JP3390010B2 - 伝送線路およびその設計方法 - Google Patents
伝送線路およびその設計方法Info
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- JP3390010B2 JP3390010B2 JP52344695A JP52344695A JP3390010B2 JP 3390010 B2 JP3390010 B2 JP 3390010B2 JP 52344695 A JP52344695 A JP 52344695A JP 52344695 A JP52344695 A JP 52344695A JP 3390010 B2 JP3390010 B2 JP 3390010B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05K—PRINTED CIRCUITS; CASINGS OR CONSTRUCTIONAL DETAILS OF ELECTRIC APPARATUS; MANUFACTURE OF ASSEMBLAGES OF ELECTRICAL COMPONENTS
- H05K1/00—Printed circuits
- H05K1/02—Details
- H05K1/0213—Electrical arrangements not otherwise provided for
- H05K1/0237—High frequency adaptations
Landscapes
- Waveguides (AREA)
- Structure Of Printed Boards (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
技術分野
本発明は、一般的に伝送線路に関し、更に特定すれ
ば、断面が小さい平衡伝送線路（balanced transmissio
n line）およびその設計方法に関するものである。
ば、断面が小さい平衡伝送線路（balanced transmissio
n line）およびその設計方法に関するものである。
発明の背景
一般的に、平衡伝送線路は、２つの回路間で無線周波
数（RF）信号を平衡伝送するために用いられている。横
断電気および磁気（TEM:transverse electric and magn
etic）伝送線路は、伝統的に、RF信号を伝送するための
少なくとも２本の導体を含んでいる。２本の導体の幾何
学的構造および誘電体物質の使用によって、伝送線路の
特性インピーダンスおよび品質が決定される。過去にお
いては、第１図に示す横型結合伝送線路（broadside−c
oupled transmission line）、第２図に示す共面伝送線
路（coplanar transmission line）、および第３図に示
すマイクロ・ストリップ伝送線路のような幾何学的構造
が、伝送線路として特定用途に用いられてきた。しかし
ながら、これら特定の幾何学的構造を、断面が限られた
伝送線路に用いようとすると、第１図ないし第３図に示
す従来の幾何学的構造では、所望の範囲の特性インピー
ダンスを有する伝送線路を提供することができない。断
面とは、伝送線路の幾何学的構造の高さおよび幅のこと
である。上述の３つの幾何学的構造は、導体パターンの
エッチング、導体パターンの位置合わせ（registratio
n）、および誘電体積層体の厚さの製造上のばらつきの
ために、許容される特性インピーダンスを有することが
できない。加えて、マイクロ・ストリップ伝送線路は、
非平衡伝送線路である。したがって、限られた断面積を
有し、特性インピーダンスが所望の範囲内にあり、しか
も容易に製造可能な伝送線路を提供できれば有利であろ
う。
数（RF）信号を平衡伝送するために用いられている。横
断電気および磁気（TEM:transverse electric and magn
etic）伝送線路は、伝統的に、RF信号を伝送するための
少なくとも２本の導体を含んでいる。２本の導体の幾何
学的構造および誘電体物質の使用によって、伝送線路の
特性インピーダンスおよび品質が決定される。過去にお
いては、第１図に示す横型結合伝送線路（broadside−c
oupled transmission line）、第２図に示す共面伝送線
路（coplanar transmission line）、および第３図に示
すマイクロ・ストリップ伝送線路のような幾何学的構造
が、伝送線路として特定用途に用いられてきた。しかし
ながら、これら特定の幾何学的構造を、断面が限られた
伝送線路に用いようとすると、第１図ないし第３図に示
す従来の幾何学的構造では、所望の範囲の特性インピー
ダンスを有する伝送線路を提供することができない。断
面とは、伝送線路の幾何学的構造の高さおよび幅のこと
である。上述の３つの幾何学的構造は、導体パターンの
エッチング、導体パターンの位置合わせ（registratio
n）、および誘電体積層体の厚さの製造上のばらつきの
ために、許容される特性インピーダンスを有することが
できない。加えて、マイクロ・ストリップ伝送線路は、
非平衡伝送線路である。したがって、限られた断面積を
有し、特性インピーダンスが所望の範囲内にあり、しか
も容易に製造可能な伝送線路を提供できれば有利であろ
う。
図面の簡単な説明
第１図は、従来技術である横型結合伝送線路の幾何学
的構造の一例である。
的構造の一例である。
第２図は、従来技術である共面伝送線路の幾何学的構
造の一例である。
造の一例である。
第３図は、従来技術であるマイクロ・ストリップ伝送
線濾の幾何学的構造の一例である。
線濾の幾何学的構造の一例である。
第４図は、本発明によって用いられる対称面の一例で
ある。
ある。
第５図は、本発明による伝送線路の一例である。
第６図は、本発明による第５図の伝送線路の斜視図で
ある。
ある。
第７図は、本発明による伝送線路の幾何学的構造から
測定された許容度を含む表である。
測定された許容度を含む表である。
第８図は、従来技術の伝送線路の幾何学的構造から測
定された許容度を含む２つの表である。
定された許容度を含む２つの表である。
好適実施例の説明
本発明の好適実施例は、限られた断面を有する伝送線
路に対して、特性インピーダンス許容度（characterist
ic impedance tolerance）が改善された伝送線路の幾何
学的構造を含む。この伝送線路の幾何学的構造は、反射
板を用いて、横型結合と共面結合との独特な組み合わせ
を利用する。まず、大きな共面ギャップを用いて、エッ
チング誤差を低減させる。第２に、横型結合および共面
結合に基づいて伝送線路の特性インピーダンスを決定す
ることによって、内部誘電体の厚さに対する感度も低下
させる。第３に、２本の信号搬送導体を同一層上に配す
ることによって、横型結合における位置合わせ誤差の効
果を除去する。
路に対して、特性インピーダンス許容度（characterist
ic impedance tolerance）が改善された伝送線路の幾何
学的構造を含む。この伝送線路の幾何学的構造は、反射
板を用いて、横型結合と共面結合との独特な組み合わせ
を利用する。まず、大きな共面ギャップを用いて、エッ
チング誤差を低減させる。第２に、横型結合および共面
結合に基づいて伝送線路の特性インピーダンスを決定す
ることによって、内部誘電体の厚さに対する感度も低下
させる。第３に、２本の信号搬送導体を同一層上に配す
ることによって、横型結合における位置合わせ誤差の効
果を除去する。
第１図に示したような横型結合伝送線路の幾何学的構
造は、第１導体101と第２導体103との間の誘電体物質の
厚さ、第１導体101と第２導体103との間の位置合わせの
ずれ、および第１導体101と第２導体103の幅に敏感な特
性インピーダンスを有する。第８図の表801は、エッチ
ング即ち線幅における不正確さ、および所望の導体幅が
0.39ミリメートル、誘電体の厚さが0.125ミリメートル
の50オーム伝送線路のための誘電体に対する、横型結合
伝送線路の幾何学的構造の許容度を示す。表801から分
かるように、横型結合伝送線路の幾何学的構造は、分散
（variance）によって、約−24.5％ないし＋27％にわた
って変動する。第８図の表803は、導体の幅の変動およ
び第１導体101と第２導体103との間の位置合わせのずれ
に対する、横型結合伝送線路の幾何学的構造の許容度の
関係を示す。表803から分かるように、横型結合伝送線
路の幾何学的構造は、所与の位置合わせのずれに対し
て、−８％ないし17％の間で変動する。
造は、第１導体101と第２導体103との間の誘電体物質の
厚さ、第１導体101と第２導体103との間の位置合わせの
ずれ、および第１導体101と第２導体103の幅に敏感な特
性インピーダンスを有する。第８図の表801は、エッチ
ング即ち線幅における不正確さ、および所望の導体幅が
0.39ミリメートル、誘電体の厚さが0.125ミリメートル
の50オーム伝送線路のための誘電体に対する、横型結合
伝送線路の幾何学的構造の許容度を示す。表801から分
かるように、横型結合伝送線路の幾何学的構造は、分散
（variance）によって、約−24.5％ないし＋27％にわた
って変動する。第８図の表803は、導体の幅の変動およ
び第１導体101と第２導体103との間の位置合わせのずれ
に対する、横型結合伝送線路の幾何学的構造の許容度の
関係を示す。表803から分かるように、横型結合伝送線
路の幾何学的構造は、所与の位置合わせのずれに対し
て、−８％ないし17％の間で変動する。
第２図に示した共面伝送線路の幾何学的構造は、伝送
線路全体の幅を1.6ミリメートル未満とすることを設計
基準が要求する場合、50オームの伝送線路を提供するこ
とができない。これができない理由は、導体幅が1.6ミ
リメートルの50オーム伝送線路は、0.025ミリメートル
の共面ギャップを必要とするからである。この幅のギャ
ップは、我々に与えられた用途に現在使用可能な技術で
は、製造するのが困難である。共面ギャップは、第２図
では、第１導体201と第２導体203との間の距離として示
され、第２図ではＹとして表わされている。
線路全体の幅を1.6ミリメートル未満とすることを設計
基準が要求する場合、50オームの伝送線路を提供するこ
とができない。これができない理由は、導体幅が1.6ミ
リメートルの50オーム伝送線路は、0.025ミリメートル
の共面ギャップを必要とするからである。この幅のギャ
ップは、我々に与えられた用途に現在使用可能な技術で
は、製造するのが困難である。共面ギャップは、第２図
では、第１導体201と第２導体203との間の距離として示
され、第２図ではＹとして表わされている。
既存の伝送線路の幾何学的構造の欠点を克服するため
に、横型結合伝送線路の幾何学的構造と共面伝送線路の
幾何学的構造の双方からの特性を利用した、新たな伝送
線路の幾何学的構造が発明された。第４図の部分１は、
新しい伝送線路の幾何学的構造によって採用された、共
面伝送線路の幾何学的構造からの対称面を示す図であ
る。第４図の部分２は、新しい伝送線路の幾何学的構造
によって採用された、横型結合伝送線路の幾何学的構造
からの対称面を示す図である。
に、横型結合伝送線路の幾何学的構造と共面伝送線路の
幾何学的構造の双方からの特性を利用した、新たな伝送
線路の幾何学的構造が発明された。第４図の部分１は、
新しい伝送線路の幾何学的構造によって採用された、共
面伝送線路の幾何学的構造からの対称面を示す図であ
る。第４図の部分２は、新しい伝送線路の幾何学的構造
によって採用された、横型結合伝送線路の幾何学的構造
からの対称面を示す図である。
第５図は、本発明による伝送線路の幾何学形状500を
示す図である。伝送線路の幾何学的構造500は、第１導
体501、第２導体503、および第３導体505を含む。第５
図のコンデンサ507によって示されるように、第１導体5
01および第２導体503は、従来の共面幾何学的構造にお
けるように、縁部で結合されている。加えて、第１導体
501および第２導体503は、第５図に示すコンデンサ509
によって例示されるように、第３導体505を反射板とし
て用いて、横型結合されている。効果的な横型の高さ
は、第３導体505と、第１導体501と第２導体503とによ
って形成される面との間の距離の２倍に等しい。好適実
施例では、第１導体501と第２導体503とを用いて、無線
受信機とアンテナとの間で無線周波数信号を搬送する。
第３導体505は浮遊導体であり、第１導体501と第２導体
503との間に電界を形成するために用いられ、これによ
って、導体510,503の像を反射する。多くの場合、第３
導体は反射板と呼ばれている。典型的に、第３導体505
と、第１導体501および第２導体503間の面との間の空間
は、誘電体で充填されている。あるいは、この空間は空
のままにしてもよい。好適実施例では、誘電体物質は、
誘電係数εｒが3.4の、フレックス（flex）と呼ばれて
いる可撓性回路基板物質である。
示す図である。伝送線路の幾何学的構造500は、第１導
体501、第２導体503、および第３導体505を含む。第５
図のコンデンサ507によって示されるように、第１導体5
01および第２導体503は、従来の共面幾何学的構造にお
けるように、縁部で結合されている。加えて、第１導体
501および第２導体503は、第５図に示すコンデンサ509
によって例示されるように、第３導体505を反射板とし
て用いて、横型結合されている。効果的な横型の高さ
は、第３導体505と、第１導体501と第２導体503とによ
って形成される面との間の距離の２倍に等しい。好適実
施例では、第１導体501と第２導体503とを用いて、無線
受信機とアンテナとの間で無線周波数信号を搬送する。
第３導体505は浮遊導体であり、第１導体501と第２導体
503との間に電界を形成するために用いられ、これによ
って、導体510,503の像を反射する。多くの場合、第３
導体は反射板と呼ばれている。典型的に、第３導体505
と、第１導体501および第２導体503間の面との間の空間
は、誘電体で充填されている。あるいは、この空間は空
のままにしてもよい。好適実施例では、誘電体物質は、
誘電係数εｒが3.4の、フレックス（flex）と呼ばれて
いる可撓性回路基板物質である。
加えて、第３導体505は、その長さ方向に沿って周期
的な不連続部を含み、横断電気（TE）、横断磁気（T
M）、または横断電磁気（TEM）のような、望ましくない
伝送モードを全て抑制する。この周期的な不連続部は、
第３導体をその長さに沿って分断することによって実現
される。周期的不連続部間の電気的距離は、伝送線路50
0上を伝送される最も高い周波数の波長の1/4未満でなけ
ればならない。好適実施例では、周期的不連続部は、伝
送線路上を伝送される最も高い周波数の波長の1/10毎に
形成されている。伝送される最も高い周波数は、1.5ギ
ガヘルツ（GHz）である。
的な不連続部を含み、横断電気（TE）、横断磁気（T
M）、または横断電磁気（TEM）のような、望ましくない
伝送モードを全て抑制する。この周期的な不連続部は、
第３導体をその長さに沿って分断することによって実現
される。周期的不連続部間の電気的距離は、伝送線路50
0上を伝送される最も高い周波数の波長の1/4未満でなけ
ればならない。好適実施例では、周期的不連続部は、伝
送線路上を伝送される最も高い周波数の波長の1/10毎に
形成されている。伝送される最も高い周波数は、1.5ギ
ガヘルツ（GHz）である。
第７図は、50オーム伝送線路に対する種々の許容度に
ついての、新しい伝送線路の幾何学的構造の結果を示す
表である。所与の許容度に対して、特性インピーダンス
は、−24.5％ないし＋27％の間で変動する横型の許容度
に比較して、−15.2ないし17.2％の変動に過ぎない。こ
のように、新しい伝送線路の幾何学的構造によって、誤
差には強い伝送線路の設計が小断面に可能となる。
ついての、新しい伝送線路の幾何学的構造の結果を示す
表である。所与の許容度に対して、特性インピーダンス
は、−24.5％ないし＋27％の間で変動する横型の許容度
に比較して、−15.2ないし17.2％の変動に過ぎない。こ
のように、新しい伝送線路の幾何学的構造によって、誤
差には強い伝送線路の設計が小断面に可能となる。
この幾何学的構造を用いて伝送線路を設計するため
に、以下のプロセスに従うべきである。第１に、伝送線
路の高さおよび幅の双方を含む、伝送線路の所望の物理
的断面を決定する。好適実施例では、全体的な高さは0.
311ミリメートルを越えることはできず、内部誘電体は
0.100ミリメートルに制限され、更に伝送線路の幅は1.6
ミリメートルを越えることはできなかった。第２に、所
望の伝送線路の特性インピーダンスZodを決定する。好
適実施例では、所望の特性インピーダンスZodは50オー
ムに等しい。第３に、伝送線路上で用いられる最も高い
伝送周波数、および伝送線路内のそれに対応する波長を
決定する。好適実施例では、最も高い伝送周波数は1.5G
Hzであり、伝送線路内の対応する波長が110mmに等し
い。第４に、第１導体501と第２導体503との間の共面ギ
ャップＹを選択する。共面ギャップは、現在得られる製
造技術に都合の良い大きさに選択する。共面ギャップ
は、所望の特性インピーダンスZodよりも大きな共面特
性インピーダンスZocを発生しなければならない。好適
実施例では、共面ギャップＹは0.25mmに等しく選択され
た。共面ギャップＹおよび伝送線路の全幅を用いて、第
１導体501と第２導体503の最大等価幅を計算する。好適
実施例では、第１導体501および第２導体503の幅は0.55
mmに等しい。第５に、以下の式を満足するように、第１
導体501と第２導体503との間の横型高さを計算する。
に、以下のプロセスに従うべきである。第１に、伝送線
路の高さおよび幅の双方を含む、伝送線路の所望の物理
的断面を決定する。好適実施例では、全体的な高さは0.
311ミリメートルを越えることはできず、内部誘電体は
0.100ミリメートルに制限され、更に伝送線路の幅は1.6
ミリメートルを越えることはできなかった。第２に、所
望の伝送線路の特性インピーダンスZodを決定する。好
適実施例では、所望の特性インピーダンスZodは50オー
ムに等しい。第３に、伝送線路上で用いられる最も高い
伝送周波数、および伝送線路内のそれに対応する波長を
決定する。好適実施例では、最も高い伝送周波数は1.5G
Hzであり、伝送線路内の対応する波長が110mmに等し
い。第４に、第１導体501と第２導体503との間の共面ギ
ャップＹを選択する。共面ギャップは、現在得られる製
造技術に都合の良い大きさに選択する。共面ギャップ
は、所望の特性インピーダンスZodよりも大きな共面特
性インピーダンスZocを発生しなければならない。好適
実施例では、共面ギャップＹは0.25mmに等しく選択され
た。共面ギャップＹおよび伝送線路の全幅を用いて、第
１導体501と第２導体503の最大等価幅を計算する。好適
実施例では、第１導体501および第２導体503の幅は0.55
mmに等しい。第５に、以下の式を満足するように、第１
導体501と第２導体503との間の横型高さを計算する。
1/zod＝1/zoc＋1/zob
この式は、得られた伝送線路の有効インピーダンスの概
略的な予測である。好適実施例では、横型の高さは0.20
0mmに等しい。第６に、第３導体505と、第１導体501と
第２導体503との面との間の距離を、計算された横型の
高さの半分に等しく設定する。第７に、計算された幾何
学的構造を構築し、寸法の微調整を行い、所望の特性イ
ンピーダンスを得る。非常に可能性が高いのは、上述の
式を解いた結果得られる予測値は、所望の特性インピー
ダンスZodよりも、低い特性インピーダンスとなること
である。計算された幾何学的構造を製造する前に、Hewl
ett Packardから入手可能な高周波数構造シミュレータ8
5180Aのような、高周波数構造シミュレータを用いて、
正確なモデリングを行うことができる。任意の工程とし
て、第３導体505の長さに沿って周期的な不連続部を形
成してもよい。第３導体505におけるこれら周期的不連
続部即ち分断は、伝送線路500に沿って伝送される最も
高い周波数の波長の1/4未満の間隔で配置されなければ
ならない。好適実施例では、この周期的不連続は、伝送
線路500上を伝送される最も高い周波数の波長の1/10で
あった（20mm）。分断は、第５図の伝送線路の斜視図で
ある第６図に明確に見ることができる。
略的な予測である。好適実施例では、横型の高さは0.20
0mmに等しい。第６に、第３導体505と、第１導体501と
第２導体503との面との間の距離を、計算された横型の
高さの半分に等しく設定する。第７に、計算された幾何
学的構造を構築し、寸法の微調整を行い、所望の特性イ
ンピーダンスを得る。非常に可能性が高いのは、上述の
式を解いた結果得られる予測値は、所望の特性インピー
ダンスZodよりも、低い特性インピーダンスとなること
である。計算された幾何学的構造を製造する前に、Hewl
ett Packardから入手可能な高周波数構造シミュレータ8
5180Aのような、高周波数構造シミュレータを用いて、
正確なモデリングを行うことができる。任意の工程とし
て、第３導体505の長さに沿って周期的な不連続部を形
成してもよい。第３導体505におけるこれら周期的不連
続部即ち分断は、伝送線路500に沿って伝送される最も
高い周波数の波長の1/4未満の間隔で配置されなければ
ならない。好適実施例では、この周期的不連続は、伝送
線路500上を伝送される最も高い周波数の波長の1/10で
あった（20mm）。分断は、第５図の伝送線路の斜視図で
ある第６図に明確に見ることができる。
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フロントページの続き
(72)発明者 カレンツ，エリック・ルロイ
アメリカ合衆国イリノイ州クリスタル・
レイク、ミラード・アベニュー364
(56)参考文献 特開 平２−226801（ＪＰ，Ａ)
特開 平１−179501（ＪＰ，Ａ)
特開 昭58−92101（ＪＰ，Ａ)
米国特許3512110（ＵＳ，Ａ)
米国特許5008639（ＵＳ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H01P 3/02
Claims (10)
- 【請求項１】最大周波数を有する所望の信号を伝送する
ための伝送線路であって、前記最大周波数は第１の波長
を有し、前記伝送線路は： 所定の第１幅を有し、第１面内に配置された第１導体； 前記第１導体と実質的に平行で、前記第１導体と共通面
にありかつ分離されており、所定の第２幅を有する第２
導体；および 前記第１面から離間し、前記第１面と実質的に平行な第
３導体であって、所定の第３幅および所定の長さを有
し、前記第３導体の前記所定の長さに沿って所定の間隔
で分断される不連続部を有し、前記不連続部の距離は前
記最大周波数の波長の1/4よりも大幅に短い所定の距離
である前記第３導体； から成ることを特徴とする伝送線路。 - 【請求項２】前記所定の第３幅は、前記所定の第１幅と
前記所定の第２幅との和よりも大きいことを特徴とする
請求項１記載の伝送線路。 - 【請求項３】前記第１導体と前記第２導体によって形成
される面と、前記第３導体との間に誘電体を含むことを
特徴とする請求項１記載の伝送線路。 - 【請求項４】前記所望の信号は、前記第１導体および前
記第２導体上を平衡伝送されることを特徴とする請求項
１記載の伝送線路。 - 【請求項５】前記第３導体は、前記第１導体および前記
第２導体のための反射板であることを特徴とする請求項
４記載の伝送線路。 - 【請求項６】前記所定の距離は、前記最大周波数の波長
の1/10に等しいことを特徴とする請求項１記載の伝送線
路。 - 【請求項７】前記伝送線路は平衡伝送線路であることを
特徴とする請求項１記載の伝送線路。 - 【請求項８】伝送線路の設計方法であって： 高さおよび幅を含む、伝送線路の所望の物理的断面を決
定する段階； 所望の伝送線路特性インピーダンスZodを決定する段
階； 前記伝送線路上での最も高い伝送周波数であって、ある
波長を有する前記最も高い周波数を決定する段階； 第１導体と第２導体との間の共面ギャップを選択し、前
記第１導体および前記第２導体の幅を選択することによ
って、共面特性インピーダンスZocがZodよりも大きくな
るように、前記共面特性インピーダンスZocを形成する
段階； 前記伝送線路特性インピーダンスおよび前記共面特性イ
ンピーダンスに応答して、前記第１導体と前記第２導体
との間の横型の高さを計算することによって、横型の特
性インピーダンスZobを形成する段階； 第３導体と、前記第１導体と前記第２導体との面との間
の距離を、前記横型の高さの1/2に等しく設定する段
階； および 前記最も高い周波数の波長の1/4未満の距離で、その長
さに沿って前記第３導体を分断する段階； から成ることを特徴とする方法。 - 【請求項９】更に、共面ギャップを選択する段階に応答
して、ある誘電係数を有する誘電体物質を選択する段階
を含むことを特徴とする請求項８記載の方法。 - 【請求項１０】前記計算するステップは、更に、式1/z
od＝1/zoc＋1/zobを満足することを含むことを特徴とす
る請求項８記載の方法。
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