JPH0314803Y2 - - Google Patents
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- JPH0314803Y2 JPH0314803Y2 JP17908185U JP17908185U JPH0314803Y2 JP H0314803 Y2 JPH0314803 Y2 JP H0314803Y2 JP 17908185 U JP17908185 U JP 17908185U JP 17908185 U JP17908185 U JP 17908185U JP H0314803 Y2 JPH0314803 Y2 JP H0314803Y2
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- signal line
- impedance
- mode impedance
- conductor
- zoe
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- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 20
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
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Landscapes
- Waveguides (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
「考案の目的」
（産業上の利用分野）
本考案はUHF帯以上の高周波帯で使用される
分布定数結合線路に係り、特に、広帯域化に好適
なマイクロ波回路に関するものである。
分布定数結合線路に係り、特に、広帯域化に好適
なマイクロ波回路に関するものである。
（従来技術・考案が解決しようとする問題点）
フイルタや方向性結合器等に広く使用されてい
るマイクロストリツプ結合線路の広帯域化に対す
る要望は高いものがある。
るマイクロストリツプ結合線路の広帯域化に対す
る要望は高いものがある。
このマイクロストリツプ結合線路を、広帯域化
するためには、「モードインピーダンス比（ｍ）＝
EVENモードインピーダンス（Zoe）／ODDモ
ードインピーダンス（Zoo）」を大きくすること
が必要である。
するためには、「モードインピーダンス比（ｍ）＝
EVENモードインピーダンス（Zoe）／ODDモ
ードインピーダンス（Zoo）」を大きくすること
が必要である。
上記の理由を次に簡単に説明する。
例えば、第８図に示すような、バンドパスフイ
ルタの場合の影像インピーダンスZIは、 である。
ルタの場合の影像インピーダンスZIは、 である。
ここで、Zoeは、EVENモードインピーダンス
Zooは、ODDモードインピーダンス
θは、電気長
である。
影像インピーダンスZIは、第９図のように表わ
されるが、影像インピーダンスZIが、「ZI＝０」
となる遮断周波数θcを求めると、 （Zoe−Zoo）2−（Zoe＋Zoo）2cos2θ＝０… (2) ∴cosθc＝±Zoe−Zoo／Zoe＋Zoo＝±ｍ−１／ｍ＋１…
(3) なお、上記(3)式において、ｍ＝Zoe／Zoo とした。
されるが、影像インピーダンスZIが、「ZI＝０」
となる遮断周波数θcを求めると、 （Zoe−Zoo）2−（Zoe＋Zoo）2cos2θ＝０… (2) ∴cosθc＝±Zoe−Zoo／Zoe＋Zoo＝±ｍ−１／ｍ＋１…
(3) なお、上記(3)式において、ｍ＝Zoe／Zoo とした。
従つて、遮断周波数θC1，θC2は、
となる。
ここで、比帯域幅Wrは、
Wr＝θC2−θC1／〓＝２／π（π−2cos-1ｍ−１／ｍ
＋１） ＝２−４／πcos-1ｍ−１／ｍ＋１… (5) と表わされる。上記(5)式から明らかなように、モ
ードインピーダンス比ｍが大きくなるほど比帯域
幅Wrは「Wr＝２」に近づき、広帯域になること
がわかる。
＋１） ＝２−４／πcos-1ｍ−１／ｍ＋１… (5) と表わされる。上記(5)式から明らかなように、モ
ードインピーダンス比ｍが大きくなるほど比帯域
幅Wrは「Wr＝２」に近づき、広帯域になること
がわかる。
また、このことから、EVENモードインピー
ダンスZoeを低くすることで広帯域化を達成し得
ることがわかる。
ダンスZoeを低くすることで広帯域化を達成し得
ることがわかる。
更に、多段フイルタの場合でも、広帯域フイル
タには、高いEVENモードインピーダンスZoe
と、低いODDモードインピーダンスZooが必要
となることからも、広帯域化を図るためには、モ
ードインピーダンス比ｍを大きくすることが必要
である。
タには、高いEVENモードインピーダンスZoe
と、低いODDモードインピーダンスZooが必要
となることからも、広帯域化を図るためには、モ
ードインピーダンス比ｍを大きくすることが必要
である。
また、結合度Ｃは、「Ｃ＝ｍ−１／ｍ＋１」で表わさ
れ、密結合にするには、モードインピーダンス比
ｍは大きいほど良いことがわかる。
ｍは大きいほど良いことがわかる。
次に、従来のマイクロストリツプ２線条結合線
路について、第１０図乃至第１２図に基づいて簡
単に説明する。
路について、第１０図乃至第１２図に基づいて簡
単に説明する。
まず、第１０図に示すマイクロストリツプ２線
条結合線路は、厚さｈの誘電体基板１の上面に、
幅Ｗの２つの信号線路導体２，３が間隔Ｓをおい
て配置されている。また、誘電体基板１の下面に
は接地導体４が配置されている。この第１０図に
示すマイクロストリツプ２線条結合線路は、信号
線路導体２，３が誘電体基板１の同一平面上に配
置されているので、広帯域化を図るためには、両
信号線路導体２，３の間隔Ｓを狭くする必要があ
り、製作精度上の問題で、広帯域化には限界があ
つた。
条結合線路は、厚さｈの誘電体基板１の上面に、
幅Ｗの２つの信号線路導体２，３が間隔Ｓをおい
て配置されている。また、誘電体基板１の下面に
は接地導体４が配置されている。この第１０図に
示すマイクロストリツプ２線条結合線路は、信号
線路導体２，３が誘電体基板１の同一平面上に配
置されているので、広帯域化を図るためには、両
信号線路導体２，３の間隔Ｓを狭くする必要があ
り、製作精度上の問題で、広帯域化には限界があ
つた。
そこで、上記問題点を解決するために提案され
たのが、第１１図および第１２図に示すマイクロ
ストリツプ２線条結合線路である。
たのが、第１１図および第１２図に示すマイクロ
ストリツプ２線条結合線路である。
第１１図は、厚さｈの誘電体基板１の上面に幅
Ｗの２つの信号線路導体２，３が間隔Ｓをおいて
配置されると共に、その２つの信号線路導体２，
３を覆うように誘電体５が設けられ、更にその誘
電体５の上面に非接地導体６が配置されている。
また、誘電体基板１の下面には接地導体４が配置
されている。この第１１図に示すマイクロストリ
ツプ２線条結合線路は、オーバレイ構造といい、
ODDモードインピーダンスZooを低くする方法
である。しかし、このオーバレイ構造は、誘電体
の誘電率や、厚みの変化で、ODDモードインピ
ーダンスZooが大きく変化することや、厚みを大
きくしないと、ODDモードインピーダンスZoo
が低くなりすぎ、厚みを大きくするとコストがか
かる等の欠点があつた。
Ｗの２つの信号線路導体２，３が間隔Ｓをおいて
配置されると共に、その２つの信号線路導体２，
３を覆うように誘電体５が設けられ、更にその誘
電体５の上面に非接地導体６が配置されている。
また、誘電体基板１の下面には接地導体４が配置
されている。この第１１図に示すマイクロストリ
ツプ２線条結合線路は、オーバレイ構造といい、
ODDモードインピーダンスZooを低くする方法
である。しかし、このオーバレイ構造は、誘電体
の誘電率や、厚みの変化で、ODDモードインピ
ーダンスZooが大きく変化することや、厚みを大
きくしないと、ODDモードインピーダンスZoo
が低くなりすぎ、厚みを大きくするとコストがか
かる等の欠点があつた。
また、第１２図に示すマイクロストリツプ２線
条結合線路は、厚さｈの誘電体基板１の上面に幅
Ｗの２つの信号線路２，３が間隔Ｓをおいて配置
されると共に、誘電体基板１の下面には、２つの
信号線路２，３に対応する位置を無導体部７と
し、他の部分は接地導体４が配置されている。
条結合線路は、厚さｈの誘電体基板１の上面に幅
Ｗの２つの信号線路２，３が間隔Ｓをおいて配置
されると共に、誘電体基板１の下面には、２つの
信号線路２，３に対応する位置を無導体部７と
し、他の部分は接地導体４が配置されている。
上記の構成において、同相で励振したときの
EVENモードインピーダンスZoeは、信号線路導
体２，３と接地導体４との距離が広いために高く
することができ、比帯域幅Wrを大きくすること
ができる。
EVENモードインピーダンスZoeは、信号線路導
体２，３と接地導体４との距離が広いために高く
することができ、比帯域幅Wrを大きくすること
ができる。
上記したように、第１１図および第１２図に示
すマイクロストリツプ２線条結合線路は、いずれ
の手段も、ODDモードインピーダンスZooある
いはEVENモードインピーダンスZoeのうちのど
ちらか一方にしか効果が得られないという欠点が
あり、また、いずれの手段も、電界分布が複雑で
あることから、簡単に設計することができないと
いう欠点があつた。
すマイクロストリツプ２線条結合線路は、いずれ
の手段も、ODDモードインピーダンスZooある
いはEVENモードインピーダンスZoeのうちのど
ちらか一方にしか効果が得られないという欠点が
あり、また、いずれの手段も、電界分布が複雑で
あることから、簡単に設計することができないと
いう欠点があつた。
また、従来の結合線路のEVENモードとODD
モードの位相定数の不一致は、方向性結合器にお
ける方向性や伝送ロスの悪化やあるいは、位相反
転型ハイブリツドリングにおけるアイソレーシヨ
ンの悪化を招いている。
モードの位相定数の不一致は、方向性結合器にお
ける方向性や伝送ロスの悪化やあるいは、位相反
転型ハイブリツドリングにおけるアイソレーシヨ
ンの悪化を招いている。
従つて、EVENモードとODDモードの位相定
数を等しくすることは、マイクロ波回路全体の特
性を改善する上で重要なことである。
数を等しくすることは、マイクロ波回路全体の特
性を改善する上で重要なことである。
本考案は、上記した点に鑑みてなされたもので
あつて、その目的とするところは、EVENモー
ドインピーダンスZoeおよびODDモードインピー
ダンスZooともに大幅に変化でき、しかもEVEN
モードインピーダンスZoeを高く、かつODDモー
ドインピーダンスZooを低く設定することができ
て、そのモードインピーダンス比ｍの比を大きく
とることができ、広帯域化を可能にするととも
に、位相定数を一致させることができ、製造コス
トが安価でかつ設計が容易なマイクロ波回路を提
供することにある。
あつて、その目的とするところは、EVENモー
ドインピーダンスZoeおよびODDモードインピー
ダンスZooともに大幅に変化でき、しかもEVEN
モードインピーダンスZoeを高く、かつODDモー
ドインピーダンスZooを低く設定することができ
て、そのモードインピーダンス比ｍの比を大きく
とることができ、広帯域化を可能にするととも
に、位相定数を一致させることができ、製造コス
トが安価でかつ設計が容易なマイクロ波回路を提
供することにある。
「考案の構成」
（問題を解決するための手段）
本考案に係るマイクロ波回路は、誘電体基板の
表裏相対向する位置にそれぞれ配置され分布定数
結合線路を形成する２つの信号線路導体と、その
信号線路導体が配置された上記誘電体基板の共通
する平面において信号線路導体の両側に所定の間
隔をもつて配置された接地導体とを設けることに
よつて問題の解決を図つている。
表裏相対向する位置にそれぞれ配置され分布定数
結合線路を形成する２つの信号線路導体と、その
信号線路導体が配置された上記誘電体基板の共通
する平面において信号線路導体の両側に所定の間
隔をもつて配置された接地導体とを設けることに
よつて問題の解決を図つている。
（作用）
分布定数結合線路を形成する２つの信号線路導
体を、誘電体基板の表裏相対向する位置にそれぞ
れ配置したから、２つの信号線路導体は、誘電体
基板を介して結合されるため、ODDモードイン
ピーダンスZooは、従来のマイクロストリツプ結
合線路の特性インピーダンスの半分とほぼ等しい
低インピーダンスとなり、EVENモードインピ
ーダンスZoeは、従来のコープレーナ結合線路の
特性インピーダンスとほぼ等しい高インピーダン
スとすることができる。従つて、信号線路導体と
接地導体との間の間隔Ｓを可変することにより、
EVENモードインピーダンスZoeを、また、信号
線路導体の幅Ｗを変えることにより、ODDモー
ドインピーダンスZooをそれぞれ決定することが
できるので、EVENモードインピーダンスZoeは
高く、ODDモードインピーダンスZooは低く設
定することが可能となり、モードインピーダンス
比ｍを大きくすることができて、広帯域化を図る
ことができる。
体を、誘電体基板の表裏相対向する位置にそれぞ
れ配置したから、２つの信号線路導体は、誘電体
基板を介して結合されるため、ODDモードイン
ピーダンスZooは、従来のマイクロストリツプ結
合線路の特性インピーダンスの半分とほぼ等しい
低インピーダンスとなり、EVENモードインピ
ーダンスZoeは、従来のコープレーナ結合線路の
特性インピーダンスとほぼ等しい高インピーダン
スとすることができる。従つて、信号線路導体と
接地導体との間の間隔Ｓを可変することにより、
EVENモードインピーダンスZoeを、また、信号
線路導体の幅Ｗを変えることにより、ODDモー
ドインピーダンスZooをそれぞれ決定することが
できるので、EVENモードインピーダンスZoeは
高く、ODDモードインピーダンスZooは低く設
定することが可能となり、モードインピーダンス
比ｍを大きくすることができて、広帯域化を図る
ことができる。
（実施例）
本考案に係るマイクロ波回路の実施例を第１図
乃至第７図に基づいて説明する。
乃至第７図に基づいて説明する。
まず、第１図および第２図に示す本考案に係る
マイクロ波回路を方向性結合器に応用した場合の
実施例につき説明する。
マイクロ波回路を方向性結合器に応用した場合の
実施例につき説明する。
第１図は第２図のＡ−A′線断面図、第２図は
平面図である。
平面図である。
図中、１１は厚さｈの誘電体基板、１２，１３
は、信号線路導体で、幅Ｗを有し、誘電体基板１
１の表裏相対向する位置に配置され、分布定数結
合線路を形成するものである。１４は接地導体
で、信号線路導体１３，１４が配置された誘電体
基板１１の共通する平面上に、各信号線路導体１
２および１３と、所定の間隔Ｓをおいてその両側
にそれぞれ配置されている。１５はスルーホール
である。
は、信号線路導体で、幅Ｗを有し、誘電体基板１
１の表裏相対向する位置に配置され、分布定数結
合線路を形成するものである。１４は接地導体
で、信号線路導体１３，１４が配置された誘電体
基板１１の共通する平面上に、各信号線路導体１
２および１３と、所定の間隔Ｓをおいてその両側
にそれぞれ配置されている。１５はスルーホール
である。
上記のように構成することによつて、EVEN
モードインピーダンスZoeは、第３図Ａに示すよ
うに、電界のそのほとんどが空中にあるような分
布状態となり、第３図Ｂに示すような、従来のコ
ープレーナ結合線路の特性インピーダンスとほぼ
等しい状態を示す。
モードインピーダンスZoeは、第３図Ａに示すよ
うに、電界のそのほとんどが空中にあるような分
布状態となり、第３図Ｂに示すような、従来のコ
ープレーナ結合線路の特性インピーダンスとほぼ
等しい状態を示す。
ところで、この第３図Ｂに示す、コープレーナ
結合線路は、もともと、低インピーダンスが得に
くい構造をしており、逆に高インピーダンスは間
隔Ｓを広くすることによつて、容易に得ることが
できる。
結合線路は、もともと、低インピーダンスが得に
くい構造をしており、逆に高インピーダンスは間
隔Ｓを広くすることによつて、容易に得ることが
できる。
従つて、EVENモードインピーダンスZoeは、
信号線路導体１２（または１３）と接地導体１４
との間隔Ｓに依存し、その間隔Ｓを広くすること
によつて高インピーダンスを容易に得ることがで
きる。
信号線路導体１２（または１３）と接地導体１４
との間隔Ｓに依存し、その間隔Ｓを広くすること
によつて高インピーダンスを容易に得ることがで
きる。
一方、ODDモードインピーダンスZooは、第
３図Ｃからもわかるように、第３図Ｄに示す、従
来のマイクロストリツプ結合線路の特性インピー
ダンスに等しく、信号線路導体１２，１３の幅Ｗ
によつて、ODDモードインピーダンスZooを変
えることができ、低インピーダンスを得ることが
できる。
３図Ｃからもわかるように、第３図Ｄに示す、従
来のマイクロストリツプ結合線路の特性インピー
ダンスに等しく、信号線路導体１２，１３の幅Ｗ
によつて、ODDモードインピーダンスZooを変
えることができ、低インピーダンスを得ることが
できる。
このように、上記した第１図および第２図に示
す分布定数結合線路は、コープレーナ結合線路の
高インピーダンスな特性を、EVENモードイン
ピーダンスZoeとして動作させ、また、マイクロ
ストリツプ結合線路の低インピーダンスな特性
を、ODDモードインピーダンスZooとして動作
させることができる。従つて、「モードインピー
ダンス比（ｍ）＝EVENモードインピーダンス
（Zoe）／ODDモードインピーダンス（Zoo）」を
大きくとることができ、広帯域化を図ることが可
能となる。
す分布定数結合線路は、コープレーナ結合線路の
高インピーダンスな特性を、EVENモードイン
ピーダンスZoeとして動作させ、また、マイクロ
ストリツプ結合線路の低インピーダンスな特性
を、ODDモードインピーダンスZooとして動作
させることができる。従つて、「モードインピー
ダンス比（ｍ）＝EVENモードインピーダンス
（Zoe）／ODDモードインピーダンス（Zoo）」を
大きくとることができ、広帯域化を図ることが可
能となる。
更に、上記した本考案に係るマイクロ波回路を
実際に、設計する場合においても、従来のコープ
レーナ結合線路とマイクロストリツプ結合線路の
設計手法をそのまま用いることができる。例え
ば、EVENモードインピーダンスZoeおよび
ODDモードインピーダンスZooが決定したら、
ODDモードインピーダンスから信号線路導体１
２，１３の幅Ｗを求め、次に、EVENモードイ
ンピーダンスZoeから間隔Ｓを求めればよい。
実際に、設計する場合においても、従来のコープ
レーナ結合線路とマイクロストリツプ結合線路の
設計手法をそのまま用いることができる。例え
ば、EVENモードインピーダンスZoeおよび
ODDモードインピーダンスZooが決定したら、
ODDモードインピーダンスから信号線路導体１
２，１３の幅Ｗを求め、次に、EVENモードイ
ンピーダンスZoeから間隔Ｓを求めればよい。
このように独立してEVENモードインピーダ
ンスZoe、ODDモードインピーダンスZooから幅
Ｗおよび間隔Ｓが求められるということは、上述
した本考案に係るマイクロ波回路が持つ設計上の
大きなメリツトである。
ンスZoe、ODDモードインピーダンスZooから幅
Ｗおよび間隔Ｓが求められるということは、上述
した本考案に係るマイクロ波回路が持つ設計上の
大きなメリツトである。
次に、第４図乃至第７図に基づいて、本考案に
係るマイクロ波回路の第２の実施例につき説明す
る。
係るマイクロ波回路の第２の実施例につき説明す
る。
第４図は要部を示す平面図、第５図は第４図の
Ａ−A′線断面図、第６図は第４図のＢ−B′線断
面図、第７図は方向性結合器に実施した場合の一
例を示す平面図である。
Ａ−A′線断面図、第６図は第４図のＢ−B′線断
面図、第７図は方向性結合器に実施した場合の一
例を示す平面図である。
この第２の実施例は、上記した第１の実施例に
対し更に、位相定数を一致させることができる特
長を付加したものである。
対し更に、位相定数を一致させることができる特
長を付加したものである。
第４図に示すように、信号線路導体１２，１３
は、第１の実施例と同様に基本的には、誘電体基
板１１の表裏相対向する位置に設けた上下２本の
平行導体である。この第２の実施例では、その信
号線路導体１２，１３に交互に突出するパターン
１２ａ，１３ａを付加している。また、それに伴
つて、接地導体１４のパターンも同様に変形し突
出したパターン１４ａを形成している。
は、第１の実施例と同様に基本的には、誘電体基
板１１の表裏相対向する位置に設けた上下２本の
平行導体である。この第２の実施例では、その信
号線路導体１２，１３に交互に突出するパターン
１２ａ，１３ａを付加している。また、それに伴
つて、接地導体１４のパターンも同様に変形し突
出したパターン１４ａを形成している。
この実施例では、パターン１２ａ，１３ａを、
それぞれ異なる方向を向いて突出したパターンと
しているが、条件が許せば、特にこのようにしな
くてもよい。
それぞれ異なる方向を向いて突出したパターンと
しているが、条件が許せば、特にこのようにしな
くてもよい。
上記のように信号線路導体１２，１３および接
地導体１４に突出するパターン１２ａ，１３ａお
よび１４ａを付加した目的は、EVENモード時
の線路長（電気長）を等価的に長くし、結果的に
EVENモードの位相定数を、ODDモードのそれ
と等しくすることにある。
地導体１４に突出するパターン１２ａ，１３ａお
よび１４ａを付加した目的は、EVENモード時
の線路長（電気長）を等価的に長くし、結果的に
EVENモードの位相定数を、ODDモードのそれ
と等しくすることにある。
このEVENモードの位相定数をODDモードの
位相定数に等しくする動作につき説明する。
位相定数に等しくする動作につき説明する。
EVENモードインピーダンスZoeおよびODD
モードインピーダンスZooは、第１の実施例の場
合と同じ考え方で決定することができるので、
EVENモードインピーダンスZoeは高く、ODD
モードインピーダンスZooは低くでき、従つて、
モードインピーダンス比ｍを大きくすることがで
き、広帯域化が可能な分布定数結合線路を構成し
ている。電気長θは、位相定数βと物理長ｌの積
で次式のように表わされる。
モードインピーダンスZooは、第１の実施例の場
合と同じ考え方で決定することができるので、
EVENモードインピーダンスZoeは高く、ODD
モードインピーダンスZooは低くでき、従つて、
モードインピーダンス比ｍを大きくすることがで
き、広帯域化が可能な分布定数結合線路を構成し
ている。電気長θは、位相定数βと物理長ｌの積
で次式のように表わされる。
θ＝βl… (6)
ここで、βは次式で表わされ、実効誘電率∈
effで決定される。
effで決定される。
EVENモード時の電気長θe＝ODDモード時の
電気長θoとするためには、 βele＝βolo… (8) すなわち、 √∈le＝√∈lo… (9) とする必要がある。今、第１図に示す第１の実施
例におけるEVENモード時の実効誘電率∈effe
は、ほとんど１に近く、ODDモード時の実効誘
電率∈effoは、誘電体基板１１の比誘電率∈ｒに
近いので、θe≠θoである。これを、θe＝θoとす
るためには、EVENモード時の物理長leを大きく
して le＝√∈∈・lo… (10) とすればよい。
電気長θoとするためには、 βele＝βolo… (8) すなわち、 √∈le＝√∈lo… (9) とする必要がある。今、第１図に示す第１の実施
例におけるEVENモード時の実効誘電率∈effe
は、ほとんど１に近く、ODDモード時の実効誘
電率∈effoは、誘電体基板１１の比誘電率∈ｒに
近いので、θe≠θoである。これを、θe＝θoとす
るためには、EVENモード時の物理長leを大きく
して le＝√∈∈・lo… (10) とすればよい。
loはODDモード時の物理長であるから、これ
はほぼ信号線路導体１２の全長に等しくなる。一
方、EVENモード時の物理長leは、loよりも、√
∈effo／∈effe倍長い。従つて、これを信号線路
１２，１３および接地導体１４に突出するパター
ン１２ａ，１３ａおよび１４ａを形成することに
よつて実現するものである。
はほぼ信号線路導体１２の全長に等しくなる。一
方、EVENモード時の物理長leは、loよりも、√
∈effo／∈effe倍長い。従つて、これを信号線路
１２，１３および接地導体１４に突出するパター
ン１２ａ，１３ａおよび１４ａを形成することに
よつて実現するものである。
すなわち、EVENモード時においては、電界
が信号線路導体１２，１３と接地導体１４間のみ
存在するため、この伝送形態となつているところ
の線路長（電気長）を長くすることによつて、位
相定数を等しくすることができる。
が信号線路導体１２，１３と接地導体１４間のみ
存在するため、この伝送形態となつているところ
の線路長（電気長）を長くすることによつて、位
相定数を等しくすることができる。
第７図は上記した第２の実施例を方向性結合器
に応用した例を示すもので、次のような結果が得
られた。
に応用した例を示すもので、次のような結果が得
られた。
誘電体基板１１は、比誘電率∈ｒ＝4.5厚さｈ
＝１mmのガラスエポキシ。信号線路導体１２（お
よび１３）の幅Ｗ＝3.2mm、突出したパターン１
２ａ（および１３ａ）の幅W′＝1.8mm、突出した
長さＤ＝２mm、間隔Ｓ＝1.2mmのとき、 EVENモードインピーダンスZoe≒120Ω ODDモードインピーダンスZoo≒20Ω であり、（fo＝750MHzで） 結合度3dB、伝送ロス3dB、反射ロス−30dB、方
向性−30dBであつた。
＝１mmのガラスエポキシ。信号線路導体１２（お
よび１３）の幅Ｗ＝3.2mm、突出したパターン１
２ａ（および１３ａ）の幅W′＝1.8mm、突出した
長さＤ＝２mm、間隔Ｓ＝1.2mmのとき、 EVENモードインピーダンスZoe≒120Ω ODDモードインピーダンスZoo≒20Ω であり、（fo＝750MHzで） 結合度3dB、伝送ロス3dB、反射ロス−30dB、方
向性−30dBであつた。
「考案の効果」
本考案に係るマイクロ波回路によれば、製作精
度によらず、EVENモードインピーダンスZoeを
高く、かつODDモードインピーダンスZooを低
くし、モードインピーダンス比ｍを大きくするこ
とができて、広帯域化を図ることができると共
に、設計パラメータが少ないため容易に設計する
ことができ、更にEVENモードとODDモードの
位相定数を等しくすることができ、製造コストの
安価な分布定数結合線路を得ることができる等の
優れた特長がある。
度によらず、EVENモードインピーダンスZoeを
高く、かつODDモードインピーダンスZooを低
くし、モードインピーダンス比ｍを大きくするこ
とができて、広帯域化を図ることができると共
に、設計パラメータが少ないため容易に設計する
ことができ、更にEVENモードとODDモードの
位相定数を等しくすることができ、製造コストの
安価な分布定数結合線路を得ることができる等の
優れた特長がある。
第１図乃至第７図は本考案に係るマイクロ波回
路の実施例を示すもので、第１図は第２図のＡ−
A′線断面図、第２図は平面図、第３図Ａ，Ｂ，
Ｃ，Ｄは説明用の模式図、第４図は平面図、第５
図は第４図のＡ−A′線断面図、第６図は第４図
のＢ−B′線断面図、第７図は平面図である。第
８図乃至第１２図は従来例を示すもので、第８図
はバンドパスフイルタの一例を示す説明用の模式
図、第９図は第８図の特性図、第１０図、第１１
図および第１２図はそれぞれ断面図である。 １１；誘電体基板、１２，１３；信号線路導
体、１４；接地導体。
路の実施例を示すもので、第１図は第２図のＡ−
A′線断面図、第２図は平面図、第３図Ａ，Ｂ，
Ｃ，Ｄは説明用の模式図、第４図は平面図、第５
図は第４図のＡ−A′線断面図、第６図は第４図
のＢ−B′線断面図、第７図は平面図である。第
８図乃至第１２図は従来例を示すもので、第８図
はバンドパスフイルタの一例を示す説明用の模式
図、第９図は第８図の特性図、第１０図、第１１
図および第１２図はそれぞれ断面図である。 １１；誘電体基板、１２，１３；信号線路導
体、１４；接地導体。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 (1) 誘電体基板の表裏相対向する位置にそれぞれ
配置され分布定数結合線路を形成する２つの信
号線路導体と、該２つの信号線路導体が配置さ
れた前記誘電体基板の共通する平面において信
号線路導体の両側に所定の間隔をもつて配置さ
れた接地導体とを設けたことを特徴とするマイ
クロ波回路。 (2) 誘電体基板に配置された信号線路導体と接地
導体との間隔と、前記信号線路導体の幅とによ
つて特性インピーダンスを規定できるようにし
た実用新案登録請求の範囲第１項記載のマイク
ロ波回路。 (3) 信号線路導体のパターン形状に対応させて接
地導体のパターンを変形させた実用新案登録請
求の範囲第１項記載のマイクロ波回路。 (4) ２つの信号線路導体に交互に突出するパター
ンを付加した実用新案登録請求の範囲第１項記
載のマイクロ波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17908185U JPH0314803Y2 (ja) | 1985-11-22 | 1985-11-22 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17908185U JPH0314803Y2 (ja) | 1985-11-22 | 1985-11-22 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6289810U JPS6289810U (ja) | 1987-06-09 |
| JPH0314803Y2 true JPH0314803Y2 (ja) | 1991-04-02 |
Family
ID=31121817
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17908185U Expired JPH0314803Y2 (ja) | 1985-11-22 | 1985-11-22 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0314803Y2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08316709A (ja) * | 1995-05-19 | 1996-11-29 | Nec Corp | 電力合成器 |
| JPH0918208A (ja) * | 1995-06-30 | 1997-01-17 | Nec Corp | ハイブリッド回路 |
| JPH0946106A (ja) * | 1995-07-27 | 1997-02-14 | Nec Corp | バラントランス |
| JPH10335913A (ja) * | 1997-05-22 | 1998-12-18 | Harris Corp | マイクロ波方向性カプラに関する改良 |
| USRE48466E1 (en) | 2008-11-11 | 2021-03-16 | Onea-Engineering Austria Gmbh | Modular reactor |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4882555A (en) * | 1988-08-12 | 1989-11-21 | Hughes Aircraft Company | Plural plane waveguide coupler |
-
1985
- 1985-11-22 JP JP17908185U patent/JPH0314803Y2/ja not_active Expired
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08316709A (ja) * | 1995-05-19 | 1996-11-29 | Nec Corp | 電力合成器 |
| JPH0918208A (ja) * | 1995-06-30 | 1997-01-17 | Nec Corp | ハイブリッド回路 |
| JPH0946106A (ja) * | 1995-07-27 | 1997-02-14 | Nec Corp | バラントランス |
| JPH10335913A (ja) * | 1997-05-22 | 1998-12-18 | Harris Corp | マイクロ波方向性カプラに関する改良 |
| USRE48466E1 (en) | 2008-11-11 | 2021-03-16 | Onea-Engineering Austria Gmbh | Modular reactor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6289810U (ja) | 1987-06-09 |
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