JPH08510624A - 伝送線路およびその設計方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 伝送線路は、限られた断面、伝送線路幾何学的構造、および改善された特性インピーダンス許容度を有する。この伝送線路の幾何学的構造は、反射板による横型結合と共面結合との独特な組み合わせを利用し、特性インピーダンスの許容度を改善する。先ず、広めの共面ギャップを用いてエッチング誤差を低減する。第２に、横型結合および共面結合に基づいて内部誘電体の厚さに対する感度も低下させ、伝送線路の特性インピーダンスを決定する。第３に、２本の信号搬送導体を同一層上に配置することによって、横型結合における位置合わせ誤差の効果を除去する。

Description

【発明の詳細な説明】 伝送線路およびその設計方法 技術分野 本発明は、一般的に伝送線路に関し、更に特定すれば、断面が小さい平衡伝送 線路（balanced transmissionline）およびその設計方法に関するものである。 発明の背景 一般的に、平衡伝送線路は、２つの回路間で無線周波数（ＲＦ）信号を差動的 に伝送するために用いられている。横断電気および磁気（ＴＥＭ：transverse e lectric and magnetic）伝送線路は、伝統的に、ＲＦ信号を伝送するための少な くとも２本の導体を含んでいる。２本の導体の幾何学的構造および誘電体物質の 使用によって、伝送線路の特性インピーダンスおよび品質が決定される。過去に おいては、第１図に示す横型結合伝送線路（broadside-coupled transmission l ine）、第２図に示す共面伝送線路（coplanar transmission line）、および第 ３図に示すマイクロ・ストリップ伝送線路のような幾何学的構造が、伝送線路と して特定用途に用いられてき た。しかしながら、これら特定の幾何学的構造を、断面が限られた伝送線路に用 いようとすると、第１図ないし第３図に示す従来の幾何学的構造では、所望の範 囲の特性インピーダンスを有する伝送線路を提供することができない。断面とは 、伝送線路の幾何学的構造の高さおよび幅のことである。上述の３つの幾何学的 構造は、導体パターンのエッチング、導体パターンの位置合わせ（registration ）、および誘電体積層体の厚さの製造上のばらつきのために、許容される特性イ ンピーダンスを有することができない。加えて、マイクロ・ストリップ伝送線路 は、非平衡伝送線路である。したがって、限られた断面積を有し、特性インピー ダンスが所望の範囲内にあり、しかも容易に製造可能な伝送線路を提供できれば 有利であろう。 図面の簡単な説明 第１図は、従来技術である横型伝送線路の幾何学的構造の一例である。 第２図は、従来技術である共面伝送線路の幾何学的構造の一例である。 第３図は、従来技術であるマイクロ・ストリップ伝送線路の幾何学的構造の一 例である。 第４図は、本発明によって用いられる対称面の一例である。 第５図は、本発明による伝送線路の一例である。 第６図は、本発明による第５図の伝送線路の斜視図である。 第７図は、本発明による伝送線路の幾何学的構造から測定された許容度を含む 表である。 第８図は、従来技術の伝送線路の幾何学的構造から測定された許容度を含む２ つの表である。 好適実施例の説明 本発明の好適実施例は、限られた断面を有する伝送線路に対して、特性インピ ーダンス許容度（characteristic iｍpedance tolerance）が改善された伝送線 路の幾何学的構造を含む。この伝送線路の幾何学的構造は、反射板を用いて、横 型結合と共面結合との独特な組み合わせを利用する。まず、大きな共面ギャップ を用いて、エッチング誤差を低減させる。第２に、横型結合および共面結合に基 づいて伝送線路の特性インピーダンスを決定することによって、内部誘電体の厚 さに対する感度も低下させる。第３に、２本の信号搬送導体を同一層上に配する ことによって、横型結合における位置合わせ誤差の効果を除去する。 第１図に示したような横型結合伝送線路の幾何学的構造は、第１導体１０１と 第２導体１０３との間の誘電体物質の厚さ、第１導体１０１と第２導体１０３と の間の位置合 わせのずれ、および第１導体１０１と第２導体１０３の幅に敏感な特性インピー ダンスを有する。第８図の表８０１は、エッチング即ち線幅における不正確さ、 および所望の導体幅が０．３９ミリメートル、誘電体の厚さが０．１２５ミリメ ートルの５０オーム伝送線路のための誘電体に対する、横型伝送線路の幾何学的 構造の許容度を示す。表８０１から分かるように、横型伝送線路の幾何学的構造 は、分散（variance）によって、約−２４．５％ないし＋２７％にわたって変動 する。第８図の表８０３は、導体の幅の変動および第１導体１０１と第２導体１ ０３との間の位置合わせのずれに対する、横型伝送線路の幾何学的構造の許容度 の関係を示す。表８０３から分かるように、横型伝送線路の幾何学的構造は、所 与の位置合わせのずれに対して、−８％ないし１７％の間で変動する。 第２図に示した共面伝送線路の幾何学的構造は、伝送線路全体の幅を１．６ミ リメートル未満とすることを設計基準が要求する場合、５０オームの伝送線路を 提供することができない。これができない理由は、導体幅が１．６ミリメートル の５０オーム伝送線路は、０．０２５ミリメートルの共面ギャップを必要とする からである。この幅のギャップは、我々に与えられた用途に現在使用可能な技術 では、製造するのが困難である。共面ギャップは、第２図では、第１導体２０１ と第２導体２０３との間の距離として示され、第２図ではＹとして表わされてい る。 既存の伝送線路の幾何学的構造の欠点を克服するために、横型伝送線路の幾何 学的構造と共面伝送線路の幾何学的構造の双方からの特性を利用した、新たな伝 送線路の幾何学的構造が発明された。第４図の部分１は、新しい伝送線路の幾何 学的構造によって採用された、共面伝送線路の幾何学的構造からの対称面を示す 図である。第４図の部分２は、新しい伝送線路の幾何学的構造によって採用され た、横型伝送線路の幾何学的構造からの対称面を示す図である。 第５図は、本発明による伝送線路の幾何学形状５００を示す図である。伝送線 路の幾何学的構造５００は、第１導体５０１、第２導体５０３、および第３導体 ５０５０を含む。第５図のコンデンサ５０７によって示されるように、第１導体 ５０１および第２導体５０３は、従来の共面幾何学的構造におけるように、縁部 で結合されている。加えて、第１導体５０１および第２導体５０３は、第５図に 示すコンデンサ５０９によって例示されるように、第３導体５０５を反射板とし て用いて、横型結合されている。効果的な横型の高さは、第３導体５０５と、第 １導体５０１と第２導体５０３とによって形成される面との間の距離の２倍に等 しい。好適実施例では、第１導体５０１と第２導体５０３とを用いて、無線受信 機とアンテナとの間で無線周波数信号を搬送する。第３導体５０５は浮遊導体で あり、第１導体５０１と第２導体５０３との間に電界を形成するために用いられ 、これによって、導体５１０，５０３の像を反 射する。多くの場合、第３導体は反射板と呼ばれている。典型的に、第３導体５ ０５と、第１導体５０１および第２導体５０２間の面との間の空間は、誘電体で 充填されている。あるいは、この空間は空のままにしてもよい。好適実施例では 、誘電体物質は、誘電係数εｒが３．４の、フレックス（flex）と呼ばれている 可撓性回路基板物質である。 加えて、第３導体５０５は、その長さ方向に沿って周期的な不連続部を含み、 横断電気（ＴＥ）、横断磁気（ＴＭ）、または横断電磁気（ＴＥＭ）のような、 望ましくない伝送モードを全て抑制する。この周期的な不連続部は、第３導体を その長さに沿って分断することによって実現される。周期的不連続部間の電気的 距離は、伝送線路５００上を伝送される最も高い周波数の波長の１／４未満でな ければならない。好適実施例では、周期的不連続部は、伝送線路上を伝送される 最も高い周波数の波長の１／１０毎に形成されている。伝送される最も高い周波 数は、１．５ギガヘルツ（ＧＨｚ）である。 第７図は、５０オーム伝送線路に対する種々の許容度についての、新しい伝送 線路の幾何学的構造の結果を示す表である。所与の許容度に対して、特性インピ ーダンスは、−２４．５％ないし＋２７％の間で変動する横型の許容度に比較し て、−１５．２ないし１７．２％の変動に過ぎない。このように、新しい伝送線 路の幾何学的構造によって、誤差には強い伝送線路の設計が小断面に可能となる 。 この幾何学的構造を用いて伝送線路を設計するために、以下のプロセスに従う べきである。第１に、伝送線路の高さおよび幅の双方を含む、伝送線路の所望の 物理的断面を決定する。好適実施例では、全体的な高さは０．３１１ミリメート ルを越えることはできず、内部誘電体は０．１００ミリメートルに制限され、更 に伝送線路の幅は１．６ミリメートルを越えることはできなかった。第２に、所 望の伝送線路の特性インピーダンスＺ_odを決定する。好適実施例では、所望の特 性インピーダンスＺ_odは５０オームに等しい。第３に、伝送線路上で用いられる 最も高い伝送周波数、および伝送線路内のそれに対応する波長を決定する。好適 実施例では、最も高い伝送周波数は１．５ＧＨｚであり、伝送線路内の対応する 波長が１１０ｍｍに等しい。第４に、第１導体５０１と第２導体５０３との間の 共面ギャップＹを選択する。共面ギャップは、現在得られる製造技術に都合の良 い大きさに選択する。共面ギャップは、所望の特性インピーダンスＺ_odよりも大 きな共面特性インピーダンスＺ_ocを発生しなければならない。好適実施例では、 共面ギャップＹは０．２５ｍｍに等しく選択された。共面ギャップＹおよび伝送 線路の全幅を用いて、第１導体５０１と第２導体５０３の最大等価幅を計算する 。好適実施例では、第１導体５０１および第２導体５０３の幅は０．５５ｍｍに 等しい。第５に、以下の式を満足するように、第１導体５０１と第２導体５０３ との間の横型高さを計算する。 １／ｚ_od＝１／ｚ_oc＋１／ｚ_ob この式は、得られた伝送線路の有効インピーダンスの概略的な予測である。好適 実施例では、横型の高さは０．２００ｍｍに等しい。第６に、第３導体５０５と 、第１導体５０１と第２導体５０３との面との間の距離を、計算された横型の高 さの半分に等しく設定する。第７に、計算された幾何学的構造を構築し、寸法の 微調整を行い、所望の特性インピーダンスを得る。非常に可能性が高いのは、上 述の式を解いた結果得られる予測値は、所望の特性インピーダンスＺ_odよりも、 低い特性インピーダンスとなることである。計算された幾何学的構造を製造する 前に、Hewlett Packardから入手可能な高周波数構造シミュレータ８５１８０Ａ のような、高周波数構造シミュレータを用いて、正確なモデリングを行うことが できる。任意の工程として、第３導体５０５の長さに沿って周期的な不連続部を 形成してもよい。第３導体５０５におけるこれら周期的不連続部即ち分断は、伝 送線路５００に沿って伝送される最も高い周波数の波長の１／４未満の間隔で配 置されなければならない。好適実施例では、この周期的不連続は、伝送線路５０ ０上を伝送される最も高い周波数の波長の１／１０であった（２０ｍｍ）。分断 は、第５図の伝送線路の斜視図である第６図に明確に見ることができる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ， ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，Ｔ Ｄ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ)，ＡＭ，Ａ Ｔ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ， ＨＵ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，Ｌ Ｒ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ ，ＮＬ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ， ＳＥ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者 カレンツ，エリック・ルロイ アメリカ合衆国イリノイ州クリスタル・レ イク、ミラード・アベニュー364

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．最大周波数を有する所望の信号を伝送するための伝送線路であって、前記最 大周波数は第１の波長を有し、前記伝送線路は： 所定の第１幅を有し、第１面内に配置された第１導体； 前記第１導体と実質的に平行で、前記第１導体と共通面にありかつ分離されて おり、所定の第２幅を有する第２導体；および 前記第１面から隆起し、前記第１面と実質的に平行な第３導体であって、所定 の第３幅および長さを有し、前記最大周波数の波長の１／４よりも大幅に短い所 定の距離で、その長さに沿って分断されている前記第３導体； から成ることを特徴とする伝送線路。 ２．前記所定の第３幅は、前記所定の第１幅と前記所定の第２幅との和よりも大 きいことを特徴とする請求項１記載の伝送線路。 ３．前記第１導体と前記第２導体によって形成される面と、前記第３導体との間 に誘電体を含むことを特徴とする請求項１記載の伝送線路。 ４．前記所望の信号は、前記第１導体および前記第２導体上を差動的に伝送され ることを特徴とする請求項１記載の伝送線路。 ５．前記第３導体は、前記第１導体および前記第２導体の ための反射板であることを特徴とする請求項４記載の伝送線路。 ６．前記所定の距離は、前記最大周波数の波長の１／１０に等しいことを特徴と する請求項１記載の伝送線路。 ７．前記伝送線路は平衡伝送線路であることを特徴とする請求項１記載の伝送線 路。 ８．伝送線路の設計方法であって： 高さおよび幅を含む、伝送線路の所望の物理的断面を決定する段階； 所望の伝送線路特性インピーダンスＺ_odを決定する段階； 前記伝送線路上での最も高い伝送周波数であって、ある波長を有する前記最も 高い周波数を決定する段階； 第１導体と第２導体との間の共面ギャップを選択し、前記第１導体および前記 第２導体の幅を選択することによって、共面特性インピーダンスＺ_ocがＺ_odより も大きくなるように、前記共面特性インピーダンスＺ_ocを形成する段階； 前記伝送線路特性インピーダンスおよび前記共面特性インピーダンスに応答し て、前記第１導体と前記第２導体との間の横型の高さを計算することによって、 横型の特性インピーダンスＺ_obを形成する段階； 第３導体と、前記第１導体と前記第２導体との面との間の距離を、前記横型の 高さの１／２に等しく設定する段階； および 前記最も高い周波数の波長の１／４未満の距離で、その長さに沿って前記第３ 導体を分断する段階； から成ることを特徴とする方法。 ９．更に、共面ギャップを選択する段階に応答して、ある誘電係数を有する誘電 体物質を選択する段階を含むことを特徴とする請求項８記載の方法。 １０．前記計算するステップは、更に、式１／ｚ_od＝１／ｚ_oc＋１／ｚ_obを満足 することを含むことを特徴とする請求項８記載の方法。