいて、Ｂはバッテリ、Ｌ0 は共振用コイル、Ｃ0 は共
振用コンデンサ、Ｌd は直流電流供給用リアクトル、Ｓ
1 ，Ｓ2 はスイッチング素子、Ｆはヒューズである。図
１１の回路において、誤動作等によりスイッチング素子
Ｓ1 ，Ｓ2 が同時にＯＮしても、バッテリＢからの短絡
電流はリアクトルＬd を介して流れるため、電流の立上
りが抑えられる。このため、短絡電流を検出してスイッ
チング素子Ｓ 1 ，Ｓ2 のゲートをＯＦＦしたり、あるい
は直流回路にヒューズＦを入れたりする対策により、ス
イッチング素子Ｓ1 ，Ｓ2 の保護が容易にできる。一
方、図１１の回路では、バッテリＢから電流を供給する
方向にしか電流を流せないので、このままでは電力回生
はできない。電力回生をするには、図１２に示すような
切換スイッチＳＷが必要になる。
【００１３】本発明は、上記実状に鑑み、回路構成が簡
単でスイッチング素子の保護が容易なＤＣリンク・直列
共振形において、直流電源への電力回生を可能とした高
周波共振リンクを持つ電力変換装置を提供することを目
的とする。
単でスイッチング素子の保護が容易なＤＣリンク・直列
共振形において、直流電源への電力回生を可能とした高
周波共振リンクを持つ電力変換装置を提供することを目
的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決する本発
明の構成は、直流電源（Ｂ）を備えた直流電源部（１
１）と、共振用コイル（Ｌ01，Ｌ02）及び共振用コンデ
ンサ（Ｃo ）を直列接続して形成され直列共振電流を発
生する直列共振回路と、インダクタンスが大きく直流電
流（Ｉd ）を生じる直流電流供給用リアクトル（Ｌd ）
とを有し、共振電流に前記直流電流（Ｉd ）を重畳した
電流パルス（ｉs ）を出力するリンク部（１２）と、イ
ンバータ用スイッチング素子（Ｔm ）で形成したインバ
ータ（ＩＶ）を有し、前記インバータ用スイッチング素
子（Ｔm ）は前記電流パルス（ｉs ）が零のときにオン
・オフ動作して電流パルス（ｉs ）を制御し、制御した
電流パルス（ｉs ）を負荷に供給するインバータ部（１
３）とを備えた高周波共振リンクを持つ電力変換装置に
おいて、前記直流電源部（１１）では、前記直流電流供
給用リアクトル（Ｌd ）と磁気的に密結合しており直流
電流供給用リアクトル（Ｌd ）に流れていた直流電流
（Ｉd ）が零になるとフィードバック電流（ｉf ）を生
じるフィードバック用リアクトル（Ｌf ）と、フィード
バック用ダイオード（Ｄf ）とを直列接続してなるフィ
ードバック回路を、前記直流電源（Ｂ）に並列接続し、
しかもフィードバック用ダイオード（Ｄf ）のカソード
が前記直流電源（Ｂ）の正極に接続される接続状態と
し、前記リンク部（１２）では、前記直列共振回路に直
列に接続されており、オン状態となることにより前記直
流電流（Ｉd ）を前記共振用コンデンサ（Ｃo ）に送っ
て共振用コンデンサ（Ｃ o ）を正極性に充電させてイン
バータ部（１３）へ送る前記電流パルス（ｉs ）を減少
させると共に前記共振用コンデンサ（Ｃo ）に負極性に
充電していた逆阻止電圧を前記インバータ用スイッチン
グ素子（Ｔm ）に供給してインバータ用スイッチング素
子（Ｔm ）をオフにし、前記共振用コンデンサ（Ｃo ）
に充電していった正極性の充電電圧が高くなったらオフ
となる共振電流供給用サイリスタ（Ｔa1）と、前記直列
共振回路に並列に接続されており、前記共振電流供給用
サイリスタ（Ｔa1）がオフで且つインバータ用スイッチ
ング素子（Ｔm ）がオンになっていて前記インバータ部
（１３）へ電流パルス（ｉs ）が供給されているときに
オン状態となり、前記共振用コンデンサ（Ｃo ）に正極
性に充電されていた電荷を反転移動させて負極性に充電
させる充電特性反転用サイリスタ（Ｔa21 ）とを備えた
ことを特徴とする。
明の構成は、直流電源（Ｂ）を備えた直流電源部（１
１）と、共振用コイル（Ｌ01，Ｌ02）及び共振用コンデ
ンサ（Ｃo ）を直列接続して形成され直列共振電流を発
生する直列共振回路と、インダクタンスが大きく直流電
流（Ｉd ）を生じる直流電流供給用リアクトル（Ｌd ）
とを有し、共振電流に前記直流電流（Ｉd ）を重畳した
電流パルス（ｉs ）を出力するリンク部（１２）と、イ
ンバータ用スイッチング素子（Ｔm ）で形成したインバ
ータ（ＩＶ）を有し、前記インバータ用スイッチング素
子（Ｔm ）は前記電流パルス（ｉs ）が零のときにオン
・オフ動作して電流パルス（ｉs ）を制御し、制御した
電流パルス（ｉs ）を負荷に供給するインバータ部（１
３）とを備えた高周波共振リンクを持つ電力変換装置に
おいて、前記直流電源部（１１）では、前記直流電流供
給用リアクトル（Ｌd ）と磁気的に密結合しており直流
電流供給用リアクトル（Ｌd ）に流れていた直流電流
（Ｉd ）が零になるとフィードバック電流（ｉf ）を生
じるフィードバック用リアクトル（Ｌf ）と、フィード
バック用ダイオード（Ｄf ）とを直列接続してなるフィ
ードバック回路を、前記直流電源（Ｂ）に並列接続し、
しかもフィードバック用ダイオード（Ｄf ）のカソード
が前記直流電源（Ｂ）の正極に接続される接続状態と
し、前記リンク部（１２）では、前記直列共振回路に直
列に接続されており、オン状態となることにより前記直
流電流（Ｉd ）を前記共振用コンデンサ（Ｃo ）に送っ
て共振用コンデンサ（Ｃ o ）を正極性に充電させてイン
バータ部（１３）へ送る前記電流パルス（ｉs ）を減少
させると共に前記共振用コンデンサ（Ｃo ）に負極性に
充電していた逆阻止電圧を前記インバータ用スイッチン
グ素子（Ｔm ）に供給してインバータ用スイッチング素
子（Ｔm ）をオフにし、前記共振用コンデンサ（Ｃo ）
に充電していった正極性の充電電圧が高くなったらオフ
となる共振電流供給用サイリスタ（Ｔa1）と、前記直列
共振回路に並列に接続されており、前記共振電流供給用
サイリスタ（Ｔa1）がオフで且つインバータ用スイッチ
ング素子（Ｔm ）がオンになっていて前記インバータ部
（１３）へ電流パルス（ｉs ）が供給されているときに
オン状態となり、前記共振用コンデンサ（Ｃo ）に正極
性に充電されていた電荷を反転移動させて負極性に充電
させる充電特性反転用サイリスタ（Ｔa21 ）とを備えた
ことを特徴とする。
【００１５】
【作用】本発明によれば直流電流をリンク部に入力して
いるが、リンク部のサイリスタ（Ｔa1，Ｔa21 ）をオン
・オフ制御することにより直列共振回路を直列共振させ
ることができ、リンク部の直流電流供給用リアクトル
（Ｌd ）に磁気的に密接続されているフィードバック用
リアクトル（Ｌf ）を直流電源部（１１）に備えたた
め、フィードバック用リアクトル（Ｌf ）に生じたフィ
ードバック電流（ｉf）により直流電源（Ｂ）に電力回
生をすることができる。
いるが、リンク部のサイリスタ（Ｔa1，Ｔa21 ）をオン
・オフ制御することにより直列共振回路を直列共振させ
ることができ、リンク部の直流電流供給用リアクトル
（Ｌd ）に磁気的に密接続されているフィードバック用
リアクトル（Ｌf ）を直流電源部（１１）に備えたた
め、フィードバック用リアクトル（Ｌf ）に生じたフィ
ードバック電流（ｉf）により直流電源（Ｂ）に電力回
生をすることができる。
【００１６】
【実施例】以下に本発明の実施例を図面に基づき詳細に
説明する。
説明する。
【００１７】図１は本発明の実施例を示す。本実施例
は、直流電源部１１、リンク部１２及びインバータ部１
３で成るＤＣリンク・直列共振形の電力変換装置によ
り、三相誘導電動機１４を駆動する構成となっている。
は、直流電源部１１、リンク部１２及びインバータ部１
３で成るＤＣリンク・直列共振形の電力変換装置によ
り、三相誘導電動機１４を駆動する構成となっている。
【００１８】直流電源部１１は、バッテリＢとフィード
バック用ダイオードＤf とフィードバック用リアクトル
Ｌf とで構成されている。リンク部１２は、直流電流供
給用リアクトルＬd と共振用コイルＬ01，Ｌ02と共振用
コンデンサＣo と共振電流供給用サイリスタＴa1と充電
特性反転用サイリスタＴa21 と充電補助用サイリスタＴ
a22 とで構成されている。インバータ部１３は、６個の
インバータ用サイリスタＴm1〜Ｔm6で形成したブリッジ
形のインバータＩＶと３個のフィルタコンデンサＣとで
構成されている。上記構成の本実施例は、従来のＤＣリ
ンク・直列共振形電力変換装置に対し、直流電源部１１
にダイオードＤf 及びリアクトルＬf を新たに備え、リ
ンク部１２にサイリスタＴa1，Ｔa21 ，Ｔa22 を新たに
備えた構成となっている。
バック用ダイオードＤf とフィードバック用リアクトル
Ｌf とで構成されている。リンク部１２は、直流電流供
給用リアクトルＬd と共振用コイルＬ01，Ｌ02と共振用
コンデンサＣo と共振電流供給用サイリスタＴa1と充電
特性反転用サイリスタＴa21 と充電補助用サイリスタＴ
a22 とで構成されている。インバータ部１３は、６個の
インバータ用サイリスタＴm1〜Ｔm6で形成したブリッジ
形のインバータＩＶと３個のフィルタコンデンサＣとで
構成されている。上記構成の本実施例は、従来のＤＣリ
ンク・直列共振形電力変換装置に対し、直流電源部１１
にダイオードＤf 及びリアクトルＬf を新たに備え、リ
ンク部１２にサイリスタＴa1，Ｔa21 ，Ｔa22 を新たに
備えた構成となっている。
【００１９】上記直流電源部１１では、ダイオードＤf
とリアクトルＬf とを直列接続してなるフィードバック
回路が、バッテリＢに並列接続されており、しかもダイ
オードＤf のアノードがバッテリＢの負極にカソードが
正極に接続されている。また上記リンク部１２のコイル
Ｌ01，Ｌ02とコンデンサＣo により直列共振回路が形成
されている。またリアクトルＬd はリアクタンスが大き
く直流電流Ｉd を生じさせる機能を果す。そしてリンク
部１２のリアクトルＬd と直流電源部１１のリアクトル
Ｌf とは磁気的に密結合されている。またインバータ部
１３のフィルタコンデンサＣは、高周波成分をバイパス
して基本波成分を誘導電動機１４に送る機能を果す。し
かもリアクトルＬd のインダクタンスは共振回路のコイ
ルＬ01，Ｌ02のインダクタンスよりも十分大きく、且
つ、フィルタコンデンサＣのキャパシタンスは共振回路
のコンデンサＣo よりも十分大きくなっているので、直
列共振周波数はほぼコイルＬ01，Ｌ02及びコンデンサＣ
o で決定される。
とリアクトルＬf とを直列接続してなるフィードバック
回路が、バッテリＢに並列接続されており、しかもダイ
オードＤf のアノードがバッテリＢの負極にカソードが
正極に接続されている。また上記リンク部１２のコイル
Ｌ01，Ｌ02とコンデンサＣo により直列共振回路が形成
されている。またリアクトルＬd はリアクタンスが大き
く直流電流Ｉd を生じさせる機能を果す。そしてリンク
部１２のリアクトルＬd と直流電源部１１のリアクトル
Ｌf とは磁気的に密結合されている。またインバータ部
１３のフィルタコンデンサＣは、高周波成分をバイパス
して基本波成分を誘導電動機１４に送る機能を果す。し
かもリアクトルＬd のインダクタンスは共振回路のコイ
ルＬ01，Ｌ02のインダクタンスよりも十分大きく、且
つ、フィルタコンデンサＣのキャパシタンスは共振回路
のコンデンサＣo よりも十分大きくなっているので、直
列共振周波数はほぼコイルＬ01，Ｌ02及びコンデンサＣ
o で決定される。
【００２０】上記実施例の各モードの詳細動作は後述す
るが、まずはじめに電力供給動作の概要を説明してお
く。直流電源部１１のバッテリＢにより直流電力をリン
ク部１２に供給すると、コイルＬ01，Ｌ02及びコンデン
サＣo でなる直列共振回路が直列共振して共振電流が生
じ、更にリアクトルＬd により生じた直流電流Ｉd が前
記共振電流に重畳して、高周波の電流パルス（台形波パ
ルス）ｉs が生じる。インバータＩＶは電流パルスｉs
をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御して三相電流
を生成して三相誘導電動機１４に供給する。このときイ
ンバータＩＶの各サイリスタＴm1〜Ｔm6のオン・オフ動
作は電流がゼロの時点で行なわれる。ここで述べた電力
供給動作の概要は、従来のＤＣリンク・直列共振形の電
力変換装置の動作と同様である。
るが、まずはじめに電力供給動作の概要を説明してお
く。直流電源部１１のバッテリＢにより直流電力をリン
ク部１２に供給すると、コイルＬ01，Ｌ02及びコンデン
サＣo でなる直列共振回路が直列共振して共振電流が生
じ、更にリアクトルＬd により生じた直流電流Ｉd が前
記共振電流に重畳して、高周波の電流パルス（台形波パ
ルス）ｉs が生じる。インバータＩＶは電流パルスｉs
をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御して三相電流
を生成して三相誘導電動機１４に供給する。このときイ
ンバータＩＶの各サイリスタＴm1〜Ｔm6のオン・オフ動
作は電流がゼロの時点で行なわれる。ここで述べた電力
供給動作の概要は、従来のＤＣリンク・直列共振形の電
力変換装置の動作と同様である。
【００２１】次に実施例の各モード、即ち（１）コンデ
ンサ充電モード、（２）回生モード、（３）電力供給モ
ード、（４）主サイリスタオフモードを、図２〜図７を
参照して説明する。なお図２〜図５においてインバータ
ＩＶは単相等価回路で示しており、サイリスタＴm1〜Ｔ
m6を代表して符号Ｔm で示している。またサイリスタＴ
m ，Ｔa1，Ｔa21 ，Ｔa22 やダイオードＤf は、オンし
たものを黒塗りして示しており、オフしたものを白抜し
て示している。
ンサ充電モード、（２）回生モード、（３）電力供給モ
ード、（４）主サイリスタオフモードを、図２〜図７を
参照して説明する。なお図２〜図５においてインバータ
ＩＶは単相等価回路で示しており、サイリスタＴm1〜Ｔ
m6を代表して符号Ｔm で示している。またサイリスタＴ
m ，Ｔa1，Ｔa21 ，Ｔa22 やダイオードＤf は、オンし
たものを黒塗りして示しており、オフしたものを白抜し
て示している。
【００２２】（１）コンデンサ充電モード（図２参照、
図６の期間（１）） コンデンサＣo の電圧極性が図２に示す状態と逆になっ
ているときに、サイリスタＴa1をオンにすると、直流電
流Ｉd がコンデンサＣo に流れ込み、これによりコンデ
ンサＣo は図２に示す極性（正極性）で充電されると共
に、電流パルスｉs が減少していく。そして電流パルス
ｉs がゼロになるとサイリスタＴm がオフする。
図６の期間（１）） コンデンサＣo の電圧極性が図２に示す状態と逆になっ
ているときに、サイリスタＴa1をオンにすると、直流電
流Ｉd がコンデンサＣo に流れ込み、これによりコンデ
ンサＣo は図２に示す極性（正極性）で充電されると共
に、電流パルスｉs が減少していく。そして電流パルス
ｉs がゼロになるとサイリスタＴm がオフする。
【００２３】なおコンデンサＣo の充電スピードは直流
電流Ｉd の大きさに応じて決まる。そこで直流電流Ｉd
の値が小さいときを想定して、サイリスタＴa1をオンし
た後、しばらくしてサイリスタＴa22 もオンして、コン
デンサＣo が迅速に図２に示す充電極性になるようにす
る。リアクトルＬd のリアクタンスが小さく直流電流Ｉ
d の値が大きいときにはサイリスタＴa22 は不要であ
る。
電流Ｉd の大きさに応じて決まる。そこで直流電流Ｉd
の値が小さいときを想定して、サイリスタＴa1をオンし
た後、しばらくしてサイリスタＴa22 もオンして、コン
デンサＣo が迅速に図２に示す充電極性になるようにす
る。リアクトルＬd のリアクタンスが小さく直流電流Ｉ
d の値が大きいときにはサイリスタＴa22 は不要であ
る。
【００２４】またリアクトルＬd で生じた磁束はリアク
トルＬf に鎖交しており、リアクトルＬd に流れる直流
電流Ｉd が減少していくと、リアクトルＬf にはフィー
ドバック電流ｉf が流れ始めていく。
トルＬf に鎖交しており、リアクトルＬd に流れる直流
電流Ｉd が減少していくと、リアクトルＬf にはフィー
ドバック電流ｉf が流れ始めていく。
【００２５】（２）回生モード（図３参照、図６の期間
（２）） コンデンサＣo の充電電位は図３に示す極性（正極性）
で上昇していき、ついには直流電流Ｉd が零になりサイ
リスタＴa1がオフになる。そうすると、レンツの法則に
よりリアクトルＬf に大きなフィードバック電流ｉf が
流れ、ダイオードＤf がオンとなり、フィードバック電
流ｉf により、バッテリＢに余剰電力が回生される。
（２）） コンデンサＣo の充電電位は図３に示す極性（正極性）
で上昇していき、ついには直流電流Ｉd が零になりサイ
リスタＴa1がオフになる。そうすると、レンツの法則に
よりリアクトルＬf に大きなフィードバック電流ｉf が
流れ、ダイオードＤf がオンとなり、フィードバック電
流ｉf により、バッテリＢに余剰電力が回生される。
【００２６】（３）電力供給モード（図４参照、図６の
期間（３）） サイリスタＴm をオンすると徐々に電流パルスｉs が増
加し、フィードバック電流ｉf はゼロになる。そして増
大した電流パルスｉs （＝ｉd ）をＰＷＭ制御して三相
誘導電動機１４に電力供給をする。
期間（３）） サイリスタＴm をオンすると徐々に電流パルスｉs が増
加し、フィードバック電流ｉf はゼロになる。そして増
大した電流パルスｉs （＝ｉd ）をＰＷＭ制御して三相
誘導電動機１４に電力供給をする。
【００２７】三相誘導電動機１４に電力供給をしている
間に、サイリスタＴa21 をオンにして、コンデンサＣo
の電圧特性を図４に示す状態と逆にしておく。つまりコ
ンデンサＣo に、サイリスタＴm に対し逆阻止電圧とな
る極性（負極性）となる電圧（図５に示す極性電圧）を
充電していく。
間に、サイリスタＴa21 をオンにして、コンデンサＣo
の電圧特性を図４に示す状態と逆にしておく。つまりコ
ンデンサＣo に、サイリスタＴm に対し逆阻止電圧とな
る極性（負極性）となる電圧（図５に示す極性電圧）を
充電していく。
【００２８】（４）主サイリスタオフモード（図５参
照、図６の期間（１）） コンデンサＣo が図５に示す充電極性（負極性）になっ
ているときにサイリスタＴa1をオンすると、ループLoop
１に沿いコンデンサＣo からの放電電流が流れ、サイリ
スタＴm がオフになる。またループLoop２に沿い直流電
流Ｉd が流れコンデンサＣo が正極性に充電していく。
その後は前述した「コンデンサ充電モード」に戻る。
照、図６の期間（１）） コンデンサＣo が図５に示す充電極性（負極性）になっ
ているときにサイリスタＴa1をオンすると、ループLoop
１に沿いコンデンサＣo からの放電電流が流れ、サイリ
スタＴm がオフになる。またループLoop２に沿い直流電
流Ｉd が流れコンデンサＣo が正極性に充電していく。
その後は前述した「コンデンサ充電モード」に戻る。
【００２９】次に図６に示すオン・オフ制御に対し、サ
イリスタＴm のオン期間を短くしたときの電流状態を図
７に示す。本実施例では図７に示すようにサイリスタＴ
m のオン期間を短くすることにより、電流パルスｉs が
流れる期間が短くなり、三相誘導電動機１４に供給する
電流制御ができる。
イリスタＴm のオン期間を短くしたときの電流状態を図
７に示す。本実施例では図７に示すようにサイリスタＴ
m のオン期間を短くすることにより、電流パルスｉs が
流れる期間が短くなり、三相誘導電動機１４に供給する
電流制御ができる。
【００３０】また本実施例では電力供給モードと回生モ
ードとを連続的に切替ができ、バッテリＢへの電力回生
が容易にできる。
ードとを連続的に切替ができ、バッテリＢへの電力回生
が容易にできる。
【００３１】もちろんインバータＩＶの制御により、供
給電流の周波数制御を行うことができる。しかもインバ
ータＩＶはソフトスイッチングを行うため、スイッチン
グ損失が小さくなりインバータ効率が向上すると共に、
スイッチングによるサージ電圧などが発生せず電磁ノイ
ズ（ＥＭＩ）は発生しない。
給電流の周波数制御を行うことができる。しかもインバ
ータＩＶはソフトスイッチングを行うため、スイッチン
グ損失が小さくなりインバータ効率が向上すると共に、
スイッチングによるサージ電圧などが発生せず電磁ノイ
ズ（ＥＭＩ）は発生しない。
【００３２】上述した長所を持つため図１に示す実施例
は、電気自動車の駆動装置等に利用して有効である。
は、電気自動車の駆動装置等に利用して有効である。
【００３３】なお上記実施例ではスイッチング素子とし
てサイリスタＴa1，Ｔa21 ，Ｔa22，Ｔm （Ｔm1〜
Ｔm6）を用いたが、これらサイリスタの代わりに自己消
弧形のスイッチング素子、例えばＧＴＯ，パワートラン
ジスタ，ＩＧＢＴ等を用いてもよい。但し逆阻止特性を
持たないパワートランジスタやＩＧＢＴ等では、図８に
示すように、パワートランジスタＴr にダイオードＤを
直列に接続して用いる。また上記実施例では、三相誘導
電動機を負荷としているが、本発明は各種負荷に対し電
力供給をする電力変換装置として応用することができ
る。
てサイリスタＴa1，Ｔa21 ，Ｔa22，Ｔm （Ｔm1〜
Ｔm6）を用いたが、これらサイリスタの代わりに自己消
弧形のスイッチング素子、例えばＧＴＯ，パワートラン
ジスタ，ＩＧＢＴ等を用いてもよい。但し逆阻止特性を
持たないパワートランジスタやＩＧＢＴ等では、図８に
示すように、パワートランジスタＴr にダイオードＤを
直列に接続して用いる。また上記実施例では、三相誘導
電動機を負荷としているが、本発明は各種負荷に対し電
力供給をする電力変換装置として応用することができ
る。
【００３４】
【発明の効果】以上実施例と共に具体的に説明したよう
に本発明によれば、直流電源部（１１）による直流電力
を直流電流供給用サイリスタ（Ｔa1）を介してリンク部
（１２）の直列共振回路に供給し、直列共振回路に充電
された電荷を充電特性反転用サイリスタ（Ｔa21 ）を介
して放電することにより、交流電力を供給したときと同
様に、直列共振回路に直列共振を生じさせることができ
る。このときインバータ部（１３）のサイリスタ
（Ｔm ）の導通期間を調整することにより、電流パルス
（ｉs ）の幅を調整することができ、負荷に供給する電
力の調整が容易にできる。
に本発明によれば、直流電源部（１１）による直流電力
を直流電流供給用サイリスタ（Ｔa1）を介してリンク部
（１２）の直列共振回路に供給し、直列共振回路に充電
された電荷を充電特性反転用サイリスタ（Ｔa21 ）を介
して放電することにより、交流電力を供給したときと同
様に、直列共振回路に直列共振を生じさせることができ
る。このときインバータ部（１３）のサイリスタ
（Ｔm ）の導通期間を調整することにより、電流パルス
（ｉs ）の幅を調整することができ、負荷に供給する電
力の調整が容易にできる。
【００３５】またリンク部（１２）の直流電流供給用リ
アクトル（Ｌd ）と、直流電源部（１１）のフィードバ
ック用リアクトル（Ｌf ）とを磁気的に密結合したた
め、直流電流供給用リアクトル（Ｌd ）に流れていた直
流電流（Ｉd ）が零になると、レンツの法則によりフィ
ードバック用リアクトル（Ｌf ）にフィードバック電流
（ｉf ）が生じ、このフィードバック電流（ｉf ）を直
流電源（Ｂ）に戻すことにより電力回生が可能になっ
た。
アクトル（Ｌd ）と、直流電源部（１１）のフィードバ
ック用リアクトル（Ｌf ）とを磁気的に密結合したた
め、直流電流供給用リアクトル（Ｌd ）に流れていた直
流電流（Ｉd ）が零になると、レンツの法則によりフィ
ードバック用リアクトル（Ｌf ）にフィードバック電流
（ｉf ）が生じ、このフィードバック電流（ｉf ）を直
流電源（Ｂ）に戻すことにより電力回生が可能になっ
た。
【図１】本発明の実施例を示す回路図。
【図２】コンデンサ充電モード状態の実施例を示す回路
図。
図。
【図３】回生モード状態の実施例を示す回路図。
【図４】電力供給モード状態の実施例を示す回路図。
【図５】主サイリスタオフモード状態の実施例を示す回
路図。
路図。
【図６】実施例の動作シーケンス及び電流波形を示す説
明図。
明図。
【図７】実施例の動作シーケンス及び電流波形を示す説
明図。
明図。
【図８】スイッチング素子の他の例を示す回路図。
【図９】高周波共振リンクを持つ電力変換装置の従来例
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図１０】ＤＣリンク・並列共振形の電力変換装置を示
す回路図。
す回路図。
【図１１】従来のＤＣリンク・直列共振形の電力変換装
置を示す回路図。
置を示す回路図。
【図１２】従来のＤＣリンク・直列共振形の電力変換装
置を示す回路図。
置を示す回路図。
１ 入力インバータ ２ リンク部 ３ 出力インバータ １１ 直流電源部 １２ リンク部 １３ インバータ部 １４ 三相誘導電動機 Ｂ バッテリ Ｄf フィードバック用ダイオード Ｌf フィードバック用リアクトル Ｌd 直流電流供給用リアクトル Ｌ01，Ｌ02 共振用コイル Ｃo 共振用コンデンサ Ｔa1 共振電流供給用サイリスタ Ｔa21 充電特性反転用サイリスタ Ｔa22 充電補助用サイリスタ Ｔm ，Ｔm1〜Ｔm6 インバータ用サイリスタ Ｃ フィルタコンデンサ Ｉd 直流電流 ｉS 電流パルス ｉf フィードバック電流
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山田 哲夫 東京都品川区大崎二丁目１番17号 株式会 社明電舎内
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源（Ｂ）を備えた直流電源部（１
１）と、 共振用コイル（Ｌ01，Ｌ02）及び共振用コンデンサ（Ｃ
o ）を直列接続して形成され直列共振電流を発生する直
列共振回路と、インダクタンスが大きく直流電流
（Ｉd ）を生じる直流電流供給用リアクトル（Ｌd ）と
を有し、共振電流に前記直流電流（Ｉd ）を重畳した電
流パルス（ｉs ）を出力するリンク部（１２）と、 インバータ用スイッチング素子（Ｔm ）で形成したイン
バータ（ＩＶ）を有し、前記インバータ用スイッチング
素子（Ｔm ）は前記電流パルス（ｉs ）が零のときにオ
ン・オフ動作して電流パルス（ｉs ）を制御し、制御し
た電流パルス（ｉs ）を負荷に供給するインバータ部
（１３）とを備えた高周波共振リンクを持つ電力変換装
置において、 前記直流電源部（１１）では、 前記直流電流供給用リアクトル（Ｌd ）と磁気的に密結
合しており直流電流供給用リアクトル（Ｌd ）に流れて
いた直流電流（Ｉd ）が零になるとフィードバック電流
（ｉf ）を生じるフィードバック用リアクトル（Ｌf ）
と、フィードバック用ダイオード（Ｄf ）とを直列接続
してなるフィードバック回路を、前記直流電源（Ｂ）に
並列接続し、しかもフィードバック用ダイオード
（Ｄf ）のカソードが前記直流電源（Ｂ）の正極に接続
される接続状態とし、 前記リンク部（１２）では、 前記直列共振回路に直列に接続されており、オン状態と
なることにより前記直流電流（Ｉd ）を前記共振用コン
デンサ（Ｃo ）に送って共振用コンデンサ（Ｃ o ）を正
極性に充電させてインバータ部（１３）へ送る前記電流
パルス（ｉs ）を減少させると共に前記共振用コンデン
サ（Ｃo ）に負極性に充電していた逆阻止電圧を前記イ
ンバータ用スイッチング素子（Ｔm ）に供給してインバ
ータ用スイッチング素子（Ｔm ）をオフにし、前記共振
用コンデンサ（Ｃo ）に充電していった正極性の充電電
圧が高くなったらオフとなる共振電流供給用サイリスタ
（Ｔa1）と、 前記直列共振回路に並列に接続されており、前記共振電
流供給用サイリスタ（Ｔa1）がオフで且つインバータ用
スイッチング素子（Ｔm ）がオンになっていて前記イン
バータ部（１３）へ電流パルス（ｉs ）が供給されてい
るときにオン状態となり、前記共振用コンデンサ
（Ｃo ）に正極性に充電されていた電荷を反転移動させ
て負極性に充電させる充電特性反転用サイリスタ（Ｔ
a21 ）とを備えたことを特徴とする高周波共振リンクを
持つ電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18704894A JP3277708B2 (ja) | 1994-08-09 | 1994-08-09 | 高周波共振リンクを持つ電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18704894A JP3277708B2 (ja) | 1994-08-09 | 1994-08-09 | 高周波共振リンクを持つ電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0851781A true JPH0851781A (ja) | 1996-02-20 |
| JP3277708B2 JP3277708B2 (ja) | 2002-04-22 |
Family
ID=16199268
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18704894A Expired - Fee Related JP3277708B2 (ja) | 1994-08-09 | 1994-08-09 | 高周波共振リンクを持つ電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3277708B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1722468A2 (en) * | 2005-05-11 | 2006-11-15 | Fujinon Corporation | Motor drive circuit |
| WO2009048037A1 (ja) * | 2007-10-12 | 2009-04-16 | Daikin Industries, Ltd. | インバータ |
-
1994
- 1994-08-09 JP JP18704894A patent/JP3277708B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1722468A2 (en) * | 2005-05-11 | 2006-11-15 | Fujinon Corporation | Motor drive circuit |
| EP1722468A3 (en) * | 2005-05-11 | 2007-02-14 | Fujinon Corporation | Motor drive circuit |
| US7248013B2 (en) | 2005-05-11 | 2007-07-24 | Fujinon Corporation | Motor drive circuit |
| WO2009048037A1 (ja) * | 2007-10-12 | 2009-04-16 | Daikin Industries, Ltd. | インバータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3277708B2 (ja) | 2002-04-22 |
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