JPH0314802Y2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0314802Y2 JPH0314802Y2 JP17908085U JP17908085U JPH0314802Y2 JP H0314802 Y2 JPH0314802 Y2 JP H0314802Y2 JP 17908085 U JP17908085 U JP 17908085U JP 17908085 U JP17908085 U JP 17908085U JP H0314802 Y2 JPH0314802 Y2 JP H0314802Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- impedance
- mode
- signal line
- dielectric
- zoo
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000004020 conductor Substances 0.000 claims description 28
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 12
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 239000003989 dielectric material Substances 0.000 description 4
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 3
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Waveguides (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
「考案の目的」
（産業上の利用分野）
本考案はUHF帯以上の高周波帯で使用される
分布定数結合線路に係り、特に方向性結合器の方
向性や、位相反転型ハイブリツドリングにおける
アイソレーシヨンを決定する重要な要素である
EVENモードとODDモードの位相定数を等しく
するようにしたマイクロ波回路に関するものであ
る。
分布定数結合線路に係り、特に方向性結合器の方
向性や、位相反転型ハイブリツドリングにおける
アイソレーシヨンを決定する重要な要素である
EVENモードとODDモードの位相定数を等しく
するようにしたマイクロ波回路に関するものであ
る。
（従来技術・考案が解決しようとする問題点）
フイルタや方向性結合器等に広く使用されてい
るマイクロストリツプ結合線路の広帯域化に対す
る要望は高いものがある。
るマイクロストリツプ結合線路の広帯域化に対す
る要望は高いものがある。
このマイクロストリツプ結合線路を、広帯域化
するためには、「モードインピーダンス比（ｍ）＝
EVENモードインピーダンス（Zoe）／ODDモ
ードインピーダンス（Zoo）」を大きくすること
が必要である。
するためには、「モードインピーダンス比（ｍ）＝
EVENモードインピーダンス（Zoe）／ODDモ
ードインピーダンス（Zoo）」を大きくすること
が必要である。
上記の理由を次に簡単に説明する。
例えば、第４図に示すような、バンドパスフイ
ルタの場合の影像インピーダンスZIは、 である。
ルタの場合の影像インピーダンスZIは、 である。
ここで、Zoeは、EVENモードインピーダンス
Zooは、ODDモードインピーダンス
θは、電気長 である。
影像インピーダンスZIは、第５図のように表わ
されるが、影像インピーダンスZIが「ZI＝０」と
なる遮断周波数θcを求めると、 （Zoe−Zoo）2−（Zoe＋Zoo）2cos2θ＝０… (2) ∴cosθc＝±Zoe−Zoo／Zoe＋Zoo＝±ｍ−１／ｍ＋１…
(3) なお、上記(3)式において、ｍ＝Zoe／Zoo とした。
されるが、影像インピーダンスZIが「ZI＝０」と
なる遮断周波数θcを求めると、 （Zoe−Zoo）2−（Zoe＋Zoo）2cos2θ＝０… (2) ∴cosθc＝±Zoe−Zoo／Zoe＋Zoo＝±ｍ−１／ｍ＋１…
(3) なお、上記(3)式において、ｍ＝Zoe／Zoo とした。
従つて、遮断周波数θC1，θC2は、
となる。
ここで、Ｍ比帯域幅Wrは、
Wr＝θC2−θC1／π／２＝２／π（π−2cos-1ｍ−１
／ｍ＋１）＝２−４／πcos-1ｍ−１／ｍ＋１…(5) と表わされる。上記(5)式から明らかなように、モ
ードインピーダンス比ｍが大きくなるほど比帯域
幅Wrは「Wr＝２」に近づき、広帯域になること
がわかる。また、このことから、EVENモード
インピーダンスＺを高く、ODDモードインピー
ダンスZooを低くすることで広帯域化を達成し得
ることがわかる。
／ｍ＋１）＝２−４／πcos-1ｍ−１／ｍ＋１…(5) と表わされる。上記(5)式から明らかなように、モ
ードインピーダンス比ｍが大きくなるほど比帯域
幅Wrは「Wr＝２」に近づき、広帯域になること
がわかる。また、このことから、EVENモード
インピーダンスＺを高く、ODDモードインピー
ダンスZooを低くすることで広帯域化を達成し得
ることがわかる。
更に、多段フイルタの場合でも、広帯域フイル
タには、高いEVENモードインピーダンスZoe
と、低いODDモードインピーダンスZooが必要
となることからも、広帯域化を図るためには、モ
ードインピーダンス比ｍを大きくすることが必要
である。
タには、高いEVENモードインピーダンスZoe
と、低いODDモードインピーダンスZooが必要
となることからも、広帯域化を図るためには、モ
ードインピーダンス比ｍを大きくすることが必要
である。
また、結合度Ｃは、「Ｃ＝ｍ−１／ｍ＋１」で表わさ
れ、密結合にするには、モードインピーダンス比
ｍは大きいほど良いことがわかる。
ｍは大きいほど良いことがわかる。
そこで、出願人は、先に第６図に示すような、
EVENモードインピーダンスZoeを高く、かつ
ODDモードインピーダンスZooを低く設定する
ことができて、そのモードインピーダンス比ｍを
大きくとることができ、広帯域化を可能としたマ
イクロ波回路を提案している。
EVENモードインピーダンスZoeを高く、かつ
ODDモードインピーダンスZooを低く設定する
ことができて、そのモードインピーダンス比ｍを
大きくとることができ、広帯域化を可能としたマ
イクロ波回路を提案している。
この第６図に示すマイクロ波回路は、厚さｈの
誘電体基板１の表裏相対向する位置に幅Ｗの２つ
の信号線路導体２，３を配置して分布定数結合線
路を形成するとともに、信号線路導体２，３のそ
れぞれの両側に間隔Ｓをもつて配置された接地導
体４とから構成されている。
誘電体基板１の表裏相対向する位置に幅Ｗの２つ
の信号線路導体２，３を配置して分布定数結合線
路を形成するとともに、信号線路導体２，３のそ
れぞれの両側に間隔Ｓをもつて配置された接地導
体４とから構成されている。
上記のように構成することによつて、EVEN
モードインピーダンスZoeは、第７図Ａに示すよ
うに、電界のそのほとんどが空中にあるような状
態となり、第７図Ｂに示すような、従来のコープ
レーナ結合線路のインピーダンスとほぼ等しい状
態を示す。
モードインピーダンスZoeは、第７図Ａに示すよ
うに、電界のそのほとんどが空中にあるような状
態となり、第７図Ｂに示すような、従来のコープ
レーナ結合線路のインピーダンスとほぼ等しい状
態を示す。
ところで、この第７図Ｂに示す、コープレーナ
結合線路は、もともと、低インピーダンスが得に
くい構造をしており、逆に高インピーダンスは、
間隔Ｓを広くすることによつて、容易に得ること
ができる。
結合線路は、もともと、低インピーダンスが得に
くい構造をしており、逆に高インピーダンスは、
間隔Ｓを広くすることによつて、容易に得ること
ができる。
従つて、EVENモードインピーダンスZoeは、
信号線路導体２（または３）と接地導体４との間
隔Ｓに依存し、その間隔Ｓを広くすることによつ
て高インピーダンスを容易に得ることができる。
信号線路導体２（または３）と接地導体４との間
隔Ｓに依存し、その間隔Ｓを広くすることによつ
て高インピーダンスを容易に得ることができる。
一方、ODDモードインピーダンスZooは、第
７図Ｃからもわかるように、第７図Ｄに示す、従
来のマイクロストリツプ結合線路のインピーダン
スに等しく、信号線路２，３の幅Ｗによつて、
ODDモードインピーダンスZooを変えることが
でき、低インピーダンスを得ることができる。
７図Ｃからもわかるように、第７図Ｄに示す、従
来のマイクロストリツプ結合線路のインピーダン
スに等しく、信号線路２，３の幅Ｗによつて、
ODDモードインピーダンスZooを変えることが
でき、低インピーダンスを得ることができる。
このように、上記した第６図に示す、分布定数
結合線路は、コープレーナ結合線路の高インピー
ダンスな特性を、EVENモードインピーダンス
Zoeとして動作させ、また、マイクロストリツプ
結合線路の低インピーダンスな特性をODDモー
ドインピーダンスZooとして動作させることがで
きる。従つて、「モードインピーダンス比（ｍ）＝
EVENモードインピーダンス（Zoe）／ODDモ
ードインピーダンス（Zoo）」を大きくとること
ができ、広帯域化を図ることが可能となつた。
結合線路は、コープレーナ結合線路の高インピー
ダンスな特性を、EVENモードインピーダンス
Zoeとして動作させ、また、マイクロストリツプ
結合線路の低インピーダンスな特性をODDモー
ドインピーダンスZooとして動作させることがで
きる。従つて、「モードインピーダンス比（ｍ）＝
EVENモードインピーダンス（Zoe）／ODDモ
ードインピーダンス（Zoo）」を大きくとること
ができ、広帯域化を図ることが可能となつた。
しかし、この第６図に示すマイクロ波回路の
ODDモード時における電界分布は、第７図Ｃで
示すように、そのほとんどが誘電体基板１の中に
ある。一方、EVENモード時における電界分布
は、第７図Ａで示すように、そのほとんどが空気
中にある。このことからODDモード時における
実効誘電率∈effoは、誘電体基板１の比誘電率∈
ｒにほぼ等しくなるのに対し、EVENモード時
の実効誘電率∈effeは、ほぼ１となり、実効誘電
率∈effoに比較して、極端に低くなる。
ODDモード時における電界分布は、第７図Ｃで
示すように、そのほとんどが誘電体基板１の中に
ある。一方、EVENモード時における電界分布
は、第７図Ａで示すように、そのほとんどが空気
中にある。このことからODDモード時における
実効誘電率∈effoは、誘電体基板１の比誘電率∈
ｒにほぼ等しくなるのに対し、EVENモード時
の実効誘電率∈effeは、ほぼ１となり、実効誘電
率∈effoに比較して、極端に低くなる。
上記したように、ODDモードとEVENモード
の位相定数の不一致は、例えば、方向性結合器に
おける方向性の悪化や伝送ロス、あるいは、位相
反転型ハイブリツドリングにおけるアイソレーシ
ヨンの悪化を招くことになる。
の位相定数の不一致は、例えば、方向性結合器に
おける方向性の悪化や伝送ロス、あるいは、位相
反転型ハイブリツドリングにおけるアイソレーシ
ヨンの悪化を招くことになる。
従つて、位相定数を一致させることは、マイクロ
波回路全体の特性を改善する上で重要なことであ
る。
波回路全体の特性を改善する上で重要なことであ
る。
本考案は、上記した点に鑑みてなされたもので
あつて、その目的とするところは、ODDモード
時とEVENモード時における位相定数を等しく
することができるマイクロ波回路を提供すること
にある。
あつて、その目的とするところは、ODDモード
時とEVENモード時における位相定数を等しく
することができるマイクロ波回路を提供すること
にある。
「考案の構成」
（問題を解決するための手段）
本考案に係るマイクロ波回路は、誘電体基板の
表裏相対向する位置にそれぞれ配置され分布定数
結合線路を形成する２つの信号線路導体と、その
２つの信号線路導体が配置された誘電体基板の共
通する平面において信号線路導体の両側に所定の
間隔をもつて配置された接地導体と、その接地導
体と信号線路導体との間に装荷された誘電体とを
設けることによつて、問題の解決を図つている。
表裏相対向する位置にそれぞれ配置され分布定数
結合線路を形成する２つの信号線路導体と、その
２つの信号線路導体が配置された誘電体基板の共
通する平面において信号線路導体の両側に所定の
間隔をもつて配置された接地導体と、その接地導
体と信号線路導体との間に装荷された誘電体とを
設けることによつて、問題の解決を図つている。
（作用）
誘電体基板に間隔をおいて配置された信号線路
導体と接地導体との間に誘電体を装荷させたこと
により、電界分布を、その誘電体内に集中させ、
EVENモード時の実効誘電率∈effeを上げること
ができ、ODDモード時の実効誘電率∈effoに
EVENモード時の実効誘電率∈effeを等しくする
ことができる。
導体と接地導体との間に誘電体を装荷させたこと
により、電界分布を、その誘電体内に集中させ、
EVENモード時の実効誘電率∈effeを上げること
ができ、ODDモード時の実効誘電率∈effoに
EVENモード時の実効誘電率∈effeを等しくする
ことができる。
（実施例）
本考案に係るマイクロ波回路の実施例を第１図
乃至第３図に基づいて説明する。
乃至第３図に基づいて説明する。
図中、１１は厚さｈの誘電体基板、１２，１３
は信号線路導体で、幅Ｗを有し、誘電体基板１１
の表裏相対向する位置に配置され、分布定数結合
線路を形成するものである。１４は接地導体で、
信号線路導体１２および１３の両側に所定の間隔
Ｓをおいて、それぞれ配置されている。１５は誘
電体で、誘電体基板１１の表面に配置した信号線
路導体１２とその共通する面に間隔Ｓをもつて配
置した接地導体１４との間、および誘電体基板１
１の裏面に配置した信号線路導体１３と接地導体
１４との間にそれぞれ装荷されている。この誘電
体１５は、誘電体ペーストを焼成したもの、ある
いは誘電体板を直接張り付けて構成してもよい。
は信号線路導体で、幅Ｗを有し、誘電体基板１１
の表裏相対向する位置に配置され、分布定数結合
線路を形成するものである。１４は接地導体で、
信号線路導体１２および１３の両側に所定の間隔
Ｓをおいて、それぞれ配置されている。１５は誘
電体で、誘電体基板１１の表面に配置した信号線
路導体１２とその共通する面に間隔Ｓをもつて配
置した接地導体１４との間、および誘電体基板１
１の裏面に配置した信号線路導体１３と接地導体
１４との間にそれぞれ装荷されている。この誘電
体１５は、誘電体ペーストを焼成したもの、ある
いは誘電体板を直接張り付けて構成してもよい。
第３図は本考案のマイクロ波回路を方向性結合
器に応用した例を示す平面図である。
器に応用した例を示す平面図である。
上記のように構成することによつて、EVEN
モード時において、第２図に示すように、電界の
そのほとんどを、誘電体１５内に集中させること
ができ、EVENモードの実効誘電率∈effeを上げ
ることができる。
モード時において、第２図に示すように、電界の
そのほとんどを、誘電体１５内に集中させること
ができ、EVENモードの実効誘電率∈effeを上げ
ることができる。
従つて、誘電体１５の厚さを厚くするほど、ま
た誘電体１５の誘電率が高ければ高いほど、実効
誘電率∈effeは大きくなるので、その値を選択す
ることによつて、「EVENモードの実効誘電率∈
effe＝ODDモードの実効誘電率∈effo」となる点
を見つけ、設定することができる。
た誘電体１５の誘電率が高ければ高いほど、実効
誘電率∈effeは大きくなるので、その値を選択す
ることによつて、「EVENモードの実効誘電率∈
effe＝ODDモードの実効誘電率∈effo」となる点
を見つけ、設定することができる。
「考案の効果」
本考案に係るマイクロ波回路によれば、
EVENモードの実効誘電率∈effeをODDモード
の実効誘電率に等しくすることができ、EVEN
モードとODDモードの位相定数を一致させるこ
とができる。よつて、方向性結合器に応用した場
合には、方向性、リターンロス、分布特性、通過
特性の総てが改善されるという多大な効果が得ら
れる。しかも、構成は極めて簡単であつて、安価
に構成することができるから実施が容易である等
の優れた特長がある。
EVENモードの実効誘電率∈effeをODDモード
の実効誘電率に等しくすることができ、EVEN
モードとODDモードの位相定数を一致させるこ
とができる。よつて、方向性結合器に応用した場
合には、方向性、リターンロス、分布特性、通過
特性の総てが改善されるという多大な効果が得ら
れる。しかも、構成は極めて簡単であつて、安価
に構成することができるから実施が容易である等
の優れた特長がある。
第１図乃至第３図は本考案に係るマイクロ波回
路の実施例を示すものであつて、第１図は断面
図、第２図は第１図の動作説明図、第３図は本考
案に係るマイクロ波回路を方向性結合器に応用し
た例を示す平面図である。第４図乃至第７図は従
来例を示すものであつて、第４図はバンドパスフ
イルタの一例を示す説明用の模式図、第５図は第
４図の特性図、第６図は断面図、第７図Ａ，Ｂ，
Ｃ，Ｄは説明用の模式図である。 １１；誘電体基板、１２，１３；信号線路導
体、１４；接地導体、１５；誘電体。
路の実施例を示すものであつて、第１図は断面
図、第２図は第１図の動作説明図、第３図は本考
案に係るマイクロ波回路を方向性結合器に応用し
た例を示す平面図である。第４図乃至第７図は従
来例を示すものであつて、第４図はバンドパスフ
イルタの一例を示す説明用の模式図、第５図は第
４図の特性図、第６図は断面図、第７図Ａ，Ｂ，
Ｃ，Ｄは説明用の模式図である。 １１；誘電体基板、１２，１３；信号線路導
体、１４；接地導体、１５；誘電体。
Claims (1)
- 誘電体基板の表裏相対向する位置にそれぞれ配
置され分布定数結合線路を形成する２つの信号線
路導体と、該２つの信号線路導体が配置された前
記誘電体基板の共通する平面において信号線路導
体の両側に所定の間隔をもつて配置された接地導
体と、該接地導体と前記信号線路導体間に装荷さ
れた誘電体とを設けたことを特徴とするマイクロ
波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17908085U JPH0314802Y2 (ja) | 1985-11-22 | 1985-11-22 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17908085U JPH0314802Y2 (ja) | 1985-11-22 | 1985-11-22 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6289809U JPS6289809U (ja) | 1987-06-09 |
| JPH0314802Y2 true JPH0314802Y2 (ja) | 1991-04-02 |
Family
ID=31121815
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17908085U Expired JPH0314802Y2 (ja) | 1985-11-22 | 1985-11-22 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0314802Y2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10335913A (ja) * | 1997-05-22 | 1998-12-18 | Harris Corp | マイクロ波方向性カプラに関する改良 |
-
1985
- 1985-11-22 JP JP17908085U patent/JPH0314802Y2/ja not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10335913A (ja) * | 1997-05-22 | 1998-12-18 | Harris Corp | マイクロ波方向性カプラに関する改良 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6289809U (ja) | 1987-06-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4125810A (en) | Broadband high frequency baluns and mixer | |
| US5097233A (en) | Coplanar 3dB quadrature coupler | |
| JPS61179602A (ja) | 改良されたブランチライン形方向性結合器 | |
| US3965445A (en) | Microstrip or stripline coupled-transmission-line impedance transformer | |
| JPS6239565B2 (ja) | ||
| US3991390A (en) | Series connected stripline balun | |
| JPS6123401A (ja) | 広帯域４ポ−トｔｅｍモ−ドハイブリツド回路 | |
| US6859177B2 (en) | Four port hybrid microstrip circuit of Lange type | |
| US3760304A (en) | Slot line | |
| JPH0314802Y2 (ja) | ||
| JPH0314803Y2 (ja) | ||
| US4591812A (en) | Coplanar waveguide quadrature hybrid having symmetrical coupling conductors for eliminating spurious modes | |
| US2749519A (en) | Directional couplers for microwave transmission systems | |
| GB1455155A (en) | Microwave transmission line and devices using multiple coplanar conductors | |
| JPH0320162B2 (ja) | ||
| JPH0770889B2 (ja) | 方向性結合器 | |
| US3760302A (en) | Slot line | |
| JPH0537213A (ja) | マイクロ波結合線路 | |
| EP0256511B1 (en) | Directional coupler | |
| JPH09246817A (ja) | 高周波電力分配合成器 | |
| US4224584A (en) | Directional microwave coupler | |
| US4380829A (en) | Simplified double balanced frequency converter | |
| JP2530021Y2 (ja) | マイクロ波回路 | |
| JPH0225281B2 (ja) | ||
| JPS6117601Y2 (ja) |